特許 6004968 受信機

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6004968

(24)【登録日】2016年9月16日

(45)【発行日】2016年10月12日

(54)【発明の名称】受信機

(51)【国際特許分類】

   H04B 7/08 20060101AFI20160929BHJP

   H04B 1/26 20060101ALI20160929BHJP

【ＦＩ】

   H04B7/08 D

   H04B1/26 B

   H04B1/26 C

【請求項の数】3

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2013-37562(P2013-37562)

(22)【出願日】2013年2月27日

(65)【公開番号】特開2014-165847(P2014-165847A)

(43)【公開日】2014年9月8日

【審査請求日】2015年8月27日

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２４年度、総務省、マルチバンド・マルチモード対応センサー無線通信基盤技術に関する研究開発の委託事業、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】000005821

【氏名又は名称】パナソニック株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100105050

【弁理士】

【氏名又は名称】鷲田 公一

(72)【発明者】

【氏名】熊川 正啓

(72)【発明者】

【氏名】細川 嘉史

【審査官】 石田 昌敏

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−３０７４９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−１５０４９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−０５１５９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−０７２５６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００７−５１５１０４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ ７／０２− ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

受信信号をそれぞれ受信する第１のアンテナと第２のアンテナと、
位相が異なる複数の局部発振信号を生成する多相局部発振信号生成部と、
所定の位相のベースバンド信号の選択に用いる位相選択信号を生成する位相選択信号生成部と、
前記受信信号を前記複数の局部発振信号に基づいて周波数変換し、位相が異なる複数のベースバンド信号を生成し、前記位相選択信号に基づいて前記複数のベースバンド信号の中からベースバンド信号を選択する周波数変換器と、
前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル信号変換器と、
前記デジタル信号に所定の信号処理を行うデジタル信号処理部と、
を有する、受信機であって、
前記デジタル信号処理部は、前記ベースバンド信号のレベル検出処理を行い、レベル検出結果が最大となるようにフィードバック信号を前記位相選択信号生成部に出力し、
前記位相選択信号生成部は、前記フィードバック信号に基づいて前記位相選択信号を生成し、
前記周波数変換器は、前記受信信号をそれぞれ入力する第１周波数変換器と第２周波数変換器を有し、前記第１周波数変換器が選択したベースバンド信号と前記第２周波数変換器が選択したベースバンド信号とを最大比合成して出力する、
受信機。

【請求項2】

前記周波数変換器は、
前記複数の局部発振信号の奇数倍の高調波の周波数変換を抑える高調波抑圧周波数変換器である、
請求項１記載の受信機。

【請求項3】

前記多相局部発振信号生成部は、
位相差が４５度または２２．５度である前記複数の局部発振信号を生成する、
請求項１記載の受信機。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波信号を受信してベースバンド信号に周波数変換する受信機に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、高周波信号を受信してベースバンド信号に周波数変換する受信機が知られている。このような受信機は、例えば非特許文献１に開示されている。図１は、非特許文献１の受信機５００のブロック図である。

【0003】

図１において、受信機５００は、アンテナ１−１、１−２と、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：以下、ＬＮＡという）２−１、２−２と、位相調整器３−１、３−２と、周波数変換器４−１、４−２と、局部発振信号生成部５とを備えている。

【0004】

アンテナ１−１〜２で受信された受信信号は、ＬＮＡ２−１〜２で増幅され、位相調整器３−１〜２に出力される。位相調整器３−１〜２は、ＬＮＡ２−１〜２で増幅されたそれぞれの受信信号が同位相となる様に位相調整を行う。そして、位相調整器３−１〜２は、位相調整した受信信号を周波数変換器４−１〜２に出力する。局部発振信号生成部５は、周波数変換器４−１〜２へ、受信信号に近い高周波信号である局部発振信号を出力する。周波数変換器４−１〜２は、局部発振信号を用いて、位相調整された受信信号を周波数変換し、ベースバンド信号として出力する。

【0005】

このように、受信機５００は、同位相に制御した受信信号を合成することで振幅利得を最大化させる。すなわち、受信機５００は、いわゆる最大比合成を行うダイバーシティ受信機を構成し、受信感度を改善している。

【0006】

図２は、図１に示す位相調整器３−１〜２の構成図である。Ｖｉｎ端子から入力された信号は、トランジスタＭ１、２で増幅される。トランジスタＭ１で増幅された信号は、抵抗Ｒ１を通過する。このとき、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で決められた位相変化が発生する。同様に、トランジスタＭ２で増幅された信号は、容量Ｃ２を通過するときに、容量Ｃ２と抵抗Ｒ２で決められた位相変化が発生する。位相変化した信号は、共通負荷Ｚで合成され、Ｖｏｕｔ端子から出力される。このとき、位相調整器３−１〜２は、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で決まる位相変化量と、容量Ｃ２と抵抗Ｒ２で決まる位相変化量との差が９０度になるようにし、トランジスタＭ１、Ｍ２の増幅量をそれぞれ可変することで、位相調整している。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】『A Low-Power Single-weight-Combiner 802.11abg SoC in 0.13um CMOS for Embedded Applications Utilizing An Area and Power Efficient Cartesian Phase Shifter and Mixer Circuit』,IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.43, NO.5, MAY 2008

