特許 6030263 系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】6030263

(24)【登録日】2016年10月28日

(45)【発行日】2016年11月24日

(54)【発明の名称】系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20161114BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 R

   H02M7/48 F

   H02M7/48 N

【請求項の数】13

【全頁数】30

(21)【出願番号】特願2016-130337(P2016-130337)

(22)【出願日】2016年6月30日

【審査請求日】2016年7月26日

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】000217491

【氏名又は名称】田淵電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100084375

【弁理士】

【氏名又は名称】板谷 康夫

(74)【代理人】

【識別番号】100125221

【弁理士】

【氏名又は名称】水田 愼一

(74)【代理人】

【識別番号】100142077

【弁理士】

【氏名又は名称】板谷 真之

(72)【発明者】

【氏名】龍 建儒

(72)【発明者】

【氏名】日高 秀樹

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００８−２２８５３７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−３４１７５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１７５８３４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、
前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、
前記商用電力系統における三相の瞬時電圧最大値を検出する瞬時電圧検出手段と、
前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出する線間電圧検出手段と、
前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、
前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、
前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させる、系統連系用電力変換装置。

【請求項2】

前記商用電力系統における三相交流電圧を、α相とβ相の二相交流電圧に変換する三相二相交流電圧変換手段をさらに備え、
前記瞬時電圧検出手段は、前記三相二相交流電圧変換手段により変換した前記α相とβ相の二相交流電圧に基づいて、前記瞬時電圧最大値を求めることを特徴とする請求項１に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項3】

前記インバータから出力する有効電力の指令値を出力する有効電力指令値出力手段と、
前記インバータから出力する無効電力の指令値を出力する無効電力指令値出力手段と、
前記有効電力指令値出力手段から出力された有効電力の指令値と、前記無効電力指令値出力手段から出力された無効電力の指令値と、前記三相二相交流電圧変換手段により変換された前記α相とβ相の二相交流電圧とに基づいて、前記インバータから出力されるα相とβ相の二相交流出力電流指令値を算出する出力電流指令値算出手段とをさらに備え、
前記出力電流制御手段は、前記出力電流指令値算出手段により算出されたα相とβ相の二相交流出力電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流値を制御することを特徴とする請求項２に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項4】

前記線間電圧検出手段は、前記商用電力系統における３つの線間電圧の実効値を、前記商用電力系統の電圧波形の半周期の期間で算出して、これらの３つの線間電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、前記３つの線間電圧の最大値を求めることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項5】

前記出力電流制御手段は、前記商用電力系統における三相交流電圧の不平衡時に、瞬時電圧低下の発生時点から、前記電圧波形の半周期の間は、前記インバータからの出力電流値を、所定の上限値までに抑制し、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されると、前記インバータからの出力電流値を、前記４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させることを特徴とする請求項４に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項6】

前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、予め設定された線間電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記線間電圧下限値に応じた出力電流値に低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項５の少なくともいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項7】

前記瞬時電圧低下検出手段は、
前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、所定の閾値以下になった時に、前記瞬時電圧低下の状態になったと検出し、
前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、前記閾値以下である状態から、前記閾値よりも所定の値以上高い状態に変化した時に、前記商用電力系統の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出することを特徴とする請求項１乃至請求項６の少なくともいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項8】

前記インバータのスイッチング素子のスイッチング方式は、三次高調波注入ＰＷＭ方式（Ｔｈｉｒｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｉｎｊｅｃｔｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）であることを特徴とする請求項１乃至請求項７の少なくともいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項9】

前記商用電力系統における商用系統電源の各相が、Δ結線、又はＹ結線されていることを特徴とする請求項１乃至請求項８の少なくともいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項10】

分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、
前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、
前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出する線間電圧検出手段と、
前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、
前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、
前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された線間電圧下限値以上であるときに、前記インバータからの出力電流値を、前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、前記線間電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記線間電圧下限値に応じた出力電流値に低下させる系統連系用電力変換装置。

【請求項11】

前記商用電力系統における３つの線間電圧のうちの２つの線間電圧の瞬時値を測定する線間電圧測定手段と、
前記線間電圧測定手段により測定された前記２つの線間電圧の瞬時値に基づいて、前記３つの線間電圧のうちの残り１つの線間電圧の瞬時値を算出する線間電圧算出手段とをさらに備え、
前記線間電圧検出手段は、前記線間電圧測定手段により測定された２つの線間電圧の瞬時値と、前記線間電圧算出手段により算出された１つの線間電圧の瞬時値とに基づいて、前記３つの線間電圧の最大値を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項１０の少なくともいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。

【請求項12】

分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、
前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、
前記商用電力系統における３つの相電圧の最大値を検出する相電圧検出手段と、
前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、
前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、
前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記相電圧検出手段によって検出された前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された相電圧下限値以上であるときに、前記インバータからの出力電流値を、前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、前記相電圧検出手段によって検出された前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、前記相電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記相電圧下限値に応じた出力電流値に低下させる系統連系用電力変換装置。

【請求項13】

分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を三相交流電力に変換するインバータを備えた、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法であって、
商用電力系統における三相の瞬時電圧最大値を検出するステップと、
前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出するステップと、
前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出するステップと、
前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を、前記瞬時電圧最大値と、前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させるステップとを備える、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法に関し、より詳細には、系統連系用電力変換装置の事故時運転継続の技術に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、太陽電池等の分散型電源が、商用電力系統に連系されることが一般的になっており、今後は、多数の分散型電源が商用電力系統に連系されることが予想される。このような状況において、系統事故時の過渡変動（瞬時電圧低下等）による系統電圧や系統周波数の大幅変動が生じると、系統連系用電力変換装置（例えば、パワーコンディショナ）が有する単独運転防止機能のために、分散型電源が一斉に解列して、商用電力系統の電圧や周波数に大きな影響を与えるおそれがある。そこで、系統事故時における商用電力系統の電力品質を確保するために、分散型電源の系統連系用電力変換装置には、事故時における運転継続性能（ＦＲＴ（Ｆａｕｌｔ Ｒｉｄｅ Ｔｈｒｏｕｇｈ）要件）が要求される（「系統連系規定 ＪＥＡＣ９７０１−２０１２」参照）。なお、上記の単独運転防止機能とは、商用電力系統で停電等が生じた場合に、個々の分散電源を商用電力系統から解列させる機能である。

【0003】

この種の電力変換装置では、系統電圧の位相角を検出し、検出した位相角に基づいて、商用電力系統に合わせた交流電力を生成しているが、瞬時電圧低下等の電圧低下異常時には、系統電圧の位相角を正しく検出することができない。このように、電力変換装置が位相角を正しく検出できない状態では、不安定な位相角に基づいて動作する電力変換装置と、系統上のリアクトルやコンデンサとの関係で、非基本波次数の共振電流が、継続的に発生する。特に、多数の分散型電源が系統上に連系された場合には、系統上の共振電流が大きくなり、これが、需要家の負荷機器の電圧低下による停止（いわゆる負荷脱落）を招いて、共振現象を一層増大させ、多数の分散型電源が系統から一斉に解列してしまう可能性がある。

【0004】

そして、系統電圧の位相角を正しく検出できない状態で、要求される運転継続性能（ＦＲＴ要件）を実現するために、従来は、出力電流の上限値までの電流を、出力し続けるという制御方法が多い。しかし、多数の分散型電源が同一の商用電力系統に接続する場合は、瞬時電圧低下中に、多数の電力変換装置から出力電流の上限値までの電流が出力されると、系統インピーダンスを介して、上位系統を不安定化させるおそれがある。

【0005】

そこで、この種の電力変換装置において、特許文献１及び２に示されるように、瞬時電圧低下等の系統電圧の過渡変動時に、インバータからの出力電流の指令値の算出に用いる位相角を、その時点で求めた（検出した）位相角から、位相保持部に保持しておいたｍサイクル前（例えば、３サイクル前）の位相角に切り替えることにより、系統の瞬時電圧低下時における出力電流の変動を抑制するようにしたパワーコンディショナが知られている。

【0006】

また、この種の電力変換装置において、特許文献３に示されるように、瞬時電圧低下に起因して、インバータ出力電流に過電流が発生した場合に、インバータの各スイッチング素子の動作を一時停止させ、インバータ出力電流が適正値に戻った時に、各スイッチング素子の動作を再開させることにより、系統電圧の情報に基づきゲートブロックを行った場合に比べて、より短い時間で各スイッチング素子の動作を再開させることを可能にして、瞬時電圧低下時に運転を継続する場合の出力の低下を抑制するようにしたものが知られている。

