特許 6029065 受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6029065

(24)【登録日】2016年10月28日

(45)【発行日】2016年11月24日

(54)【発明の名称】受信装置

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/26 20060101AFI20161114BHJP

   H03D 7/00 20060101ALI20161114BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/26 H

   H03D7/00 D

【請求項の数】3

【全頁数】9

(21)【出願番号】特願2013-39311(P2013-39311)

(22)【出願日】2013年2月28日

(65)【公開番号】特開2014-168158(P2014-168158A)

(43)【公開日】2014年9月11日

【審査請求日】2015年11月6日

(73)【特許権者】

【識別番号】504157024

【氏名又は名称】国立大学法人東北大学

(74)【代理人】

【識別番号】100095359

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 篤

(74)【代理人】

【識別番号】100143834

【弁理士】

【氏名又は名称】楠 修二

(72)【発明者】

【氏名】末松 憲治

(72)【発明者】

【氏名】亀田 卓

(72)【発明者】

【氏名】高木 直

(72)【発明者】

【氏名】坪内 和夫

(72)【発明者】

【氏名】バンダ ダリソー

【審査官】 大野 友輝

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−１８０３７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００９−５２４３７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０４９７２７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 Dennis M. Akos, Michael Stockmaster，Direct bandpass sampling of multiple distinct RF signals，IEEE Transactions on Communications，IEEE，１９９９年 ７月，Volume:47, Issue: 7，pp.983-988

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／２６

Ｈ０３Ｄ ７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、
受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、周波数ｆ_ＩＦのデジタル中間周波数（ＩＦ）信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、
前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
２ｆ_ＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆ_ＩＦ＋ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを
特徴とする受信装置。

【請求項2】

高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、
受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、デジタルベースバンド信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、
前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを
特徴とする受信装置。

【請求項3】

前記高周波信号を受信して増幅し、増幅後の前記高周波信号を前記帯域通過フィルタに送る低雑音増幅器（ＬＮＡ）を有し、
前記アナログ／デジタル変換器は、前記帯域通過フィルタからの信号を２分配する２分配器と、前記２分配器からの一方の出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第１サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第１サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第１アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）と、前記２分配器からの他方の出力を、前記高周波信号の周波数で９０°位相変化させる移相器と、前記移相器からの出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第２サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第２サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第２アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）とを有することを、
特徴とする請求項１または２記載の受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来の一般的な受信装置は、例えば図７に示すように、信号周波数よりも高い周波数でサンプリングを行って受信処理信号を得るよう構成されている。図７に示す一般的な受信装置では、まず、アンテナで受信した信号（１のグラフ参照）に、信号の周波数を中心とする通過帯域を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）をかける（２のグラフ参照）。次に、低雑音増幅器Ｇ_ＬＮＡで信号を増幅させ（３のグラフ参照）、周波数変換器（ミキサ）Ｘでダウンコンバートして、信号の中心周波数ｆｃで信号を折り返す（４のグラフ参照）。このとき、アンテナでの受信時にひろったノイズＮ_ｉｎも信号と一緒に増幅され、Ｇ_ＬＮＡおよびミキサＸによるノイズＮ_ＬＭも、信号およびＮ_ｉｎと一緒に折り返される。次に、折り返した信号に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ；Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）をかけ（５のグラフ参照）、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路によりサンプリング周波数ｆｓｃでサンプリングを行う（６のグラフ参照）。このとき、信号にＳ／Ｈ回路によるノイズＮ_ＳＨが上乗せされる。サンプリングした信号をアナログ／デジタル変換し、そのデジタル信号に対して、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）でフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる（７のグラフ参照）。このときの受信処理信号のＳＮ比は、図７中の（１）式で表される。

