特許 6028104 Ｉ／Ｑ下方変換信号および２チャネルＴＩ−ＡＤＣのチャネル・ミスマッチを処理するための方法および装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6028104

(24)【登録日】2016年10月21日

(45)【発行日】2016年11月16日

(54)【発明の名称】Ｉ／Ｑ下方変換信号および２チャネルＴＩ−ＡＤＣのチャネル・ミスマッチを処理するための方法および装置

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/38 20060101AFI20161107BHJP

   H04L 27/22 20060101ALI20161107BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/00 G

   H04L27/22 Z

【請求項の数】26

【全頁数】27

(21)【出願番号】特願2015-548217(P2015-548217)

(86)(22)【出願日】2012年12月18日

(65)【公表番号】特表2016-504869(P2016-504869A)

(43)【公表日】2016年2月12日

(86)【国際出願番号】EP2012075901

(87)【国際公開番号】WO2014094823

(87)【国際公開日】20140626

【審査請求日】2015年8月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】515164859

【氏名又は名称】シグナル・プロセッシング・デヴァイシス・スウェーデン・アーベー

(74)【代理人】

【識別番号】100108453

【弁理士】

【氏名又は名称】村山 靖彦

(74)【代理人】

【識別番号】100110364

【弁理士】

【氏名又は名称】実広 信哉

(74)【代理人】

【識別番号】100133400

【弁理士】

【氏名又は名称】阿部 達彦

(72)【発明者】

【氏名】ホカン・ヨハンソン

【審査官】 岡 裕之

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０１４０９４６（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２００６／０２３２４６０（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２０１１−０４１０４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−０７２５３２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 Hakan Johansson，Relations Between Zero-IF Receiver I/Q and TI-ADC Channel Mismatches，IEEE Transactions on Signal Processing，２０１４年 ７月 １日，Vol.62, No.13，pp.3403-3414

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／３８

Ｈ０４Ｌ ２７／２２

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

ＣｉＮｉｉ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための方法であって、
前記Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づく離散時間複素値信号ｒ（ｎ）取得するステップ（１０１）であって、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）は２以上の倍数によりオーバーサンプルされるステップ（１０１）と、
前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する中間信号ｖ（ｎ）を形成するステップ（１０２）と、
前記形成された中間信号ｖ（ｎ）に、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それによりＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を取得するステップ（１０３）と、
前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて推定（１０４）および／または補償（１０５）するステップと、
を含む、方法。

【請求項2】

前記中間信号ｖ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応し、Ｒｅは実部を示し、ｊは虚数単位である、請求項１に記載の方法。

【請求項3】

前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチは、前記中間信号ｖ（ｎ）に、前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することで補償され、それにより、前記中間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）が取得される、請求項１および２の何れか１項に記載の方法。

【請求項4】

前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）が形成され、前記補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）は前記補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現のπ／２周波数シフトに対応し、π／２周波数シフトは、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンと比べて反対方向にある、請求項３に記載の方法。

【請求項5】

前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチは、前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを最初に推定し、次いで前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）に、前記推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチに基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することで補償され、それにより、前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得する、請求項１および２の何れか１項に記載の方法。

【請求項6】

前記中間信号ｖ（ｎ）を形成するステップは、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の夫々の実部および虚部から全ての秒サンプルを交互に取得するステップを含む、請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法。

【請求項7】

前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するステップは、
前記Ｉ／Ｑ下方変換信号の前記アナログ・デジタル変換に基づいて広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を取得するステップ（１０１ａ）であって、広帯域とは、ｒ_ｗ（ｍ）がω_ｃＴ≧π／２となるように角度カットオフ周波数を有することを示し、ω_ｃは前記角度カットオフ周波数であり、Ｔは前記アナログ・デジタル変換で使用されるサンプル期間に対応するステップ（１０１ａ）と、
前記広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を補間して、２以上の倍数によりオーバーサンプルされる離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するステップ（１０１ｂ）と、
を含む、請求項１乃至６の何れか１項に記載の方法。

【請求項8】

前記補間は２以上の倍数により行われる、請求項７に記載の方法。

【請求項9】

前記補間はハーフ・バンド・フィルタにより実施されている、請求項８に記載の方法。

【請求項10】

Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための装置（２００）であって、
前記Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づく離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するように構成された取得回路（２０２）であって、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）は２以上の倍数によりオーバーサンプルされる取得回路（２０２）と、
中間信号ｖ（ｎ）を前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）から形成するように構成された形成回路（２０３）であって、中間信号ｖ（ｎ）は前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する形成回路（２０３）と、 前記形成された中間信号ｖ（ｎ）に、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それにより、ＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を取得するように構成された分析回路（２０４）と、
前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいてそれぞれ推定および／または補償するように構成された推定回路（２０５）および／または補償回路（２０６）と、
を備える、装置。

【請求項11】

前記中間信号ｖ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応し、Ｒｅは実部を示し、ｊは虚数単位である、請求項１０に記載の装置。

【請求項12】

前記補償回路（２０６）は、前記中間信号ｖ（ｎ）に、前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することで前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償し、それにより、前記中間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を取得するように構成された、請求項１０および１１の何れか１項に記載の装置。

【請求項13】

前記補償回路（２０６）はさらに、前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を形成するように構成され、前記補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）は前記補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現のπ／２周波数シフトに対応し、π／２周波数シフトは、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンと比べて反対方向にある、請求項１２に記載の装置。

【請求項14】

前記推定回路（２０５）および補償回路（２０６）は、前記取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを最初に推定し、次いで前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）に、前記推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチに基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することで前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償することにより、前記Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償し、それにより、前記離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得するように構成された、請求項１０および１１の何れか１項に記載の装置。

【請求項15】

前記形成回路（２０３）は、前記取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の夫々の実部および虚部から全ての秒サンプルを交互に取得するように構成された、請求項１０乃至１４の何れか１項に記載の装置。

【請求項16】

前記取得回路（２０２）は、前記Ｉ／Ｑ下方変換信号の前記アナログ・デジタル変換に基づいて広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を取得するように構成され、広帯域とは、ｒ_ｗ（ｍ）がω_ｃＴ≧π／２となるように角度カットオフ周波数を有することを示し、ω_ｃは前記角度カットオフ周波数であり、Ｔは前記アナログ・デジタル変換で使用されるサンプル期間に対応し、前記取得回路（２０２）は、前記広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を補間して、２以上の倍数によりオーバーサンプルされる離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するように構成された、請求項１０乃至１５の何れか１項に記載の装置。

【請求項17】

前記取得回路（２０２）は、２以上の倍数により前記広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を補間するように構成された、請求項１６に記載の装置。

【請求項18】

前記取得回路（２０２）は、ハーフ・バンド・フィルタにより前記補間を実施するように構成された、請求項１７に記載の装置。

【請求項19】

２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチを処理するための方法であって、
連続時間信号に対して前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）を取得するステップ（８０１）であって、前記離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限されるステップ（８０１）と、
（−ｊ）^ｎに前記取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）を形成するステップ（８０２）であって、ｊは虚数単位であるステップ（８０２）と、
前記形成された中間信号ｒ（ｎ）に、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用して、それにより、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定を取得するステップ（８０３）と、
前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを推定（８０４）および／または補償（３０５）するステップと、
を含む、方法。

【請求項20】

前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチは、前記中間信号ｒ（ｎ）に、前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することで補償されており、それにより、前記中間信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得する、請求項１９に記載の方法。

【請求項21】

前記離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）が形成され、前記補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ_ｃ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応し、Ｒｅは実部を指し、ｊは虚数単位である、請求項２０に記載の方法。

【請求項22】

前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチは、前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを最初に推定し、次いで前記離散時間信号ｖ（ｎ）に、前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記推定された周波数依存ミスマッチに基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することで前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを補償することで補償され、それにより、前記離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を取得する、請求項１９に記載の方法。

【請求項23】

２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチを処理するための装置（９００）であって、
連続時間信号に対して前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）を取得するように構成された取得回路（９０２）であって、前記離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限される取得回路（９０２）と、
（−ｊ）^ｎに前記取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）を形成するように構成された形成回路（９０３）であって、ｊは虚数単位である形成回路（９０３）と、
前記形成された中間信号ｒ（ｎ）に、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それにより、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定を取得するように構成された分析回路（９０４）と、
前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチをそれぞれ推定および／または補償するように構成された推定回路（９０５）および／または補償回路（９０６）と、
を備える、装置。

【請求項24】

前記補償回路（９０６）は、前記中間信号ｒ（ｎ）に、前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続き適用することで前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを補償し、それにより、前記中間信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得するように構成された、請求項２３に記載の装置。

【請求項25】

前記補償回路（９０６）はさらに、前記離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を形成するように構成され、前記補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ_ｃ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応し、Ｒｅは実部を指し、ｊは虚数単位である、請求項２４に記載の装置。