【0007】

また、特許文献４には、電力系統の瞬時電圧低下から電圧復帰直後のインバータの出力電流が過電流になることを防止するために、瞬時電圧低下が検出された場合は、インバータ出力電流の上限値を、瞬時電圧低下が生じる直前のインバータ出力電流値である瞬低直前出力電流値に設定（変更）する、電力変換装置の制御方法が開示されている。この電力変換装置の制御方法では、系統電圧復帰後、ある一定期間が経過すると、出力電流の上限値を、インバータ出力電流の定格値、又は定格値をやや上回る出力電流値に設定（変更）する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開２０１３−８５３６４号公報

【特許文献2】特開２０１５−１４６７１２号公報

【特許文献3】特開２０１５−１９２５６２号公報

【特許文献4】特開２０１６−１０２０３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、上記特許文献１及び２に記載されたような従来の電力変換装置（パワーコンディショナ）では、瞬時電圧低下の発生時、及び瞬時電圧低下からの復帰時に、インバータからの出力電流の指令値の算出に用いる位相角を、その時点で求めた位相角と、保持しておいた位相角との間で、瞬時に切り替えることにより、インバータからの出力電流の乱れを招き、過電流を生じる可能性がある。

【0010】

また、上記特許文献３に記載された電力変換装置では、瞬時電圧低下に起因して、インバータからの出力電流に過電流が発生した場合に、インバータの各スイッチング素子の動作を停止させて、インバータからの電流出力を停止させてしまうので、瞬時電圧低下時に、真の意味の継続運転を行うことができない。特に、特許文献３の第５の実施形態に記載された電力変換装置では、瞬時電圧低下時に、三相の系統電圧の検出値をｄｑ変換して、ｄｑ軸を用いた制御方式で、インバータからの出力電圧の位相角を、系統電圧の位相角に同期させる制御方式を採用しているので、二相短絡による系統電圧の瞬時電圧低下時には、系統電圧の位相角を喪失して（位相角を検出できなくなり）、継続運転を行うことができなくなってしまう。

【0011】

また、上記特許文献４に記載された電力変換装置の制御方法では、多数の分散型電源が同一の商用電力系統に接続する場合には、瞬時電圧低下中に、この制御方法を採用した多数の電力変換装置から瞬低直前出力電流値までの電流が出力されることになる。ここで、瞬時電圧低下中には、既に、インバータ出力電流が乱れている可能性があることから、上記のように、瞬時電圧低下の期間中、多数の電力変換装置から瞬低直前出力電流値までの電流が出力され続けると、系統インピーダンスを介して、上位系統を不安定化させるおそれがある。

【0012】

また、従来の分散型電源を三相の商用電力系統（以下、「三相系統」と略す）に連系するための系統連系用電力変換装置の制御方式では、一般的に、三相の系統電圧が平衡である（三相の系統電圧の各々の振幅が同じである）ことを前提にして、有効電力、無効電力、系統電圧の振幅等を求めて、出力電力の制御を行っている。けれども、現実には、三相の系統電圧が完全に平衡であることはないので、上記の三相系統に連系するための系統連系用電力変換装置の制御において、電圧不平衡時の制御を考慮する必要がある。

【0013】

本発明は、上記課題を解決するものであり、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、安定した継続運転を行うことが可能な系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0014】

上記課題を解決するために、本発明の第１の態様による系統連系用電力変換装置は、分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、前記商用電力系統における三相の瞬時電圧最大値を検出する瞬時電圧検出手段と、前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出する線間電圧検出手段と、前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させる。

【0015】

この系統連系用電力変換装置において、前記商用電力系統における三相交流電圧を、α相とβ相の二相交流電圧に変換する三相二相交流電圧変換手段をさらに備え、前記瞬時電圧検出手段は、前記三相二相交流電圧変換手段により変換した前記α相とβ相の二相交流電圧に基づいて、前記瞬時電圧最大値を求めることが望ましい。

【0016】

この系統連系用電力変換装置において、前記インバータから出力する有効電力の指令値を出力する有効電力指令値出力手段と、前記インバータから出力する無効電力の指令値を出力する無効電力指令値出力手段と、前記有効電力指令値出力手段から出力された有効電力の指令値と、前記無効電力指令値出力手段から出力された無効電力の指令値と、前記三相二相交流電圧変換手段により変換された前記α相とβ相の二相交流電圧に基づいて、前記インバータから出力されるα相とβ相の二相交流出力電流指令値を算出する出力電流指令値算出手段とをさらに備え、前記出力電流制御手段は、前記出力電流指令値算出手段により算出されたα相とβ相の二相交流出力電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流値を制御することが望ましい。

【0017】

この系統連系用電力変換装置において、前記線間電圧検出手段は、前記商用電力系統における３つの線間電圧の実効値を、前記商用電力系統の電圧波形の半周期の期間で算出して、これらの３つの線間電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、前記３つの線間電圧の最大値を求めることが望ましい。

【0018】

この系統連系用電力変換装置において、前記出力電流制御手段は、前記商用電力系統における三相交流電圧の不平衡時に、瞬時電圧低下の発生時点から、前記電圧波形の半周期の間は、前記インバータからの出力電流値を、所定の上限値までに抑制し、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されると、前記インバータからの出力電流値を、前記４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させることが望ましい。

【0019】

この系統連系用電力変換装置において、前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、予め設定された線間電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記線間電圧下限値に応じた出力電流値に低下させることが望ましい。

【0020】

この系統連系用電力変換装置において、前記瞬時電圧低下検出手段は、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、所定の閾値以下になった時に、前記瞬時電圧低下の状態になったと検出し、前記瞬時電圧検出手段によって検出された前記瞬時電圧最大値と、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値が、前記閾値以下である状態から、前記閾値よりも所定の値以上高い状態に変化した時に、前記商用電力系統の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出することが望ましい。

【0021】

この系統連系用電力変換装置において、前記インバータのスイッチング素子のスイッチング方式は、三次高調波注入ＰＷＭ方式（Ｔｈｉｒｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｉｎｊｅｃｔｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）であることが望ましい。

【0022】

この系統連系用電力変換装置において、前記商用電力系統における商用系統電源の各相は、Δ結線、又はＹ結線にされていてもよい。

【0023】

本発明の第２の態様による系統連系用電力変換装置は、分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出する線間電圧検出手段と、前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された線間電圧下限値以上であるときに、前記インバータからの出力電流値を、前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、前記線間電圧検出手段によって検出された前記３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、前記線間電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記線間電圧下限値に応じた出力電流値に低下させる。

【0024】

上記第１及び第２の態様による系統連系用電力変換装置において、前記商用電力系統における３つの線間電圧のうちの２つの線間電圧の瞬時値を測定する線間電圧測定手段と、前記線間電圧測定手段により測定された前記２つの線間電圧の瞬時値に基づいて、前記３つの線間電圧のうちの残り１つの線間電圧の瞬時値を算出する線間電圧算出手段とをさらに備え、前記線間電圧検出手段は、前記線間電圧測定手段により測定された２つの線間電圧の瞬時値と、前記線間電圧算出手段により算出された１つの線間電圧の瞬時値とに基づいて、前記３つの線間電圧の最大値を求めてもよい。

【0025】

本発明の第３の態様による系統連系用電力変換装置は、分散型電源を三相の商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、前記分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を、三相交流電力に変換するインバータと、前記商用電力系統における３つの相電圧の最大値を検出する相電圧検出手段と、前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出する瞬時電圧低下検出手段と、前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備え、前記出力電流制御手段は、前記瞬時電圧低下検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記相電圧検出手段によって検出された前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された相電圧下限値以上であるときに、前記インバータからの出力電流値を、前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、前記相電圧検出手段によって検出された前記３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、前記相電圧下限値よりも小さいときに、前記インバータからの出力電流値を、前記相電圧下限値に応じた出力電流値に低下させる。

【0026】

本発明の第４の態様による系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法は、分散型電源から入力された電力に基づく直流電力を三相交流電力に変換するインバータを備えた、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法であって、商用電力系統における三相の瞬時電圧最大値を検出するステップと、前記商用電力系統における３つの線間電圧の最大値を検出するステップと、前記商用電力系統における瞬時電圧低下を検出するステップと、前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を、前記瞬時電圧最大値と、前記３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させるステップとを備える。

【発明の効果】

【0027】

本発明の第１の態様による系統連系用電力変換装置、及び第４の態様による系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法によれば、商用電力系統の瞬時電圧低下時に、インバータからの出力電流値を、検出された瞬時電圧最大値と、検出された３つの線間電圧の最大値との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させることができる。これにより、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。更に、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上位系統を不安定化させるおそれがない。