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

しかしながら、非特許文献１の受信機は、位相変化させるための抵抗と容量により回路規模が大きくなる、という課題がある。また、非特許文献１の受信機は、受信する周波数ごとに抵抗と容量を用意する必要があるため、さらに回路規模が大きくなる、という課題がある。

【0009】

本発明の目的は、回路規模の増大を抑えつつ、受信感度を改善できる受信機を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明の一態様に係る受信機は、受信信号をそれぞれ受信する第１のアンテナと第２のアンテナと、位相が異なる複数の局部発振信号を生成する多相局部発振信号生成部と、所定の位相のベースバンド信号の選択に用いる位相選択信号を生成する位相選択信号生成部と、前記受信信号を前記複数の局部発振信号に基づいて周波数変換し、位相が異なる複数のベースバンド信号を生成し、前記位相選択信号に基づいて前記複数のベースバンド信号の中からベースバンド信号を選択する周波数変換器と、前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル信号変換器と、前記デジタル信号に所定の信号処理を行うデジタル信号処理部と、を有する、受信機であって、前記デジタル信号処理部は、前記ベースバンド信号のレベル検出処理を行い、レベル検出結果が最大となるようにフィードバック信号を前記位相選択信号生成部に出力し、前記位相選択信号生成部は、前記フィードバック信号に基づいて前記位相選択信号を生成し、前記周波数変換器は、前記受信信号をそれぞれ入力する第１周波数変換器と第２周波数変換器を有し、前記第１周波数変換器が選択したベースバンド信号と前記第２周波数変換器が選択したベースバンド信号とを最大比合成して出力する構成を採る。

【発明の効果】

【0011】

本発明は、受信機において、回路規模の増大を抑えつつ、受信感度を改善できる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】従来技術に係る受信機のブロック図

【図2】従来技術に係る受信機の位相調整器の構成図

【図3】本発明の実施の形態１に係る受信機のブロック図

【図4】本発明の実施の形態１に係る多相局部発振信号生成部のブロック図

【図5】本発明の実施の形態１に係る複数の局部発振信号のタイミングチャート

【図6】本発明の実施の形態１に係る周波数変換器の構成図

【図7】本発明の実施の形態２に係る受信機のブロック図

【図8】本発明の実施の形態２に係るＨＲＭのブロック図

【図9】本発明の実施の形態２に係るカスコードアンプ部の構成図

【図10】本発明の実施の形態２に係るカスコードアンプ部と位相選択信号の接続を示す表

【図11】本発明の実施の形態２に係るＨＲＭに出力される信号のベクトル図

【図12】本発明の実施の形態３に係る受信機のブロック図

【図13】本発明の実施の形態３に係るＨＲＭのブロック図

【図14】本発明の実施の形態３に係るカスコードアンプの構成図

【図15】本発明の実施の形態３に係るカスコードアンプと位相選択信号の接続を示す表

【図16】本発明の実施の形態３に係るＨＲＭに出力される信号のベクトル図

【図17】本発明の実施の形態４に係る受信機のブロック図

【図18】本発明の実施の形態４に係るＨＲＭのブロック図

【図19】本発明の実施の形態４に係る可変抵抗部の構成図

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本発明の実施の形態であるについて、図面を参照して説明する。なお、図面において、同一のものについては同一の符号を付して表示する。

【0014】

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１について説明する。

【0015】

＜受信機１００の構成＞
本発明の実施の形態１に係る受信機１００の構成例について説明する。図３は、受信機１００のブロック図である。

【0016】

図３において、受信機１００は、アンテナ１−１、１−２、ＬＮＡ２−１、２−２、周波数変換器６−１、６−２、多相局部発振信号生成部７、可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier：以下、ＶＧＡという）８−１、８−２、低域通過フィルタ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦという）９−１、９−２、アナログ−デジタル信号変換器（Analog Digital Converter：以下、ＡＤＣという）１０−１、１０−２、および位相選択信号生成部１１と、デジタル信号処理部３０と、を備える。

【0017】

アンテナ１−１で受信された受信信号１は、ＬＮＡ２−１で増幅され、周波数変換器６−１〜２に入力される。同様に、アンテナ１−２で受信された受信信号２は、ＬＮＡ２−２で増幅され、周波数変換器６−１〜２に入力される。受信信号１、２は、高周波信号である。

【0018】

多相局部発振信号生成部７は、それぞれ位相が異なる複数の局部発振信号を周波数変換器６−１〜２に出力する。位相選択信号生成部１１は、位相選択信号を周波数変換器６−１〜２に出力する。

【0019】

周波数変換器６−１〜２は、受信信号１、２を複数の局部発振信号で周波数変換し、それぞれ位相が異なる複数のベースバンド信号を生成する。そして、周波数変換器６−１〜２は、位相選択信号に基づいてベースバンド信号を選択し、選択したベースバンド信号をＶＧＡ８−１〜２のそれぞれに出力する。このとき、周波数変換器６−１の出力信号と周波数変換器６−２の出力信号は、位相が９０度異なる信号である。