【0003】

しかし、高周波（ＲＦ；Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を利用する無線通信等では、図７に示すような一般的な受信装置では、サンプリング周波数ｆｓｃが大きいため、消費電力が大きくなるという問題があった。この問題を解決するため、従来、無線通信等では、アンダーサンプリングを利用して受信を行うことが行われている（例えば、特許文献１または非特許文献１参照）。例えば、非特許文献１に記載の方法では、受信したＲＦ信号を直接、アンダーサンプリングにより中間周波数（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換している。ここで、アンダーサンプリングとは、高周波の信号を低いサンプリング周波数ｆｓでサンプリングする方法であり、エリアシングにより、ｆｓ／２より高い周波数の信号がｆｓ／２以下に折り返されて混信となることを利用したものである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００３−３１８７６０号公報

【非特許文献】

【0005】

【非特許文献1】R. Okuizume, Y. Inada and M. Muraguchi, “RF directorthogonal phase under-sampling technique for software defined radio”,ELECTRONICS LETTERS, 28th August 2008, Vol. 44, No. 18

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

非特許文献１や特許文献１に記載のようなアンダーサンプリングを利用した受信装置では、サンプリング周波数を小さくして、消費電力を抑制することができるが、さらに低速で低消費電力の受信装置の開発が期待されている。

【0007】

本発明は、このような課題に着目してなされたもので、より低速で低消費電力である受信装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記目的を達成するために、本発明に係る受信装置は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、周波数ｆ_ＩＦのデジタル中間周波数（ＩＦ）信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
２ｆ_ＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆ_ＩＦ＋ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していることを特徴とする。

【0009】

また、本発明に係る受信装置は、高周波（ＲＦ）信号を受信する受信装置であって、受信した前記高周波信号に対して、所定の周波数帯域で帯域制限を行う帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタで帯域制限された信号を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行って、デジタルベースバンド信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを有し、前記サンプリング周波数ｆｓは、前記高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷ、前記帯域通過フィルタの周波数帯域幅をＢＰＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ
（ここで、ＲＦＢＷ＜ＢＰＦＢＷ）
となる関係を有していてもよい。

【0010】

本発明に係る受信装置は、アンダーサンプリングを用いた、以下に示す原理に基づいて構成されている。まず、図１に示す受信装置を考える。この場合、アンテナで受信した信号（１のグラフ参照）に、信号の周波数を中心とする通過帯域を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）をかける（２のグラフ参照）。次に、低雑音増幅器Ｇ_ＬＮＡで信号を増幅させ（３のグラフ参照）、もう一度、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）をかける（４のグラフ参照）。このとき、アンテナでの受信時にひろったノイズＮ_ｉｎも信号と一緒に増幅され、Ｇ_ＬＮＡによるノイズＮ_ＬＮＡが上乗せされるが、ミキサＸによるノイズは発生しない。次に、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路によりサンプリング周波数ｆｓｕでアンダーサンプリングを行う。このとき、信号の中心周波数ｆｃ＝Ｎ×ｆｓｕ（Ｎは整数）である。また、サンプリング前には、信号にＳ／Ｈ回路によるノイズＮ_ＳＨが上乗せされる（５のグラフ参照）が、アンダーサンプリングにより信号が折り返されるため、サンプリング後は折り返しの個数Ｋｕ＝２（Ｎ＋１）に対応したノイズＫｕ×Ｎ_ＳＨが上乗せされる（６のグラフ参照）。サンプリングした信号をアナログ／デジタル変換し、そのデジタル信号に対して、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）でフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる（７のグラフ参照）。このときの受信処理信号のＳＮ比は、図１中の（２）式で表される。

【0011】

図１に示す受信装置では、ベースバンド信号に変換する場合、一般的に、図２（ａ）に示すように、ノイズＮ_ｉｎおよびＮ_ＬＮＡが折り返されるのを防ぐよう、ｆｓｕ／２が、Ｓ／Ｈ回路前段のＢＰＦの周波数帯域幅（ＢＰＦＢＷ）の半分以上になるよう設定される。すなわち、
ｆｓｕ≧ＢＰＦＢＷ （３）
を満たすように設定される。この場合、図２（ａ）に示すように、この条件を満たすｆｓｕでサンプリングを行った後、ＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる。