【請求項26】

前記推定回路（９０５）および補償回路（９０６）は、前記取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを最初に推定し、次いで前記離散時間信号ｖ（ｎ）に、前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記推定された周波数依存ミスマッチに基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することで前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを補償することで、前記２チャネルＴＩ−ＡＤＣの前記周波数依存ミスマッチを補償し、それにより前記離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を取得ように構成された、請求項２３に記載の装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書の諸態様は方法、装置および当該装置の利用に関する。特に、本発明の諸態様は、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相（Ｉ／Ｑ）チャネル・ミスマッチを処理するための方法および装置、ならびに、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器（ＴＩ−ＡＤＣ）の周波数依存ミスマッチを処理するための方法および装置に関する。

【背景技術】

【0002】

通信受信器の状況では、顕在化している低コストかつ柔軟な無線アーキテクチャに対する潜在的に魅力的な解決策において、複素同相直角位相（Ｉ／Ｑ）下方変換ミキサを通じたベースバンドへの直接変換を実施する零ＩＦ受信器が利用されている。しかし、かかるミキサの問題は、当該ミキサが、アナログ・ミスマッチ誤差のため、所望の信号の複素共役の不要な寄与に対応して、ＩチャネルとＱチャネルの間の不均衡を示し、これが大幅な鏡像周波数干渉の原因となるということである。当該干渉は、例えば、所望の信号より５０乃至１００ｄＢ強いことがあり、ミキサ単体では、例えば、３０乃至４０ｄＢ程度の減衰しかもたらすことができない。これは明らかにかかるケースでは不十分である。したがって、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ（不均衡）を補償するための追加のデジタル回路を加える必要がある。狭帯域のアプリケーションでは、当該干渉を周波数独立なものとしてモデル化すれば十分であり、当該ミスマッチおよび補償を次いで２つの乗算係数を介して行うことができる。しかし、帯域幅が増えると、ミスマッチの推定を含めて、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチをモデル化し補償するために周波数依存量を利用することが必要である。Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定を直接的または間接的に含む解決策は、例えば、非特許文献１乃至５に開示されている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0003】

【非特許文献1】L. Yu and W. Snelgrove, “A novel adaptive mismatch cancellation system for quadrature IF radio receivers,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 46, no. 6, pp. 789-801,June 1999

【非特許文献2】K. Pun, J. Franca, C. Azeredo-Leme, C. Chan, and C. Choy, “Correction of frequency-dependent I/Q mismatches in quadrature receivers,” Electronics Lett., vol. 37, no. 23, pp. 1415-1417, Nov. 2001

【非特許文献3】G. Xing, M. Shen, and H. Liu, “Frequency offset and I/Q imbalance compensation for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Wireless Comm., vol. 4, no. 2, pp. 673-680, Mar. 2005

【非特許文献4】B. Kirei, M. Neag, and M. Topa, “Blind frequency-selective I/Q mismatch compensation using subband processing,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Express Briefs, vol. 59, no. 5, pp. 302-306, May 2012

【非特許文献5】Anttila, M. Valkama, and M. Renfors, “Circularity-based I/Q imbalance compensation in wideband direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 57, no. 4, pp. 2099-2113, July 2008

【非特許文献6】T. Tsai, P. J. Hurst, and S. H. Lewis, “Bandwidth mismatch and its correction in time-interleaved analog-to-digital converters,” IEEE Trans. Circuits Syst. II, vol. 53, no. 10, pp. 1133-1137, Oct. 2006

【非特許文献7】M. Seo, M. J. W. Rodwell, and U. Madhow, “Comprehensive digital correction of mismatch errors for a 400-msamples/s 80-dB SFDR time-interleaved analog-to-digital converter,” IEEE Trans. Microwawe Theory Techniques, vol. 53, no. 3, pp. 1072-1082, Mar. 2005

【非特許文献8】S. Mendel and C. Vogel, “A compensation method for magnitude response mismatches in two-channel time-interleaved analog-to-digital converters,” in Proc. IEEE Int. Conf. Electronics, Circuits, Syst., Nice, France, Dec. 2006

【非特許文献9】--, “On the compensation of magnitude response mismatches in M channel time-interleaved ADCs,” in Proc. IEEE Int. Symp. Circuits, Syst., New Orleans, USA, May 2007, pp. 3375-3378

【非特許文献10】M. Seo, M. J. W. Rodwell, and U. Madhow, “Generalized blind mismatch correction for two-channel time-interleaved A-to-D converters,” in Proc. IEEE Int. Conf. Acoustics, Speech, Signal Processing, Hawaii, USA, Apr. 2007

【非特許文献12】--, “Generalized blind mismatch correction for a two-channel time interleaved ADC: Analytic approach,” in Proc. IEEE Int. Symp. Circuits Syst., New Orleans, USA, May 27-30 2007

【非特許文献13】P. Satarzadeh, B. C. Levy, and P. J. Hurst, “Bandwidth mismatch correction for a two-channel time-interleaved A/D converter,” in Proc. IEEE Int. Symp. Circuits Syst., New Orleans, USA, May 2007

【非特許文献14】H. Johansson and P. Lowenborg, “A least-squares filter design technique for the compensation of frequency-response mismatch errors in time interleaved A/D converters,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Express Briefs, vol. 55, no. 11, pp. 1154-1158, 2008

【非特許文献15】H. Johansson, “A polynomial-based time-varying filter structure for the compensation of frequency-response mismatch errors in time-interleaved ADCs: Special issue on DSP techniques for RF/analog circuit impairments,” IEEE J. Selected Topics Signal Processing, vol. 3, no. 3, pp.384-396, June 2009

【非特許文献16】Y. C. Lim, Y. X. Zou, J. W. Lee, and S. C. Chan, “Time-interleaved analog-to-digital converter compensation using multichannel filters,” IEEE Trans. Circuits Syst. I: Regular Papers, vol. 56, no. 10, pp. 2234-2247, Oct. 2009

【非特許文献17】C. Vogel and S. Mendel, “A flexible and scalable structure to compensate frequency response mismatches in time-interleaved ADCs,” IEEE Trans. Circuits Syst. I: Regular papers, vol. 56, no. 11, pp. 2463-2475, Nov. 2009

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0004】

本発明の諸実施形態の１つの目的は、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相（Ｉ／Ｑ）チャネル・ミスマッチを推定および／または補償する代替的な方法を可能とすることである。

【0005】

本発明の諸実施形態の第１の態様によれば、本発明の目的はＩ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための方法により実現される。当該Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間複素値信号ｒ（ｎ）が取得される。当該取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）は２以上の倍数によりオーバーサンプルされる。中間信号ｖ（ｎ）が離散時間複素値信号ｒ（ｎ）から形成される。中間信号ｖ（ｎ）は取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する。２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きが、形成された中間信号ｖ（ｎ）で適用され、それによりＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定が取得される。次いで、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチが、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて推定および／または補償される。

【0006】

本発明の諸実施形態の第２の態様によれば、本発明の目的はＩ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための装置により実現される。当該装置は、Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するように構成された取得回路を備える。取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）は複数の因子によりオーバーサンプルされる。当該装置はさらに、中間信号ｖ（ｎ）を離散時間複素値信号ｒ（ｎ）から形成するように構成された形成回路を備える。中間信号ｖ（ｎ）は、取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する。Ｒｅは実部を指し、ｊは虚数単位である。さらに、当該装置は、形成された中間信号ｖ（ｎ）に、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それによりＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を得るように構成された分析回路を備える。さらに、当該装置は、それぞれ、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて推定および／または補償するように構成された推定回路および／または補償回路を備える。

【0007】

本発明の諸実施形態の第３の態様によれば、本発明の目的は、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを推定および／または補償する第２の態様に従う装置の利用により実現される。

【0008】

本発明の諸実施形態の第４の態様によれば、本発明の目的は、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチを処理するための方法により実現される。連続時間信号に対して当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）が取得される。離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限される。（−ｊ）^ｎに当該取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）が形成される。ｊは虚数単位である。形成された中間信号ｒ（ｎ）に、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きが適用される。それによりＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定が取得される。当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチが、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて推定および／または補償される。

【0009】

本発明の諸実施形態の第５の態様によれば、本発明の目的は、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチを処理するための装置により実現される。当該装置は、連続時間信号に対して当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）を取得するように構成された取得回路を備える。離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限される。当該装置はさらに、（−ｊ）^ｎに当該取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）を形成するように構成された形成回路を備える。ｊは虚数単位である。さらに、当該装置は、形成された中間信号ｒ（ｎ）に、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それによりＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定を得るように構成された分析回路を備える。さらに、当該装置は、それぞれ、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを推定および／または補償するように構成された推定回路および／または補償回路を備える。

【0010】

本発明の諸実施形態の第６の態様によれば、本発明の目的は、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを推定および／または補償するための第５の態様に従う装置の利用により実現される。