【0020】

ＶＧＡ８−１〜２は、周波数変換器６からのベースバンド信号を増幅し、ＬＰＦ９−１〜２に出力する。ＬＰＦ９−１〜２は、ＶＧＡ８−１〜２からのベースバンド信号から不要な高周波成分を除去し、ＡＤＣ１０−１〜２に出力する。ＡＤＣ１０−１〜２は、ＬＰＦ９−１〜２からのベースバンド信号をデジタル信号に変換する。

【0021】

ＡＤＣ１０−１〜２から出力されたデジタル信号は、デジタル信号処理部３０に入力される。デジタル信号処理部３０は、デジタル信号に対して所定の信号処理を行い、図示しない出力装置から音声または画像として出力する。また、デジタル信号処理部３０は、信号処理の結果を、フィードバック信号として位相選択信号生成部１１に出力する。例えば、デジタル信号処理部３０は、受信信号のレベル検出処理を行い、レベル検出結果が最大となるようにフィードバック信号を、位相選択信号生成部１１へ出力する。

【0022】

＜多相局部発振信号生成部７の構成＞
多相局部発振信号生成部７の構成例について説明する。図４は、多相局部発振信号生成部７のブロック図である。

【0023】

図４において、多相局部発振信号生成部７は、多相局部発振信号生成回路１２、および基準局部発振信号生成部１３を有する。多相局部発振信号生成回路１２は、一般的な回路であるＤフリップフロップで構成される。多相局部発振信号生成回路１２は、基準局部発振信号生成部１３から出力された基準局部発振信号を多相化し、それぞれ位相が異なる複数の局部発振信号を出力する。

【0024】

図４において、複数の局部発振信号は、例えば、ＬＯ−０００信号、ＬＯ−０４５信号、ＬＯ−０９０信号、ＬＯ−１３５信号、ＬＯ−１８０信号、ＬＯ−２２５信号、ＬＯ−２７０信号、およびＬＯ−３１５信号である。

【0025】

図５は、複数の局部発振信号のタイミングチャートである。図５において、ＬＯ−０００〜３１５信号のＨｉ期間は周期の１／８であり、位相がＬＯ−０００信号から順番に４５度ずれている。

【0026】

＜周波数変換器６−１の構成＞
周波数変換器６−１の構成例について説明する。図６は、周波数変換器６−１の構成図である。

【0027】

図６において、周波数変換器６−１は、Ｖｉｎ１端子、Ｖｉｎ２端子、ＬＯ−０００〜３１５端子、Ｐ１−０００〜３１５端子、Ｐ２−０００〜３１５端子、Ｖｏｕｔｐ端子、およびＶｏｕｔｎ端子を有する。

【0028】

Ｖｉｎ１端子は、ＬＮＡ２−１と接続され、受信信号１を入力する。Ｖｉｎ２端子は、ＬＮＡ２−２と接続され、受信信号２を入力する。ＬＯ−０００〜３１５端子は、多相局部発振信号生成部７から出力されたＬＯ−０００〜３１５信号を入力する。Ｖｏｕｔｐ端子およびＶｏｕｔｎ端子は、それぞれ、ＶＧＡ８−１と接続される。Ｐ１−０００〜３１５端子およびＰ２−０００〜３１５端子は、それぞれ、位相選択信号生成部１１と接続される。

【0029】

ここで、Ｐ１−０００〜３１５端子およびＰ２−０００〜３１５端子に入力される位相選択信号は、それぞれ、「Ｐ１−０００〜３１５信号」および「Ｐ２−０００〜３１５信号」という。

【0030】

Ｖｉｎ１端子から入力された受信信号１は、各パッシブミキサで周波数変換される。各パッシブミキサは、ゲートがそれぞれＬＯ−０００〜３１５端子と接続されたＮＭＯＳで構成される。そして、受信信号１は、各パッシブミキサに接続された各カスコードアンプで増幅され、Ｖｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子から出力される。

【0031】

各カスコードアンプは、カスコードトランジスタのゲートに、Ｐ１−０００〜３１５端子が接続され、出力はＶｏｕｔｐ端子またはＶｏｕｔｎ端子に接続されている。このとき、それぞれのパッシブミキサのゲートに入力されるＬＯ−０００〜３１５信号は、４５度ずつ位相が異なるため、各パッシブミキサから各カスコードアンプに入力される信号も４５度ずつ位相が異なる。

【0032】

よって、Ｐ１−０００〜３１５端子に入力される位相選択信号に基づきカスコードトランジスタがオン、オフされることでカスコードアンプがオン、オフする。これにより、Ｖｏｕｔ端子に出力される信号の位相を選択的に調整することができる。

【0033】

具体例として、Ｐ１−０００信号がＨｉであり、かつ、Ｐ１−０４５〜３１５信号がＬｏｗである場合を説明する。この場合、Ｐ１−０００端子に接続されたカスコードトランジスタはオンとなる一方で、Ｐ１−０４５〜３１５端子に接続されたカスコードトランジスタはオフとなる。よって、ＬＯ−０００信号とＬＯ−１８０信号により周波数変換された信号が、Ｖｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力される。