【0012】

これに対して、本発明者等は、ノイズＮ_ｉｎおよびＮ_ＬＮＡが折り返されても、それが信号帯域にまで折り返されなければよいと考え、本発明に係る受信装置に至った。すなわち、本発明に係る受信装置では、図２（ｂ）に示すように、ノイズが信号帯域に折り返されるのを防ぐよう、サンプリング周波数ｆｓが設定される。すなわち、図２（ｂ）から、高周波信号の周波数帯域幅をＲＦＢＷとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ （４）
を満たすように設定される。

【0013】

ここで、ｆｓが（３）式のｆｓｕよりも小さい値のみをとるものとすると、
（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜ＢＰＦＢＷ （５）
となる。図２（ｂ）に示すように、この条件を満たすｆｓでサンプリングを行った後、信号の部分を抽出するようＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、図２（ａ）とほぼ同じＳＮ比を有する受信処理信号が得られる。

【0014】

また、図１に示す受信装置では、ＩＦ信号に変換する場合、一般的に、図３（ａ）に示すように、ノイズＮ_ｉｎおよびＮ_ＬＮＡが折り返されるのを防ぐよう、ｆｓｕ／２が、ＩＦ信号の周波数ｆ_ＩＦとＢＰＦＢＷの半分との和以上になるよう設定される。すなわち、
ｆｓｕ≧２ｆ_ＩＦ＋ＢＰＦＢＷ （６）
ここで、ｆ_ＩＦ≧ＢＰＦＢＷ／２
を満たすように設定される。この場合、図４（ａ）に示すように、この条件を満たすｆｓｕでサンプリングを行った後、ＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、受信処理信号が得られる。

【0015】

これに対して、本発明に係る受信装置では、ノイズＮ_ｉｎおよびＮ_ＬＮＡが折り返されても、それが信号帯域にまで折り返されなければよいため、図３（ｂ）に示すように、ノイズが信号帯域に折り返されるのを防ぐよう、サンプリング周波数ｆｓが設定される。すなわち、図３（ｂ）から、
２ｆ_ＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ （７）
ここで、ｆ_ＩＦ≧（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／４
を満たすように設定される。

【0016】

ここで、ｆｓが（６）式のｆｓｕよりも小さい値のみをとるものとすると、
２ｆ_ＩＦ＋（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／２≦ｆｓ＜２ｆ_ＩＦ＋ＢＰＦＢＷ （８）
ここで、ｆ_ＩＦ≧（ＲＦＢＷ＋ＢＰＦＢＷ）／４
となる。図４（ｂ）に示すように、この条件を満たすｆｓでサンプリングを行った後、信号の部分を抽出するようＤＳＰでフィルタ処理を行うことにより、図４（ａ）とほぼ同じＳＮ比を有する受信処理信号が得られる。

【0017】

このように、本発明に係る受信装置は、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示す受信装置と比べても、さらにサンプリング周波数が小さく、より低速で低消費電力である。また、衛星通信では、携帯電話と異なり、受信電力が小さく一定であるため、高い利得の低雑音増幅器（ＬＮＡ）が必要であるが、図１乃至図４に示すように、アンダーサンプリングでは、低雑音増幅器で増幅されたノイズや低雑音増幅器で発生するノイズによる影響が比較的小さい。このため、アンダーサンプリングを用いる本発明に係る受信装置は、衛星通信に適している。