【0011】

上述の態様の基礎となるものは、Ｉ／Ｑ下方変換信号に対するＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ問題、即ち、例えば、零ＩＦを含む低ＩＦの受信器に存在する複素値信号が、２チャネルＴＩ−ＡＤＣに存在する実信号チャネル・ミスマッチ問題に関連することを発明者が示すことができたというものである。したがって、上で参照した夫々の中間信号の形成により、ＴＩ−ＡＤＣ内のミスマッチ推定および／または補償に利用可能な手続きの何れかを用いて、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを推定および／または補償することができ、逆も成り立ち、これはしばしばバランス化とも呼ばれる。これらの領域は互いと独立に開発されているので、１つの主な利点は、本発明の諸実施形態ではミスマッチの推定および／または補償に関する手続きを、それらが過去に利用されていなかった領域で利用し、それにより、代替手段および多くの場合では改善された推定および／または補償が可能となるということである。改善が、例えば、Ｉ／ＱおよびＴＩ−ＡＤＣチャネル・ミスマッチの補正の両方を実施する必要があるケースで可能である。なぜならば、例えば、ハードウェア・リソースを節約できる両方のアプリケーションに対して同一の補償および推定原理を利用できるからである。また、ＴＩ−ＡＤＣミスマッチの推定および／または補償の利用手続きにより、例えば、零ＩＦ受信器におけるＩ／Ｑ下方変換信号に対する複素信号ミスマッチ推定および補償問題に対して実信号処理の解決策が提供される。

【0012】

本発明の諸実施形態の例を、添付図面を参照してより詳細に説明する。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】本発明の諸実施形態に従う、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための方法を示す流れ図である。

【図2】本発明の諸実施形態に従う、Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相（Ｉ／Ｑ）チャネル・ミスマッチを処理するための装置を示す略ブロック図である。

【図3A】本発明の諸実施形態を利用してＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図である。

【図3B】本発明の諸実施形態を利用してＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図である。

【図3C】本発明の諸実施形態を利用してＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図である。

【図4A】２の倍数による多相補間の１例、整流子に基づく原理と実装を示す略ブロック図である。

【図4B】２の倍数による多相補間の１例、整流子に基づく原理と実装を示す略ブロック図である。

【図5A】ｒ（ｎ）からｖ（ｎ）への変換の１例、整流子に基づく原理と実装を示す略ブロック図である。

【図5B】ｒ（ｎ）からｖ（ｎ）への変換の１例、整流子に基づく原理と実装を示す略ブロック図である。

【図6】２による同時補間およびｒ_ｗ（ｍ）からｖ（ｎ）への変換の例を示す略ブロック図である。

【図7A】ｖ_ｃ（ｎ）からｒ_ｃ（ｎ）への変換、および２による同時デシメーションおよびｖ_ｃ（ｍ）からｒ_ｗｃ（ｎ）への変換の各例を示す略ブロック図である。

【図7B】ｖ_ｃ（ｎ）からｒ_ｃ（ｎ）への変換、および２による同時デシメーションおよびｖ_ｃ（ｍ）からｒ_ｗｃ（ｎ）への変換の各例を示す略ブロック図である。

【図8】本発明の諸実施形態に従う、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器（ＴＩ−ＡＤＣ）の周波数依存ミスマッチを処理するための方法を示す流れ図である。

【図9】本発明の諸実施形態に従う、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを処理するための装置を示す略ブロック図である。

【図10】本発明の諸実施形態を利用して２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

本発明の諸実施形態に向けての開発の一部として、発明者は、Ｉ／Ｑ下方変換信号、即ち、例えば、零ＩＦを含む低ＩＦの受信器に存在する複素値信号に対する同相直角位相（Ｉ／Ｑ）チャネル・ミスマッチ問題が、ＴＩ−ＡＤＣとも称されうる２チャネル・タイムインタリーブ型（ＴＩ）アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）に存在する実信号チャネル・ミスマッチ問題と関連することを示すことができた。当該問題を、当該問題の１つが与えられれば、比較的単純な信号処理操作を介してその他の問題に変換できるという意味で関連するとみなしてもよい。これは、ＴＩ−ＡＤＣ内のミスマッチ推定および／または補償に利用可能な手続きの何れかを利用することによって、Ｉ／Ｑミスマッチを補償でき（これはしばしばバランスされるとも呼ばれる）、逆も成り立つことを意味する。したがって、これは基本的には、信号、例えば、「Ｉ／Ｑ下方変換信号」を対応する「ＴＩ−ＡＤＣ信号」に適切に変換して「ＴＩ−ＡＤＣ信号」に利用可能な推定および／または補償手続きを利用できるようにする問題になる。かかる手続きの適用後、推定されたミスマッチおよび／または補償された信号を、対応する推定された「Ｉ／Ｑ信号」ミスマッチおよび／または補償された「Ｉ／Ｑ信号」に変換し戻してもよい。

【0015】

当業界では、これらの２つの異なる「問題領域」に対する補償機構、および、一般に当該問題領域に関連する解決策が、互いと独立に開発されている。換言すれば、「Ｉ／Ｑ問題領域」におけるＩ／Ｑ下方変換信号に対する補償手続きは、「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」におけるＴＩ−ＡＤＣに対する補償手続きの知識を考慮することなく開発され、逆も当てはまる。

【0016】

以上を、本発明の諸実施形態の基本的な概念と見なしてもよく、例えば、Ｉ／ＱおよびＴＩ−ＡＤＣチャネル・ミスマッチ補正の両方を実施する必要がある場合に、有利に利用することができる。なぜならば、例えば、ハードウェア・リソースを節約できる両方のアプリケーションに対して同一の補償および推定原理を利用できるからである。また、ＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定および／または補償の利用により、例えば、零ＩＦ受信器におけるＩ／Ｑ下方変換信号に対する複素信号ミスマッチ推定および補償問題に対して実信号処理の解決策が提供される。

【0017】

上述の基本的な概念から、どのように補償を実行するかの２つの基本的な選択肢または代替手段が可能であることが理解される。これについては下記でさらに詳細に説明するが、手短に述べると、第１の代替手段は、Ｉ／ＱまたはＴＩ−ＡＤＣミスマッチ問題の１つが与えられると、当該推定および補償の両方が、その他の問題に利用可能な技術を用いて実施されるというものである。第２のものは、推定の部分のみがその他の問題に利用可能な技術を介して行われ、補償は元の問題に関してより従来型の方法で行われるというものである。

【0018】

上述の関係に鑑みて、本発明の諸実施形態に関するより詳細な情報を提示する前にＴＩ−ＡＤＣ関連の問題および既存の解決策を議論すること、即ち、Ｉ／Ｑ下方変換器関連の問題および解決策を上述の背景技術で説明したのと同様にＴＩ−ＡＤＣ関連の問題および解決策を議論するのが適切である。

【0019】

アナログ・デジタル変換の状況では、複数の並列アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）、即ち、ＴＩ−ＡＤＣの時間インタリーブが、全体の変換器の効果的なサンプリング速度を高めるために潜在的に魅力的な技術である。Ｍチャネルのタイムインタリーブ型ＡＤＣを用いると、当該効果的なサンプリング速度はＭの倍数で増大する。不都合なことに、個々のチャネル変換器の効果的な解像度はチャネル・ミスマッチ誤差のため全体の変換器では保持されていない。したがって、これらのエラーを補償して解像度を復元することが必要である。一定の解像度まで、チャネル周波数応答が周波数独立な大きさおよび位相遅延応答を有し、これは静的利得および線形位相（タイム・スキュー）ミスマッチ誤差に対応すると仮定してもよい。利得誤差がなければ、このケースは不均一なサンプリングに対応し、問題は、均一な−サンプリング・シーケンスを不均一な−サンプリング・シーケンスから復元することである。多数の論文が、過去数十年にわたってこの問題を扱ってきた。しかし、高速変換に対して超高解像度に達するために、このチャネル・モデルを一般的な周波数応答に、したがって周波数依存の規模と位相遅延応答を有するものに拡張する必要がある。この場合、真正応答の近似に対応する静的利得および線形位相部分だけでなく、これらの周波数応答ミスマッチ誤差に対しても補償しなければならない。当該問題を解決するための、即ち、ミスマッチを推定および／または補償するためのかかるより一般的な問題および様々な手続きは例えば非特許文献６乃至１７に開示されている。

【0020】

回路の誤差補正の状況では較正という用語を使用するのが一般的である。しかし、本明細書の状況では、較正とはチャネル・ミスマッチの推定と補償に及ぶ。当該補償は一般に、一定のフィルタ順序の１つまたは幾つかのフィルタを用いて時間領域で行われる。推定は一般にフィルタ係数の決定に及ぶ。これは、例えば測定されたチャネル応答ミスマッチが与えられれば間接的に行ってもよく、または、例えば、適切なコスト測定値、例えば、上述の先行技術の手続きの一部と同様に不適切性または周期定常性の度合いを最小化することで直接的に行ってもよい。したがって、ミスマッチの推定値は、当該補償に対するフィルタ係数として直接または間接に使用できる情報を含む。間接的に推定されたフィルタ係数は例えばミスマッチ誤差の推定を含んでもよく、すると、これは推定されたミスマッチ誤差に基づいてフィルタ係数を決定するフィルタ設計の問題である。先行技術、例えば、上述のように、推定および／または補償の手続き、機構、構造等に関する先行技術は、どのように推定の結果を補償において使用できるかおよびどのように推定および補償を実行できるかの詳細な例を提供している。したがって、かかる詳細はこれ以上本明細書では説明しない。その代り、上述の関係、信号変換、およびこれをどのように利用できるかに着目する。