【0034】

このときのＶｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力された信号を基準とすると、Ｐ１−０４５信号のみがＨｉの場合には、４５度位相が遅れた信号が出力される。Ｐ１−０９０〜３１５信号についても同様である。したがって、図６において、Ｐ１−０００〜３１５信号のいずれかをＨｉにすることで、位相を選択的に調整することができる。

【0035】

また、Ｖｉｎ２端子から入力された受信信号２も上記同様に周波数変換され、その後、Ｐ２−０００〜３１５信号により選択的に位相調整された信号がＶｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力される。

【0036】

また、周波数変換された受信信号１を増幅するカスコードアンプと周波数変換された受信信号２を増幅するカスコードアンプの負荷は共通である。そのため、Ｖｏｕｔｐ端子とＶｏｕｔｎ端子には、周波数変換された受信信号１と周波数変換された受信信号２が合成された信号が出力される。さらに、これらの信号は、位相が等しくなるように位相調整されるので、最大比合成が可能となる。具体的には、デジタル信号処理部３０が、受信信号のレベル検出処理を行い、レベル検出結果が最大となるように位相選択信号生成部１１にフィードバック信号を出力することで、最大比合成となる。このときフィードの方法としては、例えば、以下の２つの方法がある。１つは、受信機１００の起動時に各位相選択信号に対するレベル検出結果をデジタル信号処理部３０で記憶し、レベル検出結果が最大となった位相選択信号を用いるようにフィードバック信号を出力するようにしても良い。もう１つは、一定期間ごとに位相選択信号を切り替えてデジタル信号処理部３０で位相選択信号切り替え前後のレベル検出結果を比較し、切り替え後レベル検出結果の方が高い場合は今回の切り替え方向に位相選択信号の切り替えを続け、切り替え後レベル検出結果の方が低い場合は今回と逆方向に位相選択信号の切り替えを続けることで、レベル検出結果が最大となる設定を探索するようにフィードバック信号を出力するとしても良い。

【0037】

以上、周波数変換器６−１を例にその構成を説明したが、周波数変換器６−２も同様であるので、ここでの説明は省略する。ただし、周波数変換器６−２は、Ｐ１−０００〜３１５端子の配置が周波数変換器６−１のそれと異なる。すなわち、周波数変換器６−２の場合、図６において、例えば、Ｐ１−０００端子がＰ１−０９０端子、Ｐ１−０４５端子がＰ１−１３５端子、Ｐ１−０９０端子がＰ１−１８０端子・・・というように、９０度ずつずれた構成となる。

【0038】

＜受信機１００の作用効果＞
以上説明したように、受信機１００は、それぞれ位相が異なる複数の局部発振信号で受信信号を周波数変換し、それにより生成された複数のベースバンド信号の中から、位相選択信号に基づいて所定の位相のベースバンド信号を選択し、合成を行う。これにより、受信機１００は、位相変化のための抵抗と容量を用いることがないので、回路規模の増大を抑えることができる。また、受信機１００は、受信信号の振幅利得を最大化し、受信感度特性を改善することができる。

【0039】

なお、本実施の形態では、多相局部発振信号生成部から出力される局部発振信号の数を８としたが、その数はこれに限定されない。

【0040】

また、本実施の形態では、Ｐ１−０００〜３１５信号のいずれか１つをＨｉとすることで選択的に位相調整を行うとしたが、２つ以上の信号を同時にＨｉとすることで選択的に位相調整を行うようにしてもよい。具体的には、位相関係が隣り合う信号を同時Ｈｉにすることで、位相調整ステップを半分にでき、より高精度に位相調整することが可能となる。

【0041】

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２について説明する。実施の形態１に係る受信機１００は、周波数変換に用いる局部発振信号の奇数倍の周波数に存在する高調妨害波を受信信号と同じ帯域内に周波数変換してしまうことで、受信特性劣化を招くおそれがある。そこで、本実施の形態に係る受信機２００は、高調妨害波の周波数変換を抑圧する高調波抑圧周波数変換器（Harmonic Rejection Mixer ：以下ＨＲＭという）を用いる。

【0042】

＜受信機２００の構成＞
受信機２００の構成例について説明する。図７は、受信機２００のブロック図である。

【0043】

図７において、受信機２００は、周波数変換器６−１〜２の代わりに、ＨＲＭ１４−１〜２を有する。

【0044】

＜ＨＲＭ１４−１の構成＞
ＨＲＭ１４−１の構成例について説明する。図８は、ＨＲＭ１４−１のブロック図である。

【0045】

図８において、ＨＲＭ１４−１は、周波数変換器６−１のカスコードアンプの代わりに、出力信号選択部１５−１、２を備えている。出力信号選択部１５−１と１５−２は同じ構成である。以下では、出力信号選択部１５−１を例に説明する。