【0028】

本発明の第２の態様による系統連系用電力変換装置によれば、商用電力系統の瞬時電圧低下時に、３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された線間電圧下限値以上であるときに、インバータからの出力電流値を、３つの線間電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、３つの線間電圧の最大値のうちの最小値が、上記の線間電圧下限値よりも小さいときに、インバータからの出力電流値を、上記の線間電圧下限値に応じた出力電流値に低下させることができる。これにより、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。更に、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上位系統を不安定化させるおそれがない。

【0029】

本発明の第３の態様による系統連系用電力変換装置によれば、商用電力系統の瞬時電圧低下時に、３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、予め設定された相電圧下限値以上であるときに、インバータからの出力電流値を、３つの相電圧の最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させ、３つの相電圧の最大値のうちの最小値が、上記の相電圧下限値よりも小さいときに、インバータからの出力電流値を、上記の相電圧下限値に応じた出力電流値に低下させることができる。これにより、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。更に、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上位系統を不安定化させるおそれがない。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】本発明の一実施形態のパワーコンディショナ（系統連系用電力変換装置）を含む太陽光発電システムの概略のシステム構成図。

【図2】上記パワーコンディショナの制御回路の概略ブロック図。

【図3】図２中の出力電流制御回路の制御ブロック図。

【図4】（ａ）（ｂ）は、それぞれ、通常のＳＰＷＭ方式と、三次高調波注入ＰＷＭ方式における、キャリア信号と出力デューティ比の波形図。

【図5】上記パワーコンディショナの瞬時電圧低下時における、各線間電圧の最大値と、三相瞬時電圧の最大値と、各相の出力電流の最大値との関係を示すタイミング・チャート。

【図6】上記パワーコンディショナにおける通常運転モードとＦＲＴモードとの切替方法の説明図。

【図7】上記パワーコンディショナの瞬時電圧低下時のシミュレーションにおける設定パラメータの値を示す図。

【図8】上記瞬時電圧低下時のシミュレーションの条件を示す図。

【図9】図８の条件１のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図10】図８の条件２のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図11】図８の条件３のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図12】図８の条件４のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図13】図８の条件５のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図14】図８の条件６のシミュレーション結果を示すグラフ。

【図15】本発明の変形例６のパワーコンディショナにおける制御回路の概略ブロック図。

【発明を実施するための形態】

【0031】

以下、本発明を具体化した実施形態による系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法について、図面を参照して説明する。本実施形態では、請求項における系統連系用電力変換装置が、太陽電池を三相の商用電力系統に連系するためのパワーコンディショナである場合の例について、説明する。図１は、本実施形態によるパワーコンディショナ１を含む太陽光発電システム１０の概略のシステム構成を示す。

【0032】

太陽光発電システム１０は、分散型電源である太陽電池２と、太陽電池２で発電された直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナ１とを備えており、三相の商用電力系統（以下、「三相系統」と略す）３に連系可能である。パワーコンディショナ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの平滑化用の電解コンデンサＣ_ｄｃ、インバータ５、ＬＣフィルタ６、制御回路７、及び系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄを備えている。

【0033】

ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、太陽電池２の最大電力点追従制御（以下、ＭＰＰＴ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）制御という）を行い、太陽電池２からの出力電力が最大（最適）になるように、太陽電池２からの入力電圧を調整する。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、太陽電池２から最大出力電力を出せるように、所定の入力電圧まで昇降圧の動作をして、最大電力点追従制御を行う。但し、インバータ５が、出力制限の制御を行う場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４を、通常のＭＰＰＴ制御から、直流出力電圧（直流バス電圧Ｖ_ｄｃ）をある一定の範囲内で上下させるＣＶ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ）モードの制御に切り替えることが必要である。

【0034】

インバータ５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４から出力された電力に基づく直流電力を、交流電力に変換する。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４からの最大出力電力を全て交流出力電力に変換し、安定した出力電力の制御をするために、インバータ５は、常に直流バス電圧の一定制御を行う必要があると考える。インバータ５は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）から構成されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を備えており、これらのスイッチング素子は、パワーコンディショナ１の制御回路７から送られるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号でスイッチングされる。図１中のｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは、ぞれぞれ、インバータ５から三相系統３の各電源ラインｕ，ｖ，ｗに出力される電流（以下、「インバータ出力電流」という）を示す。

【0035】

ＬＣフィルタ６は、三相の各電源ラインに直列に接続された３つのリアクトルＬ_ｉｎｖと、ｕ−ｖ、ｖ−ｗ、及びｕ−ｗの各電源ライン間に接続された３つのコンデンサＣ_ｉｎｖとから構成され、インバータ５の出力電流の高調波成分（主に、ＰＷＭ信号のキャリア周波数）を除去する。図中におけるＲ_ｉｎｖとＲ_ｃとは、それぞれ、各リアクトルＬ_ｉｎｖの内部抵抗と各コンデンサＣ_ｉｎｖの内部抵抗とを示す。

【0036】

制御回路７は、いわゆるマイコンを用いて構成されており、主に、上記のＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ５を制御する。

【0037】

系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄは、太陽電池２（及びパワーコンディショナ１）の三相系統３への連系状態と解列状態とを切り替えるためのスイッチである。

【0038】

三相系統３は、商用系統電源８と、系統インピーダンスとを含んでいる。図１中のＲ_ＧｒｉｄとＬ_Ｇｒｉｄとは、系統インピーダンスの抵抗と誘導性リアクタンスとを示す。また、図１中のＺ_Ｌｏａｄは、三相系統側に接続している三相負荷を示す。この三相負荷Ｚ_Ｌｏａｄは、抵抗成分（Ｒ_Ｌｏａｄ）とリアクタンス成分（±ｊＸ_Ｌｏａｄ）とを含んでいる。図１において、測定される系統電圧は、ｕ−ｖ、ｖ−ｗ、及びｕ−ｗの各電源ライン間の線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗである。また、図１の制御回路７の入力信号（の測定箇所）は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、インバータ５の出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ、及び各電源ライン間の線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、ｅ_ｕｗである。そして、図１の制御回路７の出力信号は、系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄの制御用の出力信号、及びインバータ５のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御用の出力信号である。

【0039】

図２は、パワーコンディショナ１の制御回路７の制御ブロック図である。図２には、系統連系運転制御部１１とＰＷＭ出力部１２が示されている。図２中の各回路は、マイコンが有する基本的な機能ブロックを用いて作成した回路である。パワーコンディショナ１の制御回路７は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御、無効電力制御、及びインバータ５の出力電流制御を行う。

【0040】

また、図２に示すように、系統連系運転制御部１１は、直流電圧制御回路１３、無効電力制御回路１４、三相二相交流電圧変換回路１５、出力電流指令値算出回路１６、三相二相交流電流変換回路１７、出力電流制御回路１８、ゼロクロス検出回路２５、線間電圧測定回路２６、及び出力電流測定回路２８を備えている。直流電圧制御回路１３、無効電力制御回路１４、三相二相交流電圧変換回路１５、出力電流指令値算出回路１６、出力電流制御回路１８は、それぞれ、請求項における有効電力指令値出力手段、無効電力指令値出力手段、三相二相交流電圧変換手段、出力電流指令値算出手段、出力電流制御手段に相当する。

【0041】

直流電圧制御回路１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４から入力される直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が一定になるように制御する回路であり、インバータ５への入力電圧である直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値と、この直流バス電圧Ｖ_ｄｃの指令値である直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとの差分に基づいて、インバータ５から出力する有効電力の指令値を出力する。より具体的に言うと、直流電圧制御回路１３は、入力された直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃと直流バス電圧Ｖ_ｄｃの測定値から、直流バス電圧の一定制御を行うために必要な有効電力指令値Ｐ^＊_ｕｖｗを求めて、出力電流指令値算出回路１６に入力する。また、無効電力制御回路１４は、インバータ５から出力された無効電力のフィードバック値Ｑと、インバータ５から出力する無効電力の制御目標値である無効電力目標値Ｑ^＊との差分に基づいて、インバータ５から出力する無効電力の指令値を出力する。より具体的に言うと、無効電力制御回路１４は、入力された無効電力制御目標値Ｑ^＊と無効電力のフィードバック値Ｑから、無効電力指令値Ｑ^＊_ｕｖｗを求めて、出力電流指令値算出回路１６に入力する。なお、系統電圧不平衡時において、式（９）、（１０）より求めた有効電力のフィードバック値Ｐ（瞬時有効電力）、無効電力のフィードバック値Ｑ（瞬時無効電力）は、２ｆ成分（基本波周波数の２倍の周波数の成分）を含んでいる。本実施形態では、無効電力制御回路１４の安定性を考慮するために、この２ｆ成分を除去するためのローパスフィルタを導入することが望ましい。

