特許第6031144号(P6031144)IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2015.5.11 β版

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】6031144
(24)【登録日】2016年10月28日
(45)【発行日】2016年11月24日
(54)【発明の名称】位相変調信号用の同期復調電子回路
(51)【国際特許分類】
   H04L 27/22 20060101AFI20161114BHJP
   H04L 7/00 20060101ALI20161114BHJP
【FI】
   H04L27/22 F
   H04L7/00 970
【請求項の数】7
【全頁数】