【0046】

出力信号選択部１５−１は、カスコードアンプ部１６を複数備える。図８において、カスコードアンプ部１６は、例えば、カスコードアンプ部１６−０００〜３１５の８つである。ここで、カスコードアンプ部１６−０００を例に説明する。カスコードアンプ部１６−０００は、ゲートにＬＯ−０００信号が入力されるパッシブミキサから信号を入力する。そして、カスコードアンプ部１６−０００は、位相選択信号Ｐ１−３１５信号、Ｐ１−０００信号、Ｐ１−０４５信号、Ｐ１−１３５信号、Ｐ１−１８０信号、およびＰ１−２２５信号に基づいて、信号を選択する。そして、カスコードアンプ部１６−０００は、選択した信号を、Ｖｏｕｔｐ端子またはＶｏｕｔｎ端子に出力する。これと同様にして、カスコードアンプ部１６−０４５〜３１５も、図示で接続された位相選択信号に基づいて信号を選択し、Ｖｏｕｔｐ端子またはＶｏｕｔｎ端子へ出力する。

【0047】

以上、ＨＲＭ１４−１を例にその構成を説明したが、ＨＲＭ１４−２も同様であるので、ここでの説明は省略する。ただし、ＨＲＭ１４−２は、Ｐ１−０００〜３１５端子の配置がＨＲＭ１４−１のそれと異なり、９０度ずつずれた構成となる。

【0048】

＜カスコードアンプ部１６の構成＞
カスコードアンプ部１６の構成例について説明する。図９は、カスコードアンプ部１６のブロック図である。なお、ここで説明するカスコードアンプ部１６は、図８に示すカスコードアンプ部１６−０００〜３１５の任意の１つである。

【0049】

図９において、カスコードアンプ部１６は、パッシブミキサと接続する入力端子、Ｖｏｕｔｐ端子と接続する正相出力端子、Ｖｏｕｔｎ端子と接続する逆相出力端子、および、位相選択信号が入力されるＡ〜Ｆ端子を備えている。

【0050】

入力端子は、増幅トランジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートに接続している。増幅トランジスタＭ２１のドレインは、カスコードトランジスタＭ２３、Ｍ２５のソースと接続している。増幅トランジスタＭ２２のドレインは、カスコードトランジスタＭ２４、Ｍ２６のソースと接続している。カスコードトランジスタＭ２３、Ｍ２４のドレインは、正相出力端子と接続している。カスコードトランジスタＭ２５、Ｍ２６のドレインは、逆相出力端子と接続している。

【0051】

カスコードトランジスタＭ２３のゲートは、Ｂ端子と接続している。カスコードトランジスタＭ２４のゲートは、Ａ〜Ｃ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１の出力と接続している。カスコードトランジスタＭ２５のゲートは、Ｅ端子と接続している。カスコードトランジスタＭ２６のゲートは、Ｄ〜Ｆ端子を入力とする論理和回路ＯＲ２の出力と接続している。

【0052】

また、増幅トランジスタＭ２１とＭ２２のゲート幅の比は、およそ（√２−１）：１である。また、カスコードトランジスタＭ２３とＭ２４のゲート幅の比も、およそ（√２−１）：１である。また、カスコードトランジスタＭ２５とＭ２６のゲート幅の比も、およそ（√２−１）：１である。これらのゲート幅の比は、カスコードアンプの利得比となる。

【0053】

図１０は、出力信号選択部１５−１のカスコードアンプ部１６−０００〜３１５のそれぞれのＡ〜Ｂ端子に接続される位相選択信号の関係を示す。

【0054】

例えば、Ｐ１−０００信号のみＨｉの場合、図１０に示すように、カスコードアンプ部１６−０００のＢ端子、カスコードアンプ部１６−０４５のＡ端子、カスコードアンプ部１６−３１５のＣ端子、カスコードアンプ部１６−１３５のＦ端子、カスコードアンプ部１６−１８０のＥ端子、およびカスコードアンプ部１６−２２５のＤ端子がＨｉとなる。したがって、Ｖｏｕｔｐ端子には、カスコードアンプ部１６−０００から利得比√２の信号、カスコードアンプ１６−０４５から利得比１の信号、およびカスコードアンプ部１６−３１５から利得比１の信号が出力される。このときのＶｏｕｔｐ端子に出力される信号のベクトル図を、図１１に示す。

【0055】

図１１Ａは、受信信号の周波数がパッシブミキサのゲートに入力される局部発振信号の周波数とほぼ同じときのベクトル図である。図１１Ａにおいて、各出力は４５度位相差を持ち、利得比が１：√２：１である。

【0056】

図１１Ｂは、受信信号の周波数がパッシブミキサのゲートに入力される局部発振信号の周波数の３倍であるときのベクトル図である。図１１Ｂにおける受信信号は、受信特性劣化を招く高調妨害波であるが、局部発振信号の３次高調波と周波数変換を行うため、図１１Ａと比べて位相差が３倍となる。このとき、それぞれの出力信号ベクトルを合成すると相殺されることから、高調妨害波が受信信号と同じ帯域に周波数変換されることを抑えることができる。

【0057】

Ｐ１-０４５〜３１５信号のいずれかがＨｉとなったときも同様な位相、利得関係を持った出力信号となり、合成後の信号は、Ｐ１−０００信号がＨｉのときを基準にして４５度ずつ調整することが可能である。また、出力信号選択部１５−２もＰ２−０００〜３１５により同様の動作を行う。これにより、出力信号選択部１５−１と１５−２から出力される信号の位相が等しくなるように位相調整することで、最大比合成が可能となる。