【0042】

線間電圧測定回路２６は、三相系統３における瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗを測定して、Ａ／Ｄ変換後の瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗを出力する。三相二相交流電圧変換回路１５は、下記の式（５）を用いて、線間電圧測定回路２６により測定された瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗを、α相の瞬時交流電圧ｅ_αとβ相の瞬時交流電圧ｅ_βに変換する。出力電流指令値算出回路１６は、瞬時電圧検出回路１９（請求項における瞬時電圧検出手段）と、平均電圧検出回路２０（請求項における線間電圧検出手段）とを有している。

【数1】

【数2】

【0043】

瞬時電圧検出回路１９は、三相系統３における瞬時電圧最大値を検出する。具体的には、瞬時電圧検出回路１９は、上記の式（２）のように、三相二相交流電圧変換回路１５で求めたα相の瞬時交流電圧ｅ_αとβ相の瞬時交流電圧ｅ_βの二乗和の平方根に、３の平方根を乗じて、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}を求める。また、平均電圧検出回路２０は、三相系統３における３つの線間電圧の最大値を検出する。具体的には、平均電圧検出回路２０は、線間電圧測定回路２６から出力された各瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ（ｔ）、ｅ_ｖｗ（ｔ）、ｅ_ｕｗ（ｔ）に基づき、上記の式（４）を用いて、各線間電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、各線間電圧の振幅Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}を算出する。式（４）において、Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}は、三相系統３の線間電圧の平均周期である。平均電圧検出回路２０は、各線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、ｅ_ｕｗの実効値を、三相系統３の電圧波形の半周期（半サイクル）の期間（Ｔ_{Ｇｒｉｄ． ａｖｇ}／２）で算出する。

【0044】

ゼロクロス検出回路２５は、線間電圧測定回路２６により測定された瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ（ｔ）のゼロクロスタイミングに基づいて、商用系統周波数ｆ_Ｇｒｉｄを計測する回路であり、交流電圧を分圧する分圧回路と、分圧された交流電圧信号を二値化する二値化回路とを含んでいる。出力電流指令値算出回路１６は、ゼロクロス検出回路２５で計測した商用系統周波数ｆ_Ｇｒｉｄを、上記の式（１１）に代入して、平均周期Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}を求め、この平均周期Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}を平均電圧検出回路２０に送る。ここで、ゼロクロス検出回路２５を設ける理由は二つある。一つ目は、商用系統周波数ｆ_Ｇｒｉｄを正しく計測するためである。もう一つは、単独運転状態を発生した場合に、ゼロクロス検出回路２５で測定した周波数の変化を捉え、速やかに単独運転状態を検出するためである。なお、式（１１）において、ｚはｚ次のサンプリング周期（一周期）である。（ｙ＋１）は、平均周期Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}を求めるためのサンプリング回数である。また、平均周期Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}を求めるためのサンプリング回数（ｙ＋１）は、多ければ、多いほど、瞬時電圧低下による系統周波数の変動の影響を減らすと考えられる。仮に、ｕ相とｖ相の二相短絡事故が発生した場合には、線間電圧ｅ_ｕｖがゼロとなり、ゼロクロス検出回路２５で系統周波数を計測できなくなる。しかし、この場合でも、サンプリング回数（ｙ＋１）を多くすることにより、二相短絡事故が平均周期Ｔ_{Ｇｒｉｄ．ａｖｇ}に与える影響が少なくなり、このような場合でも、正しく各線間電圧の最大値を求めることができると考える。

【0045】

次に、出力電流指令値算出回路１６が行う処理について述べる。出力電流指令値算出回路１６は、まず、上記の式（３）を用いて、瞬時電圧検出回路１９で求めた三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、平均電圧検出回路２０で求めた３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}との４つの電圧最大値のうちの最大値を、三相系統３における総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘとして、算出する。ここで、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘを求める考え方は、三相系統電圧平衡時においては、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}＝Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}であると考える。また、三相系統電圧不平衡時においては、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}であると考える。なお、式（３）におけるＥ_{ｎ．ｍａｘ}は、式（４）から求めた各線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}である。

【0046】

一般的に、α相の瞬時交流電圧ｅ_αとβ相の瞬時交流電圧ｅ_βとの位相差は常に９０°である。三相系統電圧平衡時において、α相の瞬時交流電圧ｅ_αとβ相の瞬時交流電圧ｅ_βの振幅値が同じであると考え、上記の式 （２）から求めた瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}は、一定の値であると考える。しかし、三相系統電圧不平衡時には、α相の瞬時交流電圧ｅ_αとβ相の瞬時交流電圧ｅ_βの振幅値が異なり、上記の式（２）から求めた瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}は、２ｆ成分を含むと考える。この時、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘが、２ｆ成分を含む瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}にならないようにするために、上記の式（３）を用いて、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘを算出する。そして、出力電流指令値算出回路１６は、上記の総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘと、直流電圧制御回路１３から出力された有効電力指令値Ｐ^＊_ｕｖｗと、無効電力制御回路１４から出力された無効電力指令値Ｑ^＊_ｕｖｗと、三相二相交流電圧変換回路１５により求めた二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βを、上記の式（１）に代入して、インバータ５の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを算出する。

【0047】

出力電流測定回路２８は、三相交流出力電流（インバータ出力電流）ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ（の瞬時値）を測定して、Ａ／Ｄ変換後の三相交流出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、三相二相交流電流変換回路１７に出力する。三相二相交流電流変換回路１７は、上記の式（６）を用いて、出力電流測定回路２８から出力された三相交流出力電流（インバータ出力電流）ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、二相交流出力電流ｉ_α、ｉ_βに変換する。

【0048】

出力電流制御回路１８は、インバータ５からの出力電流を制御する。図３は、出力電流制御回路１８の制御ブロックを示す。通常運転モードでは、図３に示されるように、出力電流制御回路１８の電流ループコントローラＧ_ｉｎｖ（ｓ）２７は、上記の式（１）〜（４）により求めた二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βと、上記の式（６）により求めた二相交流出力電流ｉ_α、ｉ_βとを用いて、インバータ５からの二相交流出力電流ｉ_α、ｉ_βの値が、インバータ５の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βに追従するように、フィードバック制御を行う。また、出力電流制御回路１８は、図３に示されるように、電流ループコントローラＧ_ｉｎｖ（ｓ）２７から出力された、二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βと二相交流出力電流ｉ_α、ｉ_βとの差に比例した調整値と、上記の式（５）により求めた二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βと、直流バス電圧Ｖ_ｄｃとに基づいて、α相とβ相の出力デューティ比ｄ_α、ｄ_βを算出する。この出力デューティ比ｄ_α、ｄ_βは、図２に示されるＰＷＭ出力部１２に入力される。

【0049】

図２に示されるように、ＰＷＭ出力部１２は、デューティ比二相三相変換回路２２と、三次高調波注入回路２３と、ＰＷＭ出力制御回路２４とを備えている。デューティ比二相三相変換回路２２は、上記の式（７）により、αβ相の出力デューティ比ｄ_α、ｄ_βを、ｕｖｗ相の出力デューティ比ｄ_ｕ、ｄ_ｖ、ｄ_ｗに変換した後、上記の式（８）により、三次高調波注入成分を含めた出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕ、ｄ^＊_ｖ、ｄ^＊_ｗを求めて、ＰＷＭ出力制御回路２４に入力する。ＰＷＭ出力制御回路２４は、入力された出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕ、ｄ^＊_ｖ、ｄ^＊_ｗに対応するパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。これらのＰＷＭ信号に基づいて、インバータ５の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン・オフが制御される。

【0050】

本実施形態のパワーコンディショナ１に三次高調波注入ＰＷＭ方式（Ｔｈｉｒｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｉｎｊｅｃｔｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）を用いる理由は、以下の通りである。図４（ａ）（ｂ）は、それぞれ、通常のＳＰＷＭ（Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ Ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式と、三次高調波注入方式のＰＷＭにおける、キャリア信号と出力デューティ比の波形を示す。まず、図４（ａ）に示されるように、三次高調波注入分を含めない場合の出力デューティ比ｄ_ｕ（正弦波の変調波）の波高値が、１であるとする。この出力デューティ比ｄ_ｕに三次高調波を注入した出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕの波高値は、元の出力デューティ比ｄ_ｕの正弦波に三次高調波を重畳した波形の波高値である。この出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕの波高値は、元の出力デューティ比ｄ_ｕの正弦波の６０度付近の高さと考える。出力デューティ比ｄ_ｕ＝ｓｉｎ６０°＝√（３）／２の場合、この値を式（８）に代入すると、出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕは、√（３）／２≒０．８６６と求められる。よって、図４（ｂ）に示されるように、三次高調波注入後の出力デューティ比指令値ｄ^＊_ｕの波形の波高値は、０．８６６となる。