【0021】

以上から、「推定」という用語を本明細書で主語として、また、「推定されたミスマッチ」として使用するとき、これは、ミスマッチを補償するためのフィルタ係数に対応するかまたは当該フィルタ係数を決定するために使用できる１つまたは複数のパラメータに対応するかまたは当該パラメータにより表してもよいことは理解される。

【0022】

以下の説明は主に、当業者以外の本明細書の読者、即ち、当業者と対照的に本明細書で使用される幾つかの記法や表現が意味および／または言及するものを良く理解できない読者に対する手助けとして意図したものである。離散時間（ＤＴ）信号は、例えばｘ_ＤＴと表され、ｘ_ＤＴ（ｎ）により参照される。ｘ_ＤＴは、例示的な記法にすぎず、ｎは離散時間信号ｘ_ＤＴが定義される離散時間のインスタンスを指す整数の変数である。これを、連続時間（ＣＴ）信号、例えばｘ_ＣＴと表されｘ_ＣＴ（ｔ）で参照される連続時間（ＣＴ）信号と比較してもよい。ｘ_ＣＴは例示的な記法にすぎず、ｔは、ｘ_ＣＴが定義される連続時間値を参照する時間変数である。２つの連続整数ｎの間の時間的距離は一般にＴで表され、一般にサンプル期間に対応する。実際には、離散時間信号、例えばｘ_ＤＴ（ｎ）は、整数ｎごとに夫々の値をもつ、ｘ_ＤＴの値のシーケンスに対応する。例えば、ｎ＝１、２、・・・Ｎである。ＣＴ信号に使用される典型的な周波数変数は角周波数ωであり、単位はラジアン／秒（ｒａｄ／ｓ）である。ＤＴ信号に使用される典型的な周波数変数はωＴであり、単位はラジアン（ｒａｄ）である。複素値信号は実部と虚部を含む。実部を実数値部と称してもよく、虚部を虚数値部と称してもよい。実部を例えばＲＥ（ｎ）とし、虚部を例えばＩＭ（ｎ）とする場合、複素信号をＲＥ（ｎ）＋ｊＩＭ（ｎ）と表すことができる。ｊは所謂虚数単位であり、ｊ＝√（−１）である。

【0023】

Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチを処理するための方法に関する本発明の諸実施形態を、図１に示す流れ図を参照して検討し説明する。当該方法は以下の動作を含む。当該動作を任意の適切な順序で行ってもよい。さらに、動作を結合してもよい。

【0024】

動作１０１
Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間複素値信号ｒ（ｎ）が取得される。取得された信号は２以上の倍数によりオーバーサンプルされる。２のオーバサンプリングは、単純かつ効率的な実装を可能とするので、特定の利点を有する。当業者により理解されるように、少なくとも２のオーバサンプリングは、ω_ｃＴ＜π／２となるようにｒ（ｎ）が角度カットオフ周波数を有し、ｒ（ｎ）がしたがって［−ω_ｃＴ、ω_ｃＴ]に帯域制限されることに対応する。ω_ｃは角度カットオフ周波数であり、Ｔはアナログ・デジタル変換で使用されるサンプル期間に対応する。

【0025】

幾つかの実施形態では、動作１０１は副次的動作１０１ａを含み、広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）がＩ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づいて取得される。ここでの「広帯域」とは、ｒ_ｗ（ｍ）がω_ｃＴ≧π／２となるように角度カットオフ周波数を有することを示す。ω_ｃは角度カットオフ周波数であり、Ｔはアナログ・デジタル変換で使用されるサンプル期間に対応する。これらの諸実施形態では、副次的動作１０１ａの次に副次的動作１０１ｂが続き、ｒ_ｗ（ｍ）を補間して、２以上の倍数によりオーバーサンプルされるｒ（ｎ）を得る。これらの諸実施形態に関連する利点は、アナログ・デジタル変換の要件が緩和されることである。当該変換を、低いサンプリング速度で行ってもよく、当該方法のさらに効率的な実装が可能である。

【0026】

幾つかの実施形態では当該補間は２以上の倍数により実施される。これにより、全てのオーバサンプリングを補間により実現するのではなく、アナログ・デジタル変換においてオーバサンプリングを全く使用しないことが可能となる。しかし、幾つかの実施形態では、アナログ・デジタル変換により生ずるオーバサンプリングもあれば補間により生ずるオーバサンプリングも存在する可能性があり、その結果、２以上の倍数によりオーバーサンプルされるｒ（ｎ）が生ずることに留意されたい。

【0027】

幾つかの実施形態では当該補間をハーフ・バンド・フィルタにより実施してもよい。ｒ（ｎ）が２の倍数でオーバーサンプルされるとき、これは特に効率的な実装を可能とし、特に有意義である。

【0028】

動作１０２
中間信号ｖ（ｎ）が形成される。中間信号ｖ（ｎ）は取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する。即ち、中間信号ｖ（ｎ）は実数値である。これは、「Ｉ／Ｑ信号」問題から「ＴＩ−ＡＤＣ信号」問題への上述の変換に対応する。

【0029】

幾つかの実施形態では中間信号ｖ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応する。Ｒｅは実部を指し、ｊは虚数単位である。即ち、Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝は複素信号ｒ（ｎ）ｊ^ｎの実部を指す。以下のより詳細な例は、かかる諸実施形態に基づくものである。当業者により理解されるように、ｒ（ｎ）にｊ^ｎを乗じることは、ｒ（ｎ）を周波数領域π／２内で「右に」シフトすることに対応する。しかし、これは、当業者の能力において、例えばＲｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝を２によるものと異なって拡大する実施形態の場合、および／または、当該周波数シフトがその代り「左」、即ち、反対方向である場合に、当該より詳細な例を調節する問題であることは理解される。やはり理解されるように、中間信号ｖ（ｎ）の形成を、実際には、当業者が利用できる幾つかの異なる方法で実装してもよい。幾つかの実施形態では、ｖ（ｎ）の形成が、全ての秒サンプルをｒ（ｎ）の夫々の実部および虚部から交互に取得するステップを含んでもよい。これにより、特に効率的な実装が可能となる。これを下記で幾分さらに詳細に説明する。

【0030】

動作１０３
２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きが、形成された中間信号ｖ（ｎ）で適用される。それによりＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定が取得される。

【0031】

当業者により理解されるように、本動作で使用できる２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定を取得するための幾つかの手続き、例えば、本明細書の導入部で参照され推定に関連する手続きのうち何れかが存在する。中間信号ｖ（ｎ）を以前の動作に従って形成することによって、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定を取得するために開発された手続きが、現在の状況、即ち、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを処理する状況で使用可能となる。

【0032】

理解を容易にするために、上述の動作１０１乃至１０３を検討する１つの方法は、ｒ（ｎ）が「Ｉ／Ｑ問題領域」で取得されたとみなし、次いでｒ（ｎ）をｖ（ｎ）に変換し、それにより「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」に変換し、これにより、「Ｉ／Ｑ問題領域」に実際に関連するミスマッチ問題を解決するための「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」内の既存のおよび来るべき手続きを利用できるというものである。

【0033】

動作１０４
これは任意の動作である。Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチが、動作１０３から取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて推定される。取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定は、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定値に変換できる情報を含み、または、当該情報を、当業者に利用可能な実装の適用および／または選択に応じて抽出しかつ／または他の何らかの方法で使用してもよい。幾つかの実施形態では、例えば、以下の動作１０５を参照し、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチをそのように明示的に推定することなく、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて補償してもよいことに留意されたい。

【0034】

Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定の結果、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定が得られ、その推定は、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための使用に適していることが暗黙的に考えられる。例えば、上述のように、当該推定を、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの補償に使用できるフィルタ係数に直接的または間接的に関連するとみなしてもよい。補償を含まない本発明の諸実施形態の場合、一般に、当該推定の後に、取得された推定値がさらなる利用のために提供され、したがって、例えばＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための回路または装置に当該推定値を提供することによって、当該推定値をＩ／Ｑチャネル・ミスマッチの補償において使用してもよい。

【0035】

動作１０５
これは任意の動作である。Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチが、動作１０３から取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて補償される。

【0036】

第１の代替手段の幾つかの実施形態では、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチが、中間信号ｖ（ｎ）に、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって補償される。当該手続きが、動作１０３で当該推定を取得するための手続き、即ち、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定値を取得するための手続きと関連し、当該手続きとともに一般に開示される手続きであってもよい。それにより中間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）が取得される。離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償された、即ち、バランスされたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を形成してもよく、当該補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）は当該補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現のπ／２周波数シフトに対応し、π／２周波数シフトは、取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンと比べて反対方向にある。即ち、当該周波数シフトは、動作１０２での周波数シフトと反対方向であるべきである。即ち、動作１０２が「右への」周波数シフトを含む場合は「左に」であり、逆も成り立つ。例えば、動作１０２において中間信号ｖ（ｎ）が２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応する場合、補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を、当該補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現に（−ｊ）^ｎを乗じたものに対応するように表現してもよい。本動作を動作１０２で実施された変換と反対方向の変換とみなしてもよい。これをさらに以下で説明する。第１の代替手段の実施形態を、Ｉ／Ｑ下方変換信号の実際の補償が上述の「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」で行われ、元の「Ｉ／Ｑ問題領域」におけるｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）に対応する情報を含むかまたはｒ_ｃ（ｎ）に変換できる、補償された信号ｖ_ｃ（ｎ）が生成されるとみなしてもよい。同様に、動作１０４に関して上述したように、当該情報を、当業者に利用可能な実装の適用および／または選択に応じて抽出しかつ／または他の何らかの方法で使用してもよい。