【0058】

＜受信機２００の作用効果＞
以上説明したように、受信機２００は、受信機１００と同じ作用効果を得ることができる。また、受信機２００は、高調妨害波の周波数変換を抑圧するＨＲＭ１４−１〜２を用いることで、受信機１００のように、周波数変換に用いる局部発振信号の奇数倍の周波数に存在する高調妨害波を受信信号と同じ帯域内に周波数変換してしまい、受信特性劣化を招くということがない。

【0059】

なお、本実施の形態では、多相局部発振信号生成部から出力される局部発振信号の数を８としたが、その数はこれに限定されない。

【0060】

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３について説明する。本実施の形態に係る受信機３００は、受信機２００に比べて位相調整を高精度にしたＨＲＭを用いる。

【0061】

＜受信機３００の構成＞
受信機３００の構成例について説明する。図１２は、受信機３００のブロック図である。

【0062】

図１２において、受信機３００は、ＨＲＭ１４−１〜２の代わりに、ＨＲＭ１７−１〜２を有する。

【0063】

＜ＨＲＭ１７−１の構成＞
ＨＲＭ１７−１の構成例について説明する。図１３は、ＨＲＭ１７−１のブロック図である。

【0064】

図１３において、ＨＲＭ１７−１は、出力選択部１５−１〜２の代わりに、出力選択部１８−１〜２を備えている。出力信号選択部１８−１と１８−２は同じ構成である。以下では、出力信号選択部１８−１を例に説明する。

【0065】

出力信号選択部１８−１は、カスコードアンプ部１９を複数備える。図１３において、カスコードアンプ部１９は、例えば、カスコードアンプ部１９−０００〜３１５の８つである。ここで、カスコードアンプ部１９−０００を例に説明する。カスコードアンプ部１９−０００は、ゲートにＬＯ−０００信号が入力されるパッシブミキサから信号を入力する。そして、カスコードアンプ部１９−０００は、位相選択信号Ｐ１−０００信号、Ｐ１−０２２．５信号、Ｐ１−０４５信号、Ｐ１−０６７．５信号、Ｐ１−０９０信号、Ｐ１−１１２．５信号、Ｐ１−１３５信号、Ｐ１−１５７．５信号、Ｐ１−１８０信号、Ｐ１−２０２．５信号、Ｐ１−２２５信号、Ｐ１−２４７．５信号、Ｐ１−２７０信号、Ｐ１−２９２．５信号、Ｐ１−３１５信号、およびＰ１−３３７．５信号に基づいて、信号を選択する。そして、カスコードアンプ部１９−０００は、選択した信号を、Ｖｏｕｔｐ端子またはＶｏｕｔｎ端子に出力する。これと同様にして、カスコードアンプ部１９−０４５〜３１５も、図示で接続された位相選択信号に基づいて信号を選択し、Ｖｏｕｔｐ端子またはＶｏｕｔｎ端子へ出力する。

【0066】

以上、ＨＲＭ１７−１を例にその構成を説明したが、ＨＲＭ１７−２も同様であるので、ここでの説明は省略する。ただし、ＨＲＭ１７−２は、Ｐ１−０００〜３１５端子の配置がＨＲＭ１７−１のそれと異なり、９０度ずつずれた構成となる。

【0067】

＜カスコードアンプ部１９の構成＞
カスコードアンプ部１９の構成例について説明する。図１４は、カスコードアンプ部１９のブロック図である。なお、ここで説明するカスコードアンプ部１９は、図１３に示すカスコードアンプ部１９−０００〜３１５の任意の１つである。

【0068】

図１４において、カスコードアンプ部１９は、パッシブミキサと接続する入力端子、Ｖｏｕｔｐ端子と接続する正相出力端子、Ｖｏｕｔｎ端子と接続する逆相出力端子、および、位相選択信号が入力されるＡ〜Ｎ端子を備えている。

【0069】

入力端子は、増幅トランジスタＭ３１、Ｍ３２、Ｍ３３のゲートに接続している。増幅トランジスタＭ３１のドレインは、カスコードトランジスタＭ３４、Ｍ３７のソースと接続している。増幅トランジスタＭ３２のドレインは、カスコードトランジスタＭ３５、Ｍ３８のソースと接続している。増幅トランジスタＭ３３のドレインは、カスコードトランジスタＭ３６、Ｍ３９のソースと接続している。カスコードトランジスタＭ３４、Ｍ３５、Ｍ３６のドレインは、正相出力端子と接続している。カスコードトランジスタＭ３７、Ｍ３８、Ｍ３９のドレインは、逆相出力端子と接続している。

【0070】

カスコードトランジスタＭ３４のゲートは、Ｃ〜Ｅ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１１の出力と接続している。カスコードトランジスタＭ３５のゲートは、Ｂ〜Ｆ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１２の出力と接続している。カスコードトランジスタＭ３６のゲートは、Ａ〜Ｇ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１３の出力と接続している。カスコードアンプＭ３７のゲートは、Ｊ〜Ｌ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１４の出力と接続している。カスコードアンプＭ３８のゲートは、Ｉ〜Ｍ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１５の出力と接続している。カスコードアンプＭ３９のゲートは、Ｈ〜Ｎ端子を入力とする論理和回路ＯＲ１６の出力と接続している。