【0051】

つまり、インバータ５のような三相系統連系用インバータにおいて、三次高調波を適切に重畳することにより、線間電圧の三次高調波成分をキャンセルすることができ、出力電圧利用率 （直流バス電圧Ｖ_ｄｃと、出力する商用系統電圧との比）も、約１５．４％（１／０．８６６）改善することができる。従って、三相系統連系用インバータにおいて、三次高調波注入方式を採用することにより、通常のＳＰＷＭの変調方式を採用した場合と比べて、直流バス電圧の一定制御を行う際に、直流バス電圧の指令値を低くすることができ、その結果、三相系統連系用インバータの変換効率を向上させることができる。

【0052】

なお、制御回路７は、三相二相交流電圧変換回路１５により求めた二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βと、三相二相交流電流変換回路１７により求めた二相交流出力電流ｉ_α、ｉ_βに基づいて、上記の式（９）により、上記の無効電力制御回路１４に入力される無効電力のフィードバック値Ｑを算出する。

【0053】

また、上記の出力電流制御回路１８は、瞬時電圧低下検出回路２１（請求項における瞬時電圧低下検出手段）を有している。詳細は後述するが、瞬時電圧低下検出回路２１は、三相系統３における瞬時電圧低下を検出する。

【0054】

上記のように、制御回路７が、インバータ５からの出力を、従来のｄｑ軸に座標変換された値を用いた制御方法ではなく、αβ軸に座標変換された値を用いて制御する理由は、以下の通りである。
（１）三相二相変換にαβ相変換手法を用いる制御手法は、単相の系統連系用インバータ（以下、「単相インバータ」と略す）の制御方式に相当すると考えられる。何故なら、αβ相変換手法を用いる制御手法は、単相インバータ用の交流電流制御を、α相分とβ相分の２つしているのと同様だからである。
（２）従来のｄｑ相変換手法を用いた制御方法を採用した場合と異なり、ＰＬＬ回路を設ける必要がない。何故なら、ｄｑ相変換では、ＰＬＬ回路で求めた系統電圧の位相に対応した余弦成分と正弦成分の信号に基づいて、αβ軸の座標をｄｑ軸上の座標に変換するため、ＰＬＬ回路が必要であるが、αβ相変換手法を用いる制御手法では、上記の式（１）〜（５）に示されるように、インバータ５の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βの算出に、系統電圧の位相が不要だからである。
（３）仮に、一相短絡事故や二相短絡事故が発生した場合でも、単相インバータの制御方式と同様な制御方式で、インバータ５の継続運転を行うことができる。この理由は、一相短絡事故や二相短絡事故が発生した場合でも、αβ相のうち、少なくとも一相の制御ができるからである。

【0055】

次に、上記の（３）に関連して、本パワーコンディショナ１が、二相短絡事故発生時に安定した継続運転を行うことができる理由について、説明する。

【0056】

三相系統３において、系統事故が発生した場合、二相短絡状況が発生する可能性がある。従来のｄｑ相変換手法を用いた制御方法では、二相短絡状況（二相短絡事故）が発生した場合、ＰＬＬ回路で求めた系統電圧の位相角を喪失して（位相角を検出できなくなり）、継続運転を行うことができなくなってしまう。仮に、従来のｄｑ相変換手法を用いて、二相短絡時に、インバータ５を継続運転するためには、特別なＰＬＬ回路を用いる必要があると考えられる。

【0057】

本パワーコンディショナ１は、上記のように、インバータ５からの出力の制御に、αβ相変換手法を用いているので、二相短絡事故が発生した場合に、二相のうち、少なくとも一相の継続運転を行うことができる。

【0058】

まず、三相系統３のｕ相とｖ相とが短絡した場合は、下記の式（１２）に示すように、ｕ−ｖ間の線間電圧ｅ_ｕｖが０になり、式（１２）と式（５）から、二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βが、式（１４）に示す値になる。この時、電圧不平衡の状態であるので、式（１３）に示すように、Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}であると考える。次に、ｖ相とｗ相とが短絡した場合は、式（１５）に示すように、ｖ−ｗ間の線間電圧ｅ_ｖｗが０になり、式（１５）と式（５）から、二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βが、式（１７）に示す値になる。この時、電圧不平衡の状態であるので、式（１６）に示すように、Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}であると考える。また、ｕ相とｗ相とが短絡した場合は、式（１８）に示すように、ｕ−ｗ間の線間電圧ｅ_ｕｗが０になり、式（１８）と式（５）に基づき、二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βが、式（２０）に示す値になる。この時、電圧不平衡の状態であるので、式（１９）に示すように、Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}であると考える。つまり、二相短絡事故が発生した場合は、二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βは、単相系統電圧と同様に、一種類の線間電圧から構成されており、式（１２）〜式（２０）を式（１）〜（４）に代入すると、単相系統連系用インバータの出力電流指令値と同様な、二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを得ることができる。そして、図３に示す出力電流制御回路１８の制御ブロックを用いることにより、二相短絡事故が発生しても、単相系統連系用インバータと同様な出力電流制御を行うことができる。なお、式（１２）〜（２０）は、全て、系統インピーダンスを考慮せずに、各二相短絡事故の状態から考えた二相交流電圧と線間電圧との関係式である。

【数3】

【数4】

【0059】

上記のように、本パワーコンディショナ１は、二相短絡事故発生時でも、安定した継続運転を行うことができる。

【0060】

次に、本パワーコンディショナ１における瞬時電圧低下時の出力電流制御方法を説明する。瞬時電圧低下時に、瞬時電圧低下検出回路２１（図２参照）は、平均電圧検出回路２０が式（４）により求めた各線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と、瞬時電圧検出回路１９が式（２）により求めた三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}とに基づいて、三相系統３における瞬時電圧低下を検出する。そして、出力電流制御回路１８は、下記の式（２２）を用いて、上記の３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}と、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}との４つの電圧最大値のうちの最小値と、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔから最小値Ｅ_ｍｉｎを求めた後、下記の式（２１）を用いて、インバータ５の二相交流出力電流指令値を、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎに応じた値に低下させることにより、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を絞る。式（２１）において、ｉ^＊_{α．ＦＲＴ}、ｉ^＊_{β．ＦＲＴ}は、それぞれ、瞬時電圧低下時を含む、ＦＲＴ（事故時運転継続）モード時におけるα相とβ相の二相交流出力電流指令値を示し、Ｅ_{ｒａｔｅｄ}は、三相系統３の線間電圧の定格電圧の実効値（２０２Ｖｒｍｓ）を示す。なお、本パワーコンディショナ１では、三相短絡事故を発生する場合（三相系統３の三つの線間電圧が全てゼロである場合）には、下記の式（２２）により、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔに応じた出力電流値に制限するが、ゲートブロックにより、一時的にＰＷＭ信号の出力を停止させてもよい。

【数5】

【0061】

図５は、瞬時電圧低下時における、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}と、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、ｕ，ｖ，ｗ各相の出力電流の最大値Ｉ_{ｎ．ｍａｘ}との関係を示す。式（２）に示すように、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}は、二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βを用いて求められている。これに対して、式（４）に示すように、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}は、各線間電圧ｅ_ｎの実効値に２の平方根を乗じて、求められており、この各線間電圧ｅ_ｎの実効値は、三相系統３の電圧波形の半周期（半サイクル）の期間（Ｔ_Ｇｒｉｄ／２）で算出されている。この式（２）と式（４）の算出式の相違から、三相電圧平衡状態であれば、瞬時電圧低下検出回路２１（図２参照）は、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}の低下よりも、三相瞬時電圧の最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}の低下を、先に検出する。従って、三相電圧平衡状態のときには、出力電流制御回路１８は、瞬時電圧低下検出回路２１による検出結果に基づいて、図５に示されるように、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを瞬時に絞る。

【0062】

これに対して、三相電圧不平衡状態のときには、上記のように、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘ＝Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}となり、式（４）から、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}の算出に要する時間は、系統電圧の版サイクルの期間であるから、瞬時電圧低下検出回路２１は、図５に示されるように、瞬時電圧低下から半サイクル後に、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}の低下を検出する。従って、三相電圧不平衡状態のときには、出力電流制御回路１８は、瞬時電圧低下検出回路２１による検出結果に基づいて、図５に示されるように、瞬時電圧低下から半サイクル後に、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞る。このとき、出力電流制御回路１８は、式（２１）に示すように、インバータ５の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを、ＦＲＴモード時の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_{α．ＦＲＴ}、ｉ^＊_{β．ＦＲＴ}に変更する。