【0037】

第２の代替手段の幾つかの実施形態では、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチが、最初に、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを推定することによって補償される。次いで、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを、離散時間複素値信号ｒ（ｎ）および当該推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチに基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって補償する。それにより離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）が取得される。即ち、これらの諸実施形態を、当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定が当該取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を通じて「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」において実施されるとみなしてもよい。その後、Ｉ／Ｑ下方変換信号の実際の補償を「Ｉ／Ｑ問題領域」において実行し、第１の推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチに基づいてＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための任意の従来の手続きを使用してもよい。

【0038】

第１の代替手段の代わりに第２の代替手段の諸実施形態を実装する理由には、実際の状況の場合、「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」における補償が「Ｉ／Ｑ問題領域」における補償より複雑になることが含まれる。しかし、他の幾つかの実際の状況では、その反対も真でありうる。したがって、実際の状況では、計算量の調査を最初に実行し、次いで、第１の代替手段または第２の代替手段の諸実施形態が実装に最も適しているかどうかを判定してもよい。

【0039】

Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを処理するための上述の動作１０１乃至１０５を実施するために、図２に概略的に示された配置構成を備える装置２００を提供してもよい。

【0040】

幾つかの実施形態では、装置２００は受信ポート２１０を備える。受信ポート２１０を、離散時間複素値信号ｒ（ｎ）、ｒ_ｗ（ｍ）および／またはＩ／Ｑ下方変換信号を外部装置または回路から受信するように構成してもよい。

【0041】

装置２００は、Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換に基づき２以上の倍数によりオーバーサンプルされる離散時間複素値信号ｒ（ｎ）を取得するように構成された取得回路２０２を備える。幾つかの実施形態では、取得回路２０２は、広帯域離散時間複素値信号ｒ_ｗ（ｍ）を取得し、ｒ_ｗ（ｍ）を補間してｒ（ｎ）を取得するように構成される。幾つかの実施形態では、取得回路２０２は、２以上の倍数によりｒ_ｗ（ｍ）を補間するように構成される。取得回路２０２を、ハーフ・バンド・フィルタにより補間を実施するように構成してもよい。

【0042】

取得回路２０２を、直接、または、受信ポート２１０を介して、別の装置または回路から受信することによってｒ（ｎ）またはｒ_ｗ（ｍ）を取得するように構成してもよい。幾つかの実施形態では、取得回路２０２を、直接、または、受信ポート２１０を介して、別の装置または回路から受信することによってＩ／Ｑ下方変換信号を取得するように構成してもよい。かかる別の回路を装置２００と統合してもよい。Ｉ／Ｑ下方変換信号を取得した後、取得回路２０２を、Ｉ／Ｑ下方変換信号のアナログ・デジタル変換を実施することによってｒ_ｗ（ｍ）またはｒ（ｎ）を取得するように構成してもよい。

【0043】

装置２００はさらに、取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）のπ／２周波数だけシフトしたバージョンの実部に対応する中間信号ｖ（ｎ）を形成するように構成された形成回路２０３を備える。幾つかの実施形態では、形成回路２０３を、取得された離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の夫々の実部および虚部から全ての秒サンプルを交互に取得するように構成してもよい。

【0044】

さらに、装置２００は、形成された中間信号ｖ（ｎ）に、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定を取得するための手続きを適用し、それによりＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を得るように構成された分析回路２０４を備える。

【0045】

装置２００は、それぞれＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて推定および／または補償するように構成された推定回路２０５および／または補償回路２０６も備える。推定回路２０５および／または補償回路２０６は、表現を簡単にするために１つのエンティティとして示されているが、示したものは、推定回路２０５および補償回路２０６、または両方の分離された回路の何れかを有する状況も含むことを意味することは理解されることに留意されたい。

【0046】

幾つかの実施形態では、動作１０５のもとでの上述の第１の代替手段の実施形態に対応して、補償回路２０６は、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを、間信号ｖ（ｎ）に、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって補償し、それにより中間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を取得するように構成される。さらに、補償回路２０６をさらに、離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を形成するように構成してもよい。

【0047】

幾つかの実施形態では、動作１０５のもとでの上述の第２の代替手段の実施形態に対応して、推定回路２０５および補償回路２０６は、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを最初に推定し、次いで、離散時間複素値信号ｒ（ｎ）に、推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチに基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することによってＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償し、それにより離散時間複素値信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得するように構成される。

【0048】

幾つかの実施形態では装置２００は送信ポート２０７を備える。送信ポート２０７を、推定回路２０５から生成された情報、例えば、取得された推定値、および／または補償回路２０６から生成された情報、例えば、補償された信号を外部装置または回路に送信するように構成してもよい。

【0049】

幾つかの実施形態では、推定回路２０５を、直接、または、送信ポート２０７を介して、推定されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ、またはそこに含まれる情報を、さらに処理するための別の装置または回路、例えば、当該ミスマッチを補償するための別の装置または回路に送信するように構成してもよい。幾つかの実施形態では、かかる別の回路を装置２００と統合してもよい。幾つかの実施形態では、補償回路２０６を、直接、または送信ポート２０７を介して、補償されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを、一般にＩ／Ｑ下方変換信号の補償されたバージョンの形で、さらに処理するための別の装置または回路に、例えば、Ｉ／Ｑ下方変換信号の補償されたバージョンを使用するために送信するように構成してもよい。また、ここでは、かかる別の回路を装置２００と統合してもよい。

【0050】

装置２００の実施形態を、図２に示す装置２００内のプロセッサ２０５のような１つまたは複数のプロセッサを通じて、本発明の諸実施形態の機能および動作を実施するためのコンピュータ・プログラム・コードとともに実装してもよい。幾つかの実施形態では上述の回路を、プロセッサ２０５により完全または部分的に実装してもよい。

【0051】

上述のコンピュータ・プログラム・コードを、コンピュータ・プログラム製品として、例えば、装置２００にロードされ実行されたときに本発明の諸実施形態を実施するためのコンピュータ・プログラム・コードを運搬するデータ・キャリアの形で提供してもよい。１つのかかるキャリアがＣＤまたはＤＶＤの形であってもよい。しかし、メモリ・スティック、メモリ・カードまたはハード・ドライブのような他のデータ・キャリアでも実現可能である。当該コンピュータ・プログラム・コードをさらに、ダウンロード用のサーバ上の純粋なプログラム・コードとして装置２００に提供してもよい。当該コンピュータ・プログラム・コードをさらに、ダウンロード用のサーバ上の、または当該サーバを介して利用可能な、１つまたは複数のデータ・ファイルの形で提供してもよい。当該１つまたは複数のファイルが、装置２００に間接的または直接的にダウンロードし実行するための実行可能ファイルであってもよく、または装置９００にダウンロードし装置９００で実行する前に中間ダウンロードおよびコンパイルを実行可能とするためのものであってもよい。当該サーバが、インターネットのようなコンピュータ・ネットワークでアクセス可能であってもよく、例えば、ｗｅｂまたはｆｔｐサーバであってもよい。

【0052】

装置２００がさらに、１つまたは複数のメモリ・ユニットを備えるメモリ２０６を備えてもよい。メモリ２０６は、ｒ_ｗ（ｍ）、ｒ（ｎ）、ｖ（ｎ）、および／または推定および／または補償の結果に含まれる値、および、装置２００で実行されたときに当該方法を実施するための構成および／またはソフトウェアコードのようなデータを格納するように構成される。

【0053】

回路およびポート２０１乃至２０７が、１つまたは複数のプロセッサにより実行されたとき、上述のように実施する（例えば、メモリに格納された）ソフトウェアおよび／またはファームウェアで構成された、アナログおよびデジタル回路、および／またはプロセッサ２０５のような１つまたは複数のプロセッサの組合せを指してもよいことは当業者には理解される。これらのプロセッサのうち１つまたは複数ならびにその他のデジタル・ハードウェアを特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）に含めてもよく、かつ／または、幾つかのプロセッサおよび様々なデジタル・ハードウェアを、システム・オン・チップ（ＳｏＣ）に独立にパッケージ化するか集積化するかに関わらず、幾つかの独立なコンポーネントの間で分散してもよい。

【0054】

上述の装置２００を、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを推定および／または補償するために使用してもよいことは明らかである。