【0018】

本発明に係る受信装置は、前記高周波信号を受信して増幅し、増幅後の前記高周波信号を前記帯域通過フィルタに送る低雑音増幅器（ＬＮＡ）を有し、前記アナログ／デジタル変換器は、前記帯域通過フィルタからの信号を２分配する２分配器と、前記２分配器からの一方の出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第１サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第１サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第１アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）と、前記２分配器からの他方の出力を、前記高周波信号の周波数で９０°位相変化させる移相器と、前記移相器からの出力を、前記サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングする第２サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路と、前記第２サンプルホールド回路からの出力をデジタル信号に変換する第２アナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）とを有することが好ましい。この場合、受信信号を、アナログベースバンド信号やアナログＩＦ信号に周波数変換せず、直接アンダーサンプリングすることができる。また、低速、低消費電力で、受信信号を精度良く復調させることができる。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、より低速で低消費電力である受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】本発明に係る受信装置に関し、アンダーサンプリングを用いた受信装置のブロック図および信号処理の原理を示す説明図である。

【図2】ベースバンド信号に変換するときの（ａ）図１に示すアンダーサンプリングを用いた受信装置、（ｂ）本発明に係る受信装置の、サンプリング処理およびＤＳＰでのフィルタ処理の原理を示す説明図である。

【図3】ＩＦ信号に変換するときの（ａ）図１に示すアンダーサンプリングを用いた受信装置、（ｂ）本発明に係る受信装置の、サンプリング処理の原理を示す説明図である。

【図4】ＩＦ信号に変換するときの（ａ）図１に示すアンダーサンプリングを用いた受信装置、（ｂ）本発明に係る受信装置の、ＤＳＰでのフィルタ処理の原理を示す説明図である。

【図5】本発明の実施の形態の受信装置のブロック図である。

【図6】（ａ）図１に示すアンダーサンプリングを用いた受信装置（比較装置）、（ｂ）本発明の実施の形態の受信装置の、ＡＤＳによるシミュレーション結果を示す周波数スペクトルのグラフである。

【図7】従来の一般的な受信装置のブロック図および信号処理の原理を示す説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について説明する。
図５および図６は、本発明の実施の形態の受信装置を示している。
図５に示すように、受信装置１０は、高周波信号を受信する受信装置１０であって、第１帯域通過フィルタ（ＢＰＦ１）１１と低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２と第２帯域通過フィルタ（ＢＰＦ２）１３とアナログ／デジタル変換器１４とを有している。

【0022】

第１帯域通過フィルタ１１は、受信する高周波信号の周波数を中心とする通過帯域を有している。第１帯域通過フィルタ１１は、受信した高周波信号（ＲＦ ｉｎｐｕｔ）に対して、その通過帯域により帯域制限を行うよう構成されている。低雑音増幅器１２は、第１帯域通過フィルタ１１から出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を第２帯域通過フィルタ１３に送るよう構成されている。第２帯域通過フィルタ１３は、受信する高周波信号の周波数を中心とする通過帯域を有している。第２帯域通過フィルタ１３は、低雑音増幅器１２からの高周波信号に対して、その通過帯域により再度、帯域制限を行うよう構成されている。

【0023】

アナログ／デジタル変換器１４は、２分配器２１と第１サンプルホールド回路（ＲＦ Ｓ／Ｈ）２２と第１アナログ／デジタル変換回路（低速ＡＤＣ）２３と移相器（９０°）２４と第２サンプルホールド回路（ＲＦ Ｓ／Ｈ）２５と第２アナログ／デジタル変換回路（低速ＡＤＣ）２６とクロックジェネレータ（Ｃｌｏｃｋ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）２７とを有している。２分配器２１は、第２帯域通過フィルタ１３からの信号を２分配するよう構成されている。第１サンプルホールド回路２２は、２分配器２１からの一方の出力を、サンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングするよう構成されている。第１アナログ／デジタル変換回路２３は、第１サンプルホールド回路２２からの出力をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号（Ｉ）を出力（Ｏｕｔｐｕｔ）するよう構成されている。