【0063】

但し、出力電流制御回路１８が、瞬時電圧低下検出回路２１による検出結果に基づいて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞るのは、瞬時電圧低下の発生時点から半サイクル後である。この瞬時電圧低下の発生時点から半サイクルの間は、出力電流制御回路１８は、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、インバータ５の出力電流の上限値Ｉ_ｌｉｍまでに制限（抑制）する。なお、系統電圧の半サイクルの間、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、上限値Ｉ_ｌｉｍまで出力しても、上位系統に与える影響は少ないと考える。また、上記の式（３）、式（４）、式（２１）、及び式（２２）より、三相の系統電圧が平衡状態であるか、不平衡状態であるかに関わらず、系統電圧の復帰後に、各相のインバータ出力電力ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの絞りを解除するのに必要な時間は、図５に示されるように、系統電圧の復帰から半サイクル後である。この理由は、式（４）に示すように、系統電圧復帰後においても、各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}を求めるために、常に半サイクルの遅延時間が必要だからである。また、式（２２）から最小値Ｅ_ｍｉｎを求め、式（２１）に代入すると、系統電圧復帰後から系統電圧の半サイクルの期間までの時間は、二相交流出力電流指令値が、ＦＲＴモード時の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_{α．ＦＲＴ}、ｉ^＊_{β．ＦＲＴ}のままである。なお、図５に記されているＸ％は、残電圧のＸ％を意味する。

【0064】

なお、式（２２）に示されるように、出力電流制御回路１８は、瞬時電圧低下検出回路２１によって瞬時電圧低下が検出されたときに、瞬時電圧検出回路１９によって検出された三相瞬時電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、平均電圧検出回路２０によって検出された３つの線間電圧の振幅Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}とのうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔ（請求項における「線間電圧下限値」）よりも小さいときに、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、上記の各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔに応じた出力電流値に低下させる。

【0065】

図６は、通常運転モードと、上記のＦＲＴモードとの切り替えの方法を示す。瞬時電圧低下検出回路２１（図２参照）は、瞬時電圧検出回路１９によって検出された三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、平均電圧検出回路２０によって検出された３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下になった時に、三相系統３が瞬時電圧低下の状態になったと検出する。瞬時電圧低下検出回路２１が瞬時電圧低下の状態になったと検出すると、出力電流制御回路１８は、ＦＲＴモードに移行し（切り替え）、式（１９）及び（２０）に基づき、出力電流制御を行い、その結果、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞る。また、瞬時電圧低下検出回路２１は、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に変化した時に、三相系統３の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出する。ここで、ΔＥ_ＦＲＴは、制御系の安定性向上のために設けた、不感帯の電圧範囲である。瞬時電圧低下検出回路２１が、通常の電圧値に復帰したと検出すると、出力電流制御回路１８は、通常運転モードに移行し（切り替え）、式（１）〜（４）に従って、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの制御を行う。なお、通常運転モードの時に、三相系統３が瞬時電圧低下の状態になった場合でも、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}より高い場合には、出力電流制御回路１８は、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、上限値Ｉ_ｌｉｍまでに抑制する。但し、この場合でも、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値が上限値Ｉ_ｌｉｍにまで達していない場合には、インバータ５（直流電圧制御回路１３）は、直流バス電圧の一定制御を継続する。

【0066】

上記のように、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、一相短絡事故や二相短絡事故が発生した場合を含む瞬時電圧低下時に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。

【0067】

上記の本実施形態のパワーコンディショナ１が有する効果を確認するために、シミュレーションで検証を行った。図７は、シミュレーションで設定したパラメータの値を示す。図７中のＴ_ｄは、デッドタイム（インバータ５の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６における上アームと下アーム（例えば、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２）を両方ともオフにする時間）を示す。また、図７中のスイッチング周波数は、インバータ５の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング周波数を示す。

【0068】

図８は、瞬時電圧低下時のシミュレーションの条件を示す。図８の表中の各電圧値は、三相系統３における各相電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの実効値を示す。図８に示されるように、全ての条件１〜６において、三相系統３における電源をΔ結線にしてシミュレーションを行った。条件１は、三相の系統電圧の平衡時において、三相系統３の瞬時電圧低下が発生したけれども、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎが閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}より高い場合のシミュレーションの条件である。上記のパワーコンディショナ１（のインバータ５）の制御方式の優位性を確認するために、条件４では、瞬時電圧低下時における各相電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの実効値の低下幅に、５０Ｖずつの差を設けた。すなわち、条件４において、瞬時電圧低下時における相電圧ｅ_ｕの実効値の低下幅は、５０Ｖであり、相電圧ｅ_ｖの実効値の低下幅は、１００Ｖであり、相電圧ｅ_ｗの実効値の低下幅は、１５０Ｖである。条件４では、瞬時電圧低下の前における三相の系統電圧が不平衡であるだけではなく、瞬時電圧低下時における三相の系統電圧の低下幅も不平衡である。また、三相の系統電圧が不平衡の状態において、一相短絡の条件５、及び最も厳しい二相短絡の条件６で、シミュレーションを実施した。

【0069】

図９は、図８の条件１のシミュレーション結果を示す。図９では、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎが閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}より高いレベルの瞬時電圧低下を発生した時に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗのピーク値は約５０Ａである。この時、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗのピーク値がインバータ出力電流の上限値Ｉ_ｌｉｍ（６０Ａ）より小さいため、インバータ５（直流電圧制御回路１３）が、常に直流バス電圧の一定制御を行い、瞬時有効電力Ｐを、定格出力（１０ｋＷ）まで出力し続けることを確認することができた。

【0070】

図１０は、図８の条件２のシミュレーション結果を示す。図１０乃至図１４におけるＥ_ｕｖ、Ｅ_ｖｗ、Ｅ_ｕｗは、各線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、ｅ_ｕｗの瞬時値を示す。図１０における１．２秒付近で、各相電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの実効値を、２０２Ｖから４１Ｖに変化させて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが、図５に示すように、瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}に応じて、絞られている（低下している）ことを確認した。また、系統電圧は１．４秒付近で復帰しているが、系統電圧が復帰してから、約半サイクル後に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが定格出力まで復帰することも確認した。その後、パワーコンディショナ１が、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行い、直流バス電圧Ｖ_ｄｃが３８０Ｖの付近で、安定することを確認した。ここで、系統電圧復帰後、一時的に、瞬時有効電力Ｐが、定格出力（１０ｋＷ）の１．５倍（１５ｋＷ）まで出力されているが、これは、出力電力のリミッタ値が、シミュレーション上で、定格出力の１．５倍（インバータ出力電流の上限値Ｉ_ｌｉｍ＝６０Ａ）で設計されたからである。なお、図１０における１．２秒から１．４秒までの間、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞っているため、インバータ５（直流電圧制御回路１３）は、直流バス電圧の一定制御の能力を喪失する。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、通常のＭＰＰＴ制御からＣＶモード制御に切り替わって、図１０に示されるように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃが一定の範囲内の値（４２０Ｖから４４０Ｖ）となる。この点は、後述する図１１〜１３（図８の条件３〜６のシミュレーション結果）についても、同様である。

【0071】

図１１は、図８の条件３のシミュレーション結果を示す。図１１における１．２秒付近で、各相電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの電圧低下を伴う位相急変の事象を発生させた。条件３では、電圧低下後に、三相の系統電圧が不平衡になるので、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値が、出力電流の上限値Ｉ_ｌｉｍまでに制限されることを確認した。そして、半サイクル後に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが、絞られる。また、瞬低中において、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞って、継続運転を行っていることも確認した。系統電圧復帰後においても、半サイクル後に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが定格出力まで復帰して、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行うことも確認した。

【0072】

図１２は、図８の条件４のシミュレーション結果を示す。この条件４のように、系統電圧が、極端に不平衡なケースにおいても、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞って、安定した継続運転を行っていることを確認した。図１２に示すように、１．２秒付近で、系統事故（瞬時電圧低下）を発生させ、１．４秒付近で、系統電圧が復帰した後においても、問題なく継続運転することができることを確認した。

【0073】

図１３は、図８の条件５のシミュレーション結果を示す。この条件５のように、系統電圧が不平衡な状態から、ｖ相を短絡させた場合も、図１３に示すように、瞬時電圧低下中の期間（１．２秒から１．４秒の間）において、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞って、安定した継続運転を行っていることを確認した。また、１．４秒付近で、系統電圧が復帰した後においても、問題なく継続運転することができることを確認した。