【0055】

図１および２と関連して上述した方法と装置に関連する幾つかの事項、利点、および例を提供する。

【0056】

図３（ａ）は、本発明の諸実施形態を利用してＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図である。上述したものに従う信号ｒ（ｎ）、ｖ（ｎ）は容易に特定される。ブロック４０１は動作１０２に対応し、ブロック４０２は動作１０３乃至１０５に対応することは分かる。信号ｖ_ｃ（ｎ）およびｒ_ｃ（ｎ）は、補償後のｖ（ｎ）およびｒ（ｎ）の夫々の対応する信号を示す。補償はｖ（ｎ）で行われるので、「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」において、当該状況は動作１０５のもとでの上述の諸実施形態の第１の代替手段に対応することは分かる。当該補償をブロック４０２で実施し、Ｉ／Ｑ−ＴＩ−ＡＤＣ−ＳＲで示す。「ＳＲ」とはシングル・レートを意味する。上述のように、原則として、ＴＩ−ＡＤＣミスマッチ補償に利用可能な任意の手続きを当該ブロックの実装に使用してもよい。ブロック４０３で、ｖ_ｃ（ｎ）からｒ_ｃ（ｎ）への変換を実施し、これを「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」から「Ｉ／Ｑ問題領域」への「逆」変換とみなしてもよい。補償された信号に関する全ての情報がｖ_ｃ（ｎ）内にあり、幾つかの実施形態では当該情報を、「Ｉ／Ｑ問題領域」に実際に変換し戻すことなく利用できることは分かる。しかし、変換し戻すことは一般に好都合であり望ましい。どのようにこの逆変換を実現するかを、例えば、図４（ａ）のブロック４０３に示すように、ブロック４０１および動作１０２で必要な変換に基づいて導出することができる。例えば、ブロック４０３で、ｖ_ｃ（ｎ）からｒ_ｃ（ｎ）への変換は、先ずｖ_ｃ（ｎ）に対応する分析的信号を形成し、次いで結果の分析的信号に、π／２だけ「左に」シフトされた周波数に対応して、（−ｊ）^ｎを乗ずることによって実現される。ここでの分析的信号は、インパルス応答ｂ（ｎ）が理想的な周波数応答を有する複素ハーフ・バンド・フィルタＢ（ｚ）（Ｈｉｌｂｅｒｔ変換器）を介して生成される。

【0057】

【数1】

【0058】

当業者により理解されるように、ｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現に（−ｊ）^ｎを乗じたものに対応し多数の異なる方法で実行し実装できる信号を形成すれば十分であり、以上のものは１つの例である。例えば、ｖ_ｃ（ｎ）の分析的表現に（−ｊ）^ｎを乗じたものは、ｖ_ｃ（ｎ）の正の周波数内容をπ／２だけ「左に」シフトするか、または、それと等価に、ｖ_ｃ（ｎ）の負の周波数内容をπ／２だけ「右に」シフトし次いで複素共役を取る、即ち、ミラーイメージングすることに対応する。

【0059】

図３（ｂ）は、図３（ａ）と同様に、本発明の諸実施形態を利用してＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチを補償する状況を示す略ブロック図であるが、動作１０１と同様に、２以上の倍数によるオーバサンプリングを実現するために、ｒ_ｗ（ｍ）が取得され補間が使用される（ブロック４０５を参照）。ブロック４０４は、図３（ａ）に示したものに対応することに留意されたい。当該補償の後、例えば、図３（ａ）に示す機構を用いて、補償された信号ｒ_ｃ（ｎ）をダウンサンプルして、最終的な補償された広帯域信号ｒ_ｗ（ｎ）を得る。ω_ｃＴ＜π／２であることを補償すれば十分であるので、図４（ｃ）に示すように、２の倍数で補間を利用することが可能であり、これにより特に効率的な機構となる。２による補間を、ハーフ・バンド・フィルタを用いて効率的に実装することができる。他の全てのハーフ・バンド・フィルタのインパルス応答値は、１／２に等しいセンタ・タップを除いてゼロである。実数値ハーフバンドＦＩＲフィルタの非因果的なバージョンに関して、伝達関数をＰ（ｚ）＝１＋ｚ^-１Ｐ_１（ｚ^２）のような多相形式で書くことができる。Ｐ_１（ｚ）は対称係数を有する奇数次の線形位相ＦＩＲフィルタに対応する。対応する多相構造を図４（ａ）に概略的に示し、整流子に基づく対応する実装を図４（ｂ）に概略的に示す。

【0060】

動作１０２では、ｖ（ｎ）が複素値信号ｒ（ｎ）から形成され、これにはｖ（ｎ）が２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応するような変換を必要としてもよい。これは、ｒ（ｎ）にｊ^ｎを乗ずることが含まれる。これは、４の期間および１つの期間内に値１、ｊ、-１、ｊを有する周期的なシーケンスである。複素値信号ｒ（ｎ）をｒ_ｒｅ（ｎ）＋ｊｒ_ｉｍ（ｎ）と書いてもよい。したがって、２Ｒｅ｛ｒ（ｎ）ｊ^ｎ｝、したがって、ｖ（ｎ）を２［ｒ_ｒｅ（０）、-ｒ_ｉｍ（１）、-ｒ_ｒｅ（２）、ｒ_ｉｍ（３）、ｒ_ｒｅ（４）、・・・］と書いてもよい。換言すれば、ｒ（ｎ）からｖ（ｎ）への変換が、２による自明な乗算を除いて、どのような算術操作も含む必要がない。その代り、ｖ（ｎ）の形成が、全ての秒サンプルを上述のようにｒ（ｎ）の実部と虚部から交互に取得するステップを含んでもよい。マルチレート理論を用いると、当該変換に、図５（ａ）に示すダウンサンプラとアップサンプラを必要としてもよい。実際には、当該アップサンプラと加算を、図５（ｂ）の等価な機構で示す整流子により実装してもよい。ここで、インデックスｍは、別の、ここでは低速の、サンプリング速度を示すために使用される。

【0061】

図４の補間器機構を図５の変換機構と結合することによって、複素領域から実領域に信号を同時に補間し変換する図６の機構が得られる。

【0062】

図３（ａ）のブロック４０３では、実信号ｖ_ｃ（ｎ）が複素値信号ｒ_ｃ（ｎ）＝ｒ_ｃ、ｒｅ（ｎ）＋ｊｒ_ｃ、ｉｍ（ｎ）に変換される。図３（ａ）と関連して既に示したように、これを、最初にＨｉｌｂｅｒｔ変換器Ｂ（ｚ）を介してｖ_ｃ（ｎ）をフィルタし、次いでそのようにして得られた信号に（-ｊ）^ｎを乗ずることによって実現してもよい。効率的なＨｉｌｂｅｒｔ変換器を、ハーフ・バンド・フィルタを周波数シフトすることで得ることができる。上述のハーフ・バンド・フィルタＰ（ｚ）から始めて、Ｂ（ｚ）をＢ（ｚ）＝Ｐ（ｊｚ）＝１＋ｊｚ^-１Ｐ_１（−ｚ^２）に従って取得することができる。したがって、Ｖ_ｃ（ｎ）からｒ_ｃ（ｎ）への変換を図７（ａ）に示すように実施することができる。

【0063】

上述の広帯域のケースでは、ｒ_ｗ（ｎ）をｒ_ｃ（ｎ）から生成するための追加のデシメーションが存在する。特に、２によるデシメーションの場合、ｒ_ｗ（ｍ）を、図３（ｃ）から分かる２動作のダウンサンプリングを介して取得してもよい。当該ダウンサンプラはｒ_ｃ（ｎ）の全ての秒サンプルを破棄し、これはｒ_ｗ（ｍ）＝ｒ_ｃ（２ｍ）を示唆する。（-ｊ）^ｍを当該ダウンサンプラの入力で乗じることが（-１）^ｍを出力で乗じることに対応するという事実をマルチレート理論とともに用いると、Ｈｉｌｂｅｒｔフィルタリングとダウンサンプリングを、図７（ｂ）に示すように効率的な機構に結合することができる。

【0064】

当業者に知られているように、２チャネルＴＩ−ＡＤＣを所望の信号コンポーネントおよびエイリアシング・コンポーネントとして説明してもよい。当該エイリアシング・コンポーネントのサイズを実数値フィルタの観点で説明してもよく、当該フィルタを、ＴＩ−ＡＤＣに利用可能な推定手続きを直接的または間接的に用いて決定してもよい。ここでＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定を使用してもよい。当業者に知られているように、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチを、所望の信号コンポーネントおよび鏡像コンポーネントとして説明してもよい。当該鏡像コンポーネントのサイズを複素値フィルタの観点から説明してもよい。ＴＩ−ＡＤＣのエイリアシング・コンポーネントのフィルタが与えられると、対応する複素Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチのフィルタを、当該エイリアシング・コンポーネントのフィルタの分析的表現を周波数シフトすることで得ることができる。当該エイリアシング・コンポーネントの実数値フィルタが時間領域内のインパルス応答ｆ（ｎ）を有する周波数領域内のＦ（ｅ^ｊωＴ）であり、複素値フィルタが時間領域内のインパルス応答ｇ（ｎ）を有する周波数領域内のＧ（ｅ^ｊωＴ）である場合、以下の関係を導出することができる。
ｆ（ｎ）＝ｊ^ｎｇ（ｎ）＋（−ｊ）^ｎｇ^＊（ｎ）
ここで、ｇ^＊はｇ（ｎ）の共役であり、周波数応答が、
Ｆ（ｅ^ｊωＴ）＝Ｇ（ｅ^{ｊ（ωＴ−π／２）}）、ωＴ∈［π／２−ω_ｃＴ、π／２＋ω_ｃＴ｜
を満たす。分かるように、ｆ（ｎ）およびＦ（ｅ^ｊωＴ）を、取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定から直接的または間接的に取得することができる。当該フィルタ間の関係を当業者により利用して、上述の動作１０４のもとでの取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチに基づいて、および／または、上述の動作１０５のもとでの諸実施形態の第２の代替手段に対応する状況、即ち、推定が「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」で行われＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定が取得されるが、当該補償が取得されたＴＩ−ＡＤＣミスマッチ推定に基づいて「Ｉ／Ｑ問題領域」で行われる状況において、例えばＩ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定値に到達することができる。例えば、Ｆ（ｅ^ｊωＴ）を、ωＴ∈［−ω_ｃＴ＋π／２、ω_ｃＴ＋π／２｜に対して、第１の表現