【0071】

また、増幅トランジスタＭ３１とＭ３２とＭ３３のゲート幅比は、２：２：３である。また、カスコードトランジスタＭ３４とＭ３５とＭ３６の比も、２：２：３である。また、カスコードトランジスタＭ３７とＭ３８とＭ３９の比も、２：２：３である。これらのゲート幅の比は、カスコードアンプの利得比となる。

【0072】

図１５は、出力信号選択部１８−１のカスコードアンプ部１９−０００〜３１５のそれぞれのＡ〜Ｎ端子に接続される位相選択信号の関係を示す。

【0073】

例えば、Ｐ１−０００信号のみＨｉの場合、図１５に示すように、カスコードアンプ部１９−０００のＤ端子、カスコードアンプ部１９−０４５のＢ端子、カスコードアンプ部１９−１３５のＭ端子、カスコードアンプ部１９−１８０のＫ端子、カスコードアンプ部１９−２２５のＩ端子、カスコードアンプ部１９−３１５のＦ端子がＨｉとなる。したがって、Ｖｏｕｔｐ端子には、カスコードアンプ部１９−０００から利得比７の信号、カスコードアンプ部１９−０４５から利得比５の信号、カスコードアンプ部１９−３１５から利得比５の信号が出力される。このときのＶｏｕｔｐ端子に出力される信号のベクトル図を、図１６Ａおよび図１６Ｂに示す。同様に、Ｐ１−０２２．５信号のみがＨｉのときのＶｏｕｔｐ端子に出力される信号のベクトル図を、図１６Ｃおよび図１６Ｄに示す。

【0074】

図１６Ａと図１６Ｃは、受信信号の周波数がパッシブミキサのゲートに入力される局部発振信号の周波数とほぼ同じときのベクトル図である。図１６Ｂと図１６Ｄは、受信信号の周波数がパッシブミキサのゲートに入植される局部発振信号の周波数の３倍であるときのベクトル図である。図１３Ｂにおける受信信号は、受信特性劣化を招く高調妨害波であるが、局部発振信号の３次高調波と周波数変換を行うため、図１６Ａと図１６Ｃと比べて位相差が３倍となる。このとき、それぞれの出力信号ベクトルを合成すると相殺されることから、高調妨害波が受信信号と同じ帯域に周波数変換されることを抑えることができる。

【0075】

Ｐ１-０４５〜３３７．５信号のいずれかがＨｉとなったときも同様な位相、利得関係を持った出力信号となり、合成後の信号は、Ｐ１−０００信号がＨｉのときを基準にして２２．５度ずつ調整することが可能である。また、出力信号選択部１８−２もＰ２−０００〜３３７．５により同様の動作を行う。これにより、出力信号選択部１８−１と１８−２から出力される信号の位相が等しくなるように位相調整することで、最大比合成が可能となる。

【0076】

＜受信機３００の作用効果＞
以上説明したように、受信機３００は、受信機１００、受信機２００と同じ作用効果を得ることができる。また、受信機３００は、受信機２００よりも高精度な位相調整が可能となる。

【0077】

なお、本実施の形態では、多相局部発振信号生成部から出力される局部発振信号の数を８としたが、その数はこれに限定されない。

【0078】

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４について説明する。本実施の形態に係る受信機４００は、カスコードアンプの代わりに、オペアンプを用いたＨＲＭを用いる。

【0079】

＜受信機４００の構成＞
受信機４００の構成例について説明する。図１７は、受信機４００のブロック図である。

【0080】

図１７において、受信機４００は、ＨＲＭ１７−１〜２の代わりに、ＨＲＭ２０−１〜２を有する。

【0081】

＜ＨＲＭ２０−１の構成＞
ＨＲＭ２０−１の構成例について説明する。図１８は、ＨＲＭ２０−１のブロック図である。

【0082】

図１８において、ＨＲＭ２０−１は、出力選択部１８−１〜２の代わりに、出力選択部２１−１〜２を備えている。出力信号選択部２１−１と２１−２は同じ構成である。出力選択部２１−１〜２の出力信号は、オペアンプ（以下、ＯＰという）２３を介して、Ｖｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力される。ＯＰ２３は、フィードバック抵抗Ｒｆを用いた構成である。以下では、出力信号選択部２１−１を例に説明する。