【0074】

図１４は、図８の条件６のシミュレーション結果を示す。系統電圧が不平衡な状態から、ｕ相とｖ相の二相を短絡させた。この二相短絡による瞬時電圧低下中の期間（１．２秒から１．４秒の間）において、αβ相の瞬時交流電圧（二相交流電圧）ｅ_α、ｅ_βが、式（１４）に示すように、単相系統電圧と同様な一種類の線間電圧ｅ_ｖｗで構成されることから、このαβ相の瞬時交流電圧ｅ_α、ｅ_βに基づいて生成される二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βが、単相系統連系用インバータの出力電流指令値と同様な指令値となる。この時、ＰＷＭ出力部１２におけるＰＷＭ出力制御は、三次高調波注入ＰＷＭ方式から、単相系統連系用インバータに用いられるＳＰＷＭ方式の出力に変更し、瞬時電圧低下中の期間においても、問題なく継続運転することを確認した。その後、１．４秒付近で、系統電圧が復帰した後に、三相出力を行うことも確認した。なお、図９〜図１４における瞬時有効電力Ｐと瞬時無効電力Ｑのシミュレーション結果は、全て２ｆ成分を除去するためにローパスフィルタを通した値を示している。

【0075】

上記のシミュレーションの結果を要約すると、以下の通りである。
（１）上記の出力電流制御方式によれば、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータ５からの出力電流を安定させることができることを確認した。
（２）三相系統３の瞬時電圧低下時に、インバータ５の出力電流指令値を、三相の瞬時電圧最大値（Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}）と、３つの線間電圧の最大値（Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}）の４つの電圧最大値のうちの最小値に応じて絞る（低下させる）ことにより、安定した継続運転を行うことができることを確認した。
（３）電圧不平衡の瞬時電圧低下時において、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞るまでの半サイクルの間は、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、出力電流の上限値Ｉ_ｌｉｍまでに制限することを確認した。
（４）三相系統３の瞬時電圧低下時において、一相短絡や二相短絡の状態にしても、継続運転を行うことができることを確認した。

【0076】

上記のシミュレーション結果から、本パワーコンディショナ１の制御方式の有用性が明らかになった。

【0077】

上記のように、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、三相系統３の瞬時電圧低下時に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、検出された三相の瞬時電圧最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、検出された３つの線間電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との、４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎに応じた出力電流値に低下させることができる。ここで、上記のように、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘを求める考え方は、（三相の）電圧平衡時においては、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘ＝三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}＝各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}である。また、三相系統電圧の不平衡時においては、総合系統電圧最大値Ｅ_ｍａｘ＝各線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}である。従って、上記のように、三相系統３の瞬時電圧低下時に、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、検出された三相の瞬時電圧最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、検出された３つの線間電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との、４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎに応じた出力電流値に低下させることにより、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。更に、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上位系統を不安定化させるおそれがない。

【0078】

また、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、出力電流指令値算出回路１６が、直流電圧制御回路１３から出力された有効電力指令値Ｐ^＊_ｕｖｗと、無効電力制御回路１４から出力された無効電力指令値Ｑ^＊_ｕｖｗと、三相二相交流電圧変換回路１５により変換された二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βとに基づいて、インバータ５のα相とβ相の二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを算出し、出力電流制御回路１８は、出力電流指令値算出回路１６により算出された二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βに基づいて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を制御するようにした。

【0079】

本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、上記のように、インバータ５からの出力を、従来のｄｑ軸に座標変換された値を用いた制御方法ではなく、αβ軸に座標変換された二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを用いて制御するようにしたことにより、単相の系統連系用インバータ（単相インバータ）と同様な制御を行うことができる。また、従来のｄｑ相変換手法を用いた制御方法を採用した場合と異なり、ＰＬＬ回路を設ける必要がないので、パワーコンディショナ１の製造コストを削減することができると共に、ＰＬＬ回路を使用するｄｑ相変換手法を採用した場合と比べて、位相遅れによる制御系の遅れがないため、制御系の応答性を向上させることができる。さらに、上記のように、インバータ５からの出力を、αβ軸に座標変換された二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βを用いて制御するようにしたことにより、一相短絡事故や二相短絡事故が発生した場合でも、αβ相のうち、少なくとも一相の制御ができるので、単相インバータの制御方式と同様な制御方式で、インバータ５の継続運転を行うことができる。

【0080】

さらにまた、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、３つの線間電圧の実効値を、三相系統３の電圧波形の半周期（半サイクル）の期間で算出して、これらの３つの線間電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、上記の３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}を求めるようにした。ここで、三相系統電圧不平衡時においては、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎは、Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}（各線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}のうちの最小値）である。従って、上記のように、３つの線間電圧の最大値を、三相系統３の電圧波形の半サイクルの期間で算出するようにしたことにより、正確な各線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の算出に要する時間も、三相系統３の電圧波形の略半サイクルの期間となるので、三相系統電圧不平衡時において、三相系統３の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相系統３の電圧波形の略半サイクルの期間で、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を低下させることができる。

【0081】

また、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、出力電流制御回路１８は、瞬時電圧低下検出回路２１によって瞬時電圧低下が検出されたときに、瞬時電圧検出回路１９によって検出された三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、平均電圧検出回路２０によって検出された３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との、４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔ（請求項における「線間電圧下限値」）よりも小さいときに、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、上記の各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔに応じた出力電流値に低下させる。これにより、４つの系統電圧（Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}）のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、例えば、０のときでも、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、上記の各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔに応じた出力電流値にすることができるので、安定した継続運転を行うことができる。

【0082】

また、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、瞬時電圧低下検出回路２１は、瞬時電圧検出回路１９によって検出された三相瞬時電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、平均電圧検出回路２０によって検出された３つの線間電圧の振幅Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}とのうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下になった時に、瞬時電圧低下の状態になったと検出し、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に変化した時に、三相系統３の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出する。これにより、ノイズ等の影響による誤動作を防ぎ、インバータ５の出力電流制御の安定性を向上させることができる。

【0083】

また、本実施形態のパワーコンディショナ１によれば、インバータ５のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングに、三次高調波注入ＰＷＭ方式を採用した。これにより、線間電圧の三次高調波成分をキャンセルすることが可能になるので、出力電圧利用率を改善することができる。従って、通常のＳＰＷＭの変調方式を採用した場合と比べて、直流バス電圧の一定制御を行う際に、直流バス電圧の指令値を低くすることができ、その結果、インバータ５の変換効率を向上させることができる。

【0084】

また、本実施形態のパワーコンディショナ１の出力電流制御方法は、太陽電池２から入力された電力に基づく直流電力を三相交流電力に変換するインバータ５を備えた、パワーコンディショナ１の出力電流制御方法であって、三相系統３における三相の瞬時電圧最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}を検出するステップと、三相系統３における３つの線間電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}を検出するステップと、三相系統３における瞬時電圧低下を検出するステップと、瞬時電圧低下を検出したときに、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を、検出された三相の瞬時電圧最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、検出された３つの線間電圧の最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}との、４つの電圧最大値のうちの最小値Ｅ_ｍｉｎに応じた出力電流値に低下させるステップとを備えるものである。この制御方法により、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。更に、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上位系統を不安定化させるおそれがない。

【0085】

変形例：
なお、本発明は、上記の実施形態の構成に限られず、発明の趣旨を変更しない範囲で種々の変形が可能である。次に、本発明の変形例について説明する。

【0086】

変形例１：
上記の実施形態では、三相系統３における瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ（三相交流電圧）を、α相とβ相の二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βに変換して、これらの二相交流電圧ｅ_α、ｅ_βに基づいて、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}を求める場合の例について示したが、三相の瞬時電圧を直接測定する方法により、三相の瞬時電圧最大値を検出してもよい。

【0087】

変形例２：
上記の実施形態では、三相の瞬時電圧最大値（振幅）Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}とのうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に変化した時に、三相系統３の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出して、ＦＲＴモードから通常運転モードに切り替えるようにした。けれども、ＦＲＴモードから通常運転モードへの切替の条件は、これに限られず、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}とのうちの最小値Ｅ_ｍｉｎが、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりも高い状態に変化した時に、三相系統の電圧が通常の電圧値に復帰したと検出して、ＦＲＴモードから通常運転モードに切り替えるようにしてもよい。

【0088】

変形例３：
上記の実施形態では、本発明の系統連系用電力変換装置が、太陽電池２を三相系統３に連系するためのパワーコンディショナ１である場合の例について説明した。けれども、本発明の適用対象となる系統連系用電力変換装置は、これに限られず、例えば、風力発電装置や燃料電池等の分散型電源を三相系統に連系するためのパワーコンディショナであってもよいし、分散型電源及び電力貯蔵装置と組み合わされた、蓄電ハイブリッド発電システム用の電力変換装置であってもよい。