【0065】

【数2】

【0066】

に従って表現してもよい。ここで、Ｑ（ｊω）はＴＩ−ＡＤＣチャネル周波数応答間の比率であり、Ｇ（ｅ^ｊωＴ）をωＴ∈［−ω_ｃＴ、ω_ｃＴ］に対して、第２の表現

【0067】

【数3】

【0068】

に従って表現してもよい。実際には、ｇ（ｎ）を、その周波数応答Ｇ（ｅ^ｊωＴ）が当該第２の表現の右辺を近似するように決定してもよい。あるいは、最初にｆ（ｎ）を、その周波数応答Ｆ（ｅ^ｊωＴ）が当該第１の表現の右辺を近似するように決定し、次いでｇ（ｎ）をｆ（ｎ）から取得してもよい。しかし、後者の代替手段では、Ｈｉｌｂｅｒｔ変換器がｆ（ｎ）の分析的表現を取得する必要があるかもしれない。当該分析的表現は続いてｇ（ｎ）を生成するために変調される。その結果、最初に述べた代替手段が好ましいかもしれない。

【0069】

既に述べたように、上述したことを「反対方向」に使用してもよい。したがって、２チャネル・タイムインタリーブ型アナログ・デジタル変換器「ＴＩ−ＡＤＣ」の周波数依存ミスマッチに処理するための方法に関する本発明の諸実施形態を、図８に示す流れ図を参照して検討し、説明する。当該方法は以下の動作を含む。当該動作を任意の適切な順序で行ってもよい。さらに、動作を結合してもよい。比較を容易にし、上との関係を理解するために、互いに数学的に対応する信号、例えばｒ（ｎ）およびｖ（ｎ）に同一の記法を使用してある。しかし、当業者により理解されるように、実際の状況では、当該信号は、夫々の信号の原点により決まる異なる量を表す。例えば、上のｒ（ｎ）およびｖ（ｎ）はＩ／Ｑ下方変換信号に関連し、下のｒ（ｎ）およびｖ（ｎ）は２チャネルＴＩ−ＡＤＣからの出力信号に関連することは分かる。

【0070】

動作８０１
連続時間信号に対して２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）を取得する。離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限される。当該バンドパス領域はωＴ∈［−π／２−ω_ｃＴ、−π／２＋ω_ｃＴ｜∪［＋π／２−ω_ｃＴ、＋π／２＋ω_ｃＴ｜に対応してもよい。ω_ｃは角度カットオフ周波数であり、Ｔは２チャネルＴＩ−ＡＤＣのサンプル期間に対応する。したがって、夫々の正のおよび負の周波数部分に対するバンドパス領域が＋π／２および−π／２の周囲に集まるように、離散時間信号ｖ（ｎ）を取得することができる。

【0071】

したがって、ＤＣを含む低周波数領域もＡ／Ｄ変換することが望ましい場合は、Ｉ／Ｑバランシング関連の手続きを用いてＴＩ−ＡＤＣミスマッチを補償するのは一般に適用可能でない。

【0072】

動作８０２
（−ｊ）^ｎに取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）が形成される。これは、上述したものと同様に、「ＴＩ−ＡＤＣ信号」問題からＩ／Ｑ信号「問題」への変換に対応する。理解されるように、同様に、反対方向に関して、かかる中間信号ｒ（ｎ）の形成を、実際には、当業者に利用可能な幾つかの異なる方法で実装してもよい。

【0073】

動作８０３
Ｉ／Ｑ下方変換信号の同相直角位相「Ｉ／Ｑ」チャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きが、形成された中間信号ｒ（ｎ）に適用される。それにより、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定が取得される。

【0074】

当業者により理解されるように、本動作で使用できるＩ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチの推定値を取得するための幾つかの手続き、例えば、背景技術で参照し推定に関連する手続きのうち任意のものがある。以前の動作に従って中間信号ｒ（ｎ）を形成することにより、Ｉ／Ｑ下方変換信号のチャネル・ミスマッチの推定値を取得するために開発された手続きが、現在の状況、即ち、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを処理する状況で利用可能となる。

【0075】

理解を容易にするために、上述の動作８０１乃至８０３を考慮する１つの方法は、ｖ（ｎ）が「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」内で得られるとみなし、次いでｖ（ｎ）がｒ（ｎ）に変換され、それにより「Ｉ／Ｑ問題領域」に転送されるというものであり、これにより、「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」に実際に関連するミスマッチ問題を解くための「Ｉ／Ｑ問題領域」内の既存のおよび来るべき手続きを利用することができる。

【0076】

動作８０４
これは任意の動作である。２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチが、動作８０３から取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて推定される。当該取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定は２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定値に変換できる情報を含み、または、当該情報を、当業者に利用可能な実装の適用および／または選択に応じて抽出しかつ／または他の何らかの方法で使用してもよい。幾つかの実施形態では、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを明示的に推定することなく、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて補償してもよいことに留意されたい（例えば以下の動作８０５を参照）。

【0077】

２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定の結果、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定値が得られ、その推定は、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための使用に適していることが暗黙的に考えられる。例えば、上述のように、当該推定を、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの補償に使用できるフィルタ係数に直接的または間接的に関連するとみなしてもよい。補償のない本発明の諸実施形態の場合、一般に当該推定の後に当該取得された推定値がさらに利用するために提供され、したがって、例えば２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための回路または装置に当該推定値を提供することによって、当該推定値を２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの補償において使用してもよい。

【0078】

動作８０５
これは任意の動作である。動作８０３から取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチが補償される。

【0079】

第１の代替手段の幾つかの実施形態では、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを、中間信号ｒ（ｎ）に、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって補償してもよい。当該手続きが、動作８０３で当該推定を取得するための手続き、即ち、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きと関連し、当該手続きとともに一般に開示される手続きであってもよい。それにより中間信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）が取得される。離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を形成してもよく、当該補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）は２Ｒｅ｛ｒ_ｃ（ｎ）ｊ^ｎ｝に対応する。Ｒｅは実部を指す。当該変換を、動作８０２について説明した変換の反転された変換を実施する問題とみなしてもよい。第１の代替手段の実施形態を、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの実際の補償が上述の「Ｉ／Ｑ問題領域」で行われ、元の「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」内のｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）に対応する情報を含み、当該ｖ_ｃ（ｎ）に変換できる、補償された信号ｒ_ｃ（ｎ）が生成されるとみなしてもよい。動作８０４に関して上述したのと同様に、当該情報を、当業者に利用可能な実装の適用および／または選択に応じて抽出しかつ／または他の何らかの方法で使用してもよい。

【0080】

第２の代替手段の幾つかの実施形態では、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチが、先ず、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを推定することによって補償される。次に、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチが、離散時間信号ｖ（ｎ）に、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの推定された周波数依存ミスマッチに基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって補償される。それにより離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）が取得される。即ち、これらの諸実施形態を、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの推定が「Ｉ／Ｑ問題領域」において当該取得された推定値を通じて行われるとみなしてもよい。その後、離散時間信号ｖ（ｎ）の実際の補償を「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」において実行し、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの第１の推定された周波数依存ミスマッチに基づいて補償するための任意の従来の手続きを使用してもよい。

【0081】

上述したのと同様に、第１の代替手段の代わりに第２の代替手段の諸実施形態を実装する理由には、実際の状況で「Ｉ／Ｑ問題領域」における補償が「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」における補償より複雑になるかどうかが含まれる。しかし、他の幾つかの実際の状況では、その反対も真でありうる。したがって、実際の状況では、計算量の調査を最初に実行し、次いで、第１の代替手段または第２の代替手段の諸実施形態が実装に最も適しているかどうかを判定してもよい。

【0082】

２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを処理するための上述の動作８０１乃至８０５を実施するために、図９に概略的に示した配置構成を備える装置９００を提供してもよい。

【0083】

幾つかの実施形態では、装置９００は受信ポート９１０を備える。受信ポート９１０を、離散時間信号ｖ（ｎ）を外部装置または回路から受信するように構成してもよい。

【0084】

装置２００は取得回路９０２を備える。取得回路９０２は、２チャネルＴＩ−ＡＤＣにより連続時間信号に対して実施されたアナログ・デジタル変換に基づいて離散時間信号ｖ（ｎ）を取得するように構成される。離散時間信号ｖ（ｎ）はバンドパス領域に帯域制限される。