【0083】

出力信号選択部２１−１は、可変抵抗部２２を複数備える。図１８において、可変抵抗部２２は、例えば、可変抵抗部２２−０００〜３１５の８つである。ここで、可変抵抗部２２−０００を例に説明する。可変抵抗部２２−０００は、ゲートにＬＯ−０００信号が入力されるパッシブミキサから信号を入力する。そして、可変抵抗部２２−０００は、位相選択信号Ｐ１−０００信号、Ｐ１−０２２．５信号、Ｐ１−０４５信号、Ｐ１−０６７．５信号、Ｐ１−０９０信号、Ｐ１−１１２．５信号、Ｐ１−１３５信号、Ｐ１−１５７．５信号、Ｐ１−１８０信号、Ｐ１−２０２．５信号、Ｐ１−２２５信号、Ｐ１−２４７．５信号、Ｐ１−２７０信号、Ｐ１−２９２．５信号、Ｐ１−３１５信号、およびＰ１−３３７．５信号に基づいて、信号を選択する。そして、可変抵抗部２２−０００は、選択した信号を、ＯＰ２３を介して、Ｖｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力する。これと同様にして、可変抵抗部２２−０４５〜３１５も、図示で接続された位相選択信号に基づいて信号を選択し、ＯＰ２３を介して、Ｖｏｕｔｐ端子、Ｖｏｕｔｎ端子に出力する。

【0084】

以上、ＨＲＭ２０−１を例にその構成を説明したが、ＨＲＭ２０−２も同様であるので、ここでの説明は省略する。ただし、ＨＲＭ２０−２は、Ｐ１−０００〜３１５端子の配置がＨＲＭ２０−１のそれと異なり、９０度ずつずれた構成となる。

【0085】

＜可変抵抗部２２の構成＞
可変抵抗部２２の構成例について説明する。図１９は、可変抵抗部２２の構成図である。なお、ここで説明する可変抵抗部２２は、図１８に示す可変抵抗部２２−０００〜３１５の任意の１つである。

【0086】

可変抵抗部２２は、パッシブミキサと接続する入力端子、ＯＰ２３の正相入力端子と接続する正相出力端子、ＯＰ２３の逆相入力端子と接続する逆相出力端子を備える。入力端子は、ＮＭＯＳトランジスタで構成された抵抗切替スイッチＭ４１〜４６のソースに接続される。

【0087】

抵抗切替スイッチＭ４１のドレインは、抵抗Ｒ４１と接続される。抵抗切替スイッチＭ４２〜４６のドレインは、抵抗４２〜４６に接続される。抵抗Ｒ４１〜４３において、抵抗切替スイッチＭ４１〜Ｍ４３に接続されていない方の端子は、正相出力端子に接続される。抵抗Ｒ４４〜４６において、抵抗切替スイッチＭ４４〜Ｍ４６に接続されていない方の端子は、逆相出力端子に接続される。

【0088】

抵抗Ｒ４１とＲ４２とＲ４３の抵抗比は、２：３：３である。また、抵抗Ｒ４４とＲ４５とＲ４６の抵抗比も、２：３：３である。可変抵抗部２２とＯＰ２３の利得は、Ｒｆ／（可変抵抗部の抵抗値）に比例し、出力信号の振幅・位相関係は、図１６と等しくなる。

【0089】

＜受信機４００の作用効果＞
以上説明したように、受信機４００は、受信機１００、受信機３００と同じ作用効果を得ることができる。

【0090】

なお、本実施の形態では、多相局部発振信号生成部から出力される局部発振信号の数を８としたが、その数はこれに限定されない。

【0091】

また、本実施の形態では、ＨＲＭ構成について説明したが、可変抵抗部を用いず、高調妨害波を抑圧しない周波数変換としても構わない。

【0092】

また、本実施の形態は、実施の形態３の構成においてカスコードアンプの代わりにオペアンプを用いる例としたが、これに限定されない。例えば、実施の形態１または２の構成においてカスコードアンプの代わりにオペアンプを用いてもよい。

【0093】

以上、本発明の実施の形態について説明したが、上記説明は一例であり、種々の変形が可能である。

【産業上の利用可能性】

【0094】

本発明は、通信または放送システムで用いる高周波信号を受信してベースバンド信号に周波数変換する技術に適用できる。本発明は、例えば、ＴＶチューナまたは携帯端末に有用である。

【符号の説明】

【0095】

１−１、１−２ アンテナ
２−１、２−２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
３−１、３−２ 位相調整器
４−１、４−２ 周波数変換器
５ 局部発振信号生成部
６−１、６−２ 周波数変換器
７ 多相局部発振信号生成部
８−１、８−２ 可変利得増幅器（ＶＧＡ）
９−１、９−２ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１０−１、１０−２ アナログ−デジタル信号変換器（ＡＤＣ）
１１ 位相選択信号生成部
１２ 多相局部発振信号生成回路
１３ 基準局部発振信号生成部
１４−１、１４−２ 高調波抑圧周波数変換器（ＨＲＭ）
１５−１、１５−２ 出力信号選択部
１６ カスコードアンプ部
１７−１、１７−２ 高調波抑圧周波数変換器（ＨＲＭ）
１８−１、１８−２ 出力信号選択部
１９ カスコードアンプ部
２０−１、２０−２ 高調波抑圧周波数変換器（ＨＲＭ）
２１−１、２１−２ 出力信号選択部
２２ 可変抵抗部
２３ ＯＰ
３０ デジタル信号処理部
１００、２００、３００、４００、５００ 受信機

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16A】

【図16B】

【図16C】

【図16D】

【図17】

【図18】

【図19】