【0024】

移相器２４は、２分配器２１からの他方の出力を、受信した高周波信号の周波数で９０°位相変化させるよう構成されている。第２サンプルホールド回路２５は、移相器２４からの出力を、第１サンプルホールド回路２２と同じサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングするよう構成されている。第２アナログ／デジタル変換回路２６は、第２サンプルホールド回路２５からの出力をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号（Ｑ）を出力（Ｏｕｔｐｕｔ）するよう構成されている。クロックジェネレータ２７は、第１サンプルホールド回路２２と第２サンプルホールド回路２５と第１アナログ／デジタル変換回路２３と第２アナログ／デジタル変換回路２６とを同期させるよう、クロック信号を生成してこれらに送るよう構成されている。

【0025】

アナログ／デジタル変換器１４は、第２帯域通過フィルタ１３からの高周波信号を、デジタル中間周波数（ＩＦ）信号またはデジタルベースバンド信号に変換可能になっている。アナログ／デジタル変換器１４は、デジタルベースバンド信号に変換する場合、図２（ｂ）に示す原理に従って、（５）式の関係を満たすサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行うよう構成されている。また、周波数ｆ_ＩＦのＩＦ信号に変換する場合、図３（ｂ）および図４（ｂ）に示す原理に従って、（８）式の関係を満たすサンプリング周波数ｆｓでアンダーサンプリングを行うよう構成されている。

【0026】

なお、受信装置１０は、例えば、第１アナログ／デジタル変換回路２３からの出力信号（Ｉ）と、第２アナログ／デジタル変換回路２６からの出力信号（Ｑ）とを合成した後、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により、信号の部分を抽出するためのフィルタ処理を行うよう構成されていることが好ましい。

【0027】

次に、作用について説明する。
受信装置１０は、アンダーサンプリングを利用しているため、サンプリング周波数ｆｓが小さく、低速で低消費電力である。特に、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示すアンダーサンプリングを利用した受信装置１０と比べても、サンプリング周波数ｆｓが小さく、より低速で低消費電力である。受信装置１０は、受信信号を、アナログベースバンド信号やアナログＩＦ信号に周波数変換せず、直接アンダーサンプリングすることができる。また、移相器２４を利用して復調を行っており、受信信号を精度良く復調させることができる。受信装置１０は、衛星通信の受信装置としての利用に特に適している。

【実施例1】

【0028】

受信装置１０によるアンダーサンプリングを利用した信号処理について、Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｙｓｔｅｍ（ＡＤＳ；Ａｇｉｌｅｎｔ社製）を使用してシミュレーションを行った。また、比較のため、アンダーサンプリングを利用した、図１、図２（ａ）、図３（ａ）および図４（ａ）に示す受信装置（以下、「比較装置」）についてもシミュレーションを行った。高周波信号の周波数帯域幅を２ＭＨｚ、帯域通過フィルタの４ｄＢの周波数帯域幅を１９５ＭＨｚとした。また、入力信号として、２．２００５ＧＨｚの連続波（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｗａｖｅ）を使用した。

【0029】

受信装置１０のサンプリング周波数ｆｓとして１００ＭＨｚを使用し、比較装置のサンプリング周波数ｆｓｕとして２００ＭＨｚを使用した。シミュレーションの結果を、図６に示す。受信装置１０および比較装置とも、分解帯域幅（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）は、３３．４４ｋＨｚである。図６に示すように、受信装置１０および比較装置とも、ＳＮ比が３３．６ｄＢであった。このように、受信装置１０では、比較装置と比べて、サンプリング周波数が小さいにも関わらず、ほぼ同じＳＮ比で受信処理信号が得られることが確認された。このことから、受信装置１０は、比較装置と比べても、より低速で低消費電力であるといえる。

【符号の説明】

【0030】

１０ 受信装置
１１ 第１帯域通過フィルタ
１２ 低雑音増幅器
１３ 第２帯域通過フィルタ
１４ アナログ／デジタル変換器
２１ ２分配器
２２ 第１サンプルホールド回路
２３ 第１アナログ／デジタル変換回路
２４ 移相器
２５ 第２サンプルホールド回路
２６ 第２アナログ／デジタル変換回路
２７ クロックジェネレータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】