【0085】

取得回路９０２を、直接、または、受信ポート９１０を介して、別の装置または回路からｖ（ｎ）を受信することでｖ（ｎ）を取得するように構成してもよい。かかる別の回路を装置９００と統合してもよい。

【0086】

装置９００はさらに形成回路９０３を備える。形成回路９０３は、（−ｊ）^ｎに取得された離散時間信号ｖ（ｎ）の当該分析的表現を乗じたものに対応する中間信号ｒ（ｎ）を形成するように構成される。

【0087】

さらに、装置９００は分析回路９０４を備える。分析回路９０４は、形成された中間信号ｒ（ｎ）に、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチの推定値を取得するための手続きを適用し、それにより当該Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定を取得するように構成される。

【0088】

装置９００はまた、それぞれ、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを推定および／または補償するように構成された推定回路９０５および／または補償回路９０６を備える。推定回路９０５および／または補償回路９０６は、表現を簡単にするために１つのエンティティとして示されているが、示したものは、推定回路９０５および補償回路９０６の何れか、または両方の分離された回路を有する状況を含むのを意味することは理解されることに留意されたい。

【0089】

幾つかの実施形態では、動作８０５のもとでの上述の第１の代替手段の実施形態に対応して、補償回路９０６は、中間信号ｒ（ｎ）に、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、Ｉ／Ｑ下方変換信号のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償し、それにより、中間信号ｒ（ｎ）の補償されたバージョンｒ_ｃ（ｎ）を取得するように構成される。さらに、補償回路９０６をさらに、離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を形成するように構成してもよい。

【0090】

幾つかの実施形態では、動作８０５のもとでの上述の第２の代替手段の実施形態に対応して、推定回路９０５および補償回路９０６は、取得されたＩ／Ｑチャネル・ミスマッチ推定に基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを最初に推定し、次いで離散時間信号ｖ（ｎ）に、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの推定された周波数依存ミスマッチに基づいて、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償するための手続きを適用することによって当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償することで当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償し、それにより、離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を取得するように構成される。

【0091】

幾つかの実施形態では装置２００は送信ポート９０７を備える。送信ポート９０７を、推定回路９０５から生じた情報、例えば、取得された推定値、および／または補償回路９０６から生じた情報、例えば、補償された信号を外部装置または回路に送信するように構成してもよい。

【0092】

幾つかの実施形態では、推定回路９０５を、直接、または送信ポート９０７を介して、当該２チャネルＴＩ−ＡＤＣの推定された周波数依存ミスマッチ、またはそこに含まれる情報を、さらに処理するための別の装置または回路、例えば、当該ミスマッチを補償するための別の装置または回路に送信するように構成してもよい。幾つかの実施形態では、かかる別の回路を装置９００と統合してもよい。幾つかの実施形態では、補償回路９０６を、直接、または、送信ポート９０７を介して、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの補償された周波数依存ミスマッチに関する情報を、一般に離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）の形で、さらに処理するための別の装置または回路に、例えば、離散時間信号ｖ（ｎ）の補償されたバージョンｖ_ｃ（ｎ）を利用するために送信するように構成してもよい。また、ここではかかる別の回路を装置９００と統合してもよい。

【0093】

装置９００の諸実施形態を、図９に示す装置９００内のプロセッサ９０５のような１つまたは複数のプロセッサを通じて、本発明の諸実施形態の機能および動作を実施するためのコンピュータ・プログラム・コードとともに実装してもよい。幾つかの実施形態では、上述の回路をプロセッサ９０５により完全または部分的に実装してもよい。

【0094】

上述のコンピュータ・プログラム・コードを、コンピュータ・プログラム製品として、例えば、装置９００にロードされ実行されたときに本発明の諸実施形態を実施するためのコンピュータ・プログラム・コードを運搬するデータ・キャリアの形で提供してもよい。１つのかかるキャリアがＣＤまたはＤＶＤの形であってもよい。しかし、メモリ・スティック、メモリ・カードまたはハード・ドライブのような他のデータ・キャリアでも実現可能である。当該コンピュータ・プログラム・コードをさらに、ダウンロード用のサーバ上の純粋なプログラム・コードとして装置９００に提供してもよい。当該コンピュータ・プログラム・コードをさらに、ダウンロード用のサーバ上の、または当該サーバを介して利用可能な、１つまたは複数のデータ・ファイルの形で提供してもよい。当該１つまたは複数のファイルが、装置９００に間接的または直接的にダウンロードし実行するための実行可能ファイルであってもよく、または、装置９００にダウンロードし装置９００で実行する前に中間ダウンロードおよびコンパイルを実行可能とするためのものであってもよい。当該サーバが、インターネットのようなコンピュータ・ネットワークでアクセス可能であってもよく、例えば、ｗｅｂまたはｆｔｐサーバであってもよい。

【0095】

装置９００がさらに１つまたは複数のメモリ・ユニットを備えたメモリ９０６を備えてもよい。メモリ９０６は、ｖ（ｎ）、ｒ（ｎ）、ｒ_ｃ（ｎ）、ｖ_ｃ（ｎ）および／または推定の結果に含まれる値、および装置９００で実行されたときに当該方法を実施するための構成および／またはソフトウェアコードのようなデータを格納するように構成される。

【0096】

回路およびポート９０１乃至９０７が、１つまたは複数のプロセッサにより実行されたとき上述のように実施する（例えば、メモリに格納された）ソフトウェアおよび／またはファームウェアで構成された、アナログおよびデジタル回路、および／またはプロセッサ９０５のような１つまたは複数のプロセッサの組合せを指してもよいことは当業者には理解される。これらのプロセッサのうち１つまたは複数ならびにその他のデジタル・ハードウェアを特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）に含めてもよく、かつ／または、幾つかのプロセッサおよび様々なデジタル・ハードウェアを、システム・オン・チップ（ＳｏＣ）に独立にパッケージ化するか集積化するかに関わらず、幾つかの独立なコンポーネントの間で分散してもよい。

【0097】

上述の装置９００を、２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを推定および／または補償するために使用してもよいことは明らかである。

【0098】

既に述べたように、図８および９と関連した上述した本発明の諸実施形態は、全ての本発明の諸実施形態の基礎となるが図１乃至７と関連して説明した本発明の諸実施形態と比較して「反対方向」にある基本的な概念の利用に基づくものである。しかし、基本的な概念は同一であるので、図１乃至７、特に図３乃至７と関連して説明したものは、当業者が理解できる適切な調整の後に、図８および９と関連して説明した本発明の諸実施形態と関連することは理解される。例えば、本発明の諸実施形態を利用して２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチを補償する状況を示す図１０を参照されたい。これを、上述の図３（ａ）と比較してもよい。図１０の２チャネルＴＩ−ＡＤＣの周波数依存ミスマッチの補償を、図３（ａ）のＩ／Ｑチャネル・ミスマッチの補償の反転された、または反対方向のバージョンとみなしてもよいことは容易に分かる。図１０では、図８および９と関連して説明した信号ｒ（ｎ）、ｖ（ｎ）が容易に特定される。ブロック１００１は動作８０２に対応し、ブロック１００２は動作８０３乃至８０５に対応することは分かる。信号ｖ_ｃ（ｎ）およびｒ_ｃ（ｎ）はそれぞれ、ｖ（ｎ）およびｒ（ｎ）の補償されたバージョンである。補償がｖ（ｎ）に対して行われるので、「Ｉ／Ｑ問題領域」では、当該状況は動作８０５のもとでの上述の諸実施形態の第１の代替手段に対応することは分かる。上述のように、原則として、Ｉ／Ｑチャネル・ミスマッチ補償に利用可能な任意の手続きは、Ｉ／Ｑバランシングとも呼ばれ、これをブロック１００２の実装に使用してもよい。ブロック１００３では、ｒ_ｃ（ｎ）からｖ_ｃ（ｎ）への変換が実施され、これを「Ｉ／Ｑ問題領域」から「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」への「逆」変換とみなしてもよい。補償された信号に関する全ての情報がｒ_ｃ（ｎ）内にあり、幾つかの実施形態では「ＴＩ−ＡＤＣ問題領域」に実際に変換し戻さずに当該情報を利用できることは分かる。

【0099】

一般に、本発明の諸実施形態は上述の特徴と詳細には限定されない。様々な代替手段、修正、および均等物を使用してもよい。したがって、上述の諸実施形態は本発明の範囲を限定するものと捉えるべきではない。本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲により定義される。

【0100】

用語「含む」または「備える」を用いるとき、これは非限定的、即ち、「少なくとも〜を含む」と解釈されるものとする。

【符号の説明】

【0101】

２００ 装置
２０１ 受信ポート
２０２ 取得回路
２０３ 形成回路
２０４ 適用回路
２０５ プロセッサ
２０６ メモリ
２０７ 送信ポート
９００ 装置
９０１ 受信ポート
９０２ 取得回路
９０３ 形成回路
９０４ 適用回路
９０５ プロセッサ
９０６ メモリ
９０７ 送信ポート

【図1】

【図2】

【図3】

【図4(a)】

【図4(b)】

【図5(a)】

【図5(b)】

【図6】

【図7(a)】

【図7(b)】

【図8】

【図9】

【図10】