【0089】

変形例４：
上記の実施形態では、制御回路７が、いわゆるマイコンを用いて構成されている場合の例を示したが、制御回路７は、これに限られず、例えば、システムＬＳＩであってもよい。

【0090】

変形例５：
上記の実施形態では、瞬時電圧低下時に、式（２２）を用いて、３つの線間電圧の最大値と三相の瞬時電圧最大値との４つの電圧最大値のうちの最小値と、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔから最小値Ｅ_ｍｉｎを求めたが、瞬時電圧低下時に、下記の式（２３）及び（２４）に示すように、三相の瞬時電圧最大値を考慮せずに、３つの線間電圧の最大値のうちの最小値と、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔとから最小値Ｅ_ｍｉｎを求めるか、又は３つ（三相）の相電圧の最大値のうちの最小値と、予め設定された各相電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔとから最小値Ｅ_ｍｉｎを求めて、この最小値Ｅ_ｍｉｎに応じて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を低下させてもよい。この時、式（２３）及び（２４）の性質から、電圧平衡時において、瞬時電圧低下の発生時点から出力電流を絞るまでの時間は、半サイクルであると考える。なお、３つの相電圧の最大値のうちの最小値と、予め設定された各相電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔとから最小値Ｅ_ｍｉｎを求める場合、上記の式（２１）において、Ｅ_{ｒａｔｅｄ}は、三相系統３の相電圧の定格電圧の実効値に変更する必要がある。また、３つの相電圧の最大値のうちの最小値と、予め設定された各相電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔとから最小値Ｅ_ｍｉｎを求める場合、図２中の平均電圧検出回路２０が、３つの相電圧の最大値を検出する。この場合における平均電圧検出回路２０が、請求項における相電圧検出手段に相当する。

【数6】

【0091】

変形例６：
上記の実施形態では、線間電圧測定回路２６により瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗを測定して、瞬時電圧低下時に、式（２２）に従い、これらの３つの線間電圧の測定値に基づいて求めた３つの線間電圧の最大値と、三相の瞬時電圧最大値との４つの電圧最大値のうちの最小値と、予め設定された各線間電圧の下限値Ｅ_ｃｓｔから最小値Ｅ_ｍｉｎを求め、この最小値Ｅ_ｍｉｎに応じて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を低下させた。けれども、本発明における瞬時電圧低下時の出力電流制御方法は、これに限られず、例えば、３つの線間電圧のうちの任意の２つの線間電圧の瞬時値を測定し、３つ目の線間電圧（３つの線間電圧のうちの残り１つの線間電圧）の瞬時値については、測定した２つの線間電圧の瞬時値から計算（算出）し、瞬時電圧低下の発生時に、式（２２）又は式（２３）から計算した最小値Ｅ_ｍｉｎに応じて、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを絞る（インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を低下させる）ようにしてもよい。

【0092】

具体的には、例えば、図１５に示すように、線間電圧測定回路２６により、３つの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗのうち、ｕ−ｖ間の瞬時線間電圧ｅ_ｕｖと、ｖ−ｗ間の瞬時線間電圧ｅ_ｖｗを測定した上で、これらの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗに基づき、線間電圧算出回路２９により、下記の式（２５）を用いて、ｕ−ｗ間の瞬時線間電圧ｅ_ｕｗを計算する。そして、平均電圧検出回路２０が、線間電圧測定回路２６により測定された２つの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗと、線間電圧算出回路２９により算出された瞬時線間電圧ｅ_ｕｗとに基づいて、３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}（Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、及びＥ_{ｕｗ．ｍａｘ}）を求める。そして、瞬時電圧低下時（ＦＲＴモード時）に、出力電流制御回路１８が、平均電圧検出回路２０により求めた３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}を、上記の式（２２）又は式（２３）に代入することにより、３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}のうちの最小値、又は３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｎ．ｍａｘ}と三相瞬時電圧の最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}との４つの最大値のうちの最小値に応じて、出力電流を絞る。

【数7】

【0093】

変形例７：
上記の実施形態では、線間電圧測定回路２６により、３つの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗを測定し、出力電流測定回路２８により、３つのインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ（の瞬時値）を測定したが、制御回路７における入力ポートやＡ／Ｄ変換用の機能ブロックの数を減らして、制御回路７のコストを削減することを可能にするために、線間電圧測定回路２６（電圧センサ）、及び出力電流測定回路２８（電流センサ）は、３つの瞬時線間電圧及びインバータ出力電流（の瞬時値）のうちの任意の２つを測定し、３つ目の瞬時線間電圧及びインバータ出力電流を計算で求めてもよい。具体的には、瞬時線間電圧については、例えば、線間電圧測定回路２６により、３つの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗ、及びｅ_ｕｗのうち、ｕ−ｖ間の瞬時線間電圧ｅ_ｕｖと、ｖ−ｗ間の瞬時線間電圧ｅ_ｖｗを測定した上で、これらの瞬時線間電圧ｅ_ｕｖ、ｅ_ｖｗに基づき、上記の式（２５）を用いて、ｕ−ｗ間の瞬時線間電圧ｅ_ｕｗを計算する。また、インバータ出力電流については、例えば、出力電流測定回路２８により、３つのインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ（の瞬時値）のうち、ｕ相とｖ相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ（の瞬時値）のみを測定した上で、これらの測定値に基づいて、下記の式（２６）により、ｗ相のインバータ出力電流ｉ_ｗ（の瞬時値）を求める。

【数8】

【0094】

変形例８：
上記の実施形態では、瞬時電圧低下時に、式（２１）を用いて、インバータ５の二相交流出力電流指令値を、上記の最小値Ｅ_ｍｉｎに応じた値に低下させることにより、各相のインバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの値を絞ったが、瞬時電圧低下時（ＦＲＴモード時）に、下記の式（２７）を用いて、上記の式（１）〜（４）により求めた二相交流出力電流指令値ｉ^＊_α、ｉ^＊_βに、所定の係数ｙを掛けて、二相交流出力電流指令値ｉ^＊_{α．ＦＲＴ}、ｉ^＊_{β．ＦＲＴ}を抑制することにより、インバータ出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを抑制してもよい。なお、式（２７）における係数ｙの設定範囲は、０から１までである。

【数9】

【0095】

変形例９：
上記の実施形態では、三相系統における電源をΔ結線にして、瞬時電圧低下時のシミュレーションを行ったが、三相系統における電源をＹ結線にした場合にも、本発明を適用することができる。

【符号の説明】

【0096】

１ パワーコンディショナ（系統連系用電力変換装置）
２ 太陽電池（分散型電源）
３ 三相系統（商用電力系統）
５ インバータ
１３ 直流電圧制御回路（有効電力指令値出力手段）
１４ 無効電力制御回路（無効電力指令値出力手段）
１５ 三相二相交流電圧変換回路（三相二相交流電圧変換手段）
１６ 出力電流指令値算出回路（出力電流指令値算出手段）
１８ 出力電流制御回路（出力電流制御手段）
１９ 瞬時電圧検出回路（瞬時電圧検出手段）
２０ 平均電圧検出回路（線間電圧検出手段、相電圧検出手段）
２１ 瞬時電圧低下検出回路（瞬時電圧低下検出手段）
２６ 線間電圧測定回路（線間電圧測定手段）
２９ 線間電圧算出回路（線間電圧算出手段）
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ} 線間電圧の最大値
Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ} 三相の瞬時電圧最大値
Ｅ_ｍｉｎ 最小値
Ｅ_ｃｓｔ 下限値（線間電圧下限値、相電圧下限値）
Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ} 閾値
ΔＥ_ＦＲＴ 電圧範囲（所定の値）
ｉ^＊_α、ｉ^＊_β 二相交流出力電流指令値

【要約】

【課題】系統連系用電力変換装置において、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、安定した継続運転を行う。
【解決手段】瞬時電圧低下が検出されたときに、インバータからの出力電流値を、三相の瞬時電圧最大値Ｅ_{ｕｖｗ．ｍａｘ}と、３つの線間電圧の最大値Ｅ_{ｕｖ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｖｗ．ｍａｘ}、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}との、４つの電圧最大値のうちの最小値に応じた出力電流値に低下させるようにした。これにより、商用電力系統の瞬時電圧低下が発生した場合に、三相の系統電圧が平衡であるか、不平衡であるかに関わらず、インバータからの出力電流を抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。
【選択図】図５

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図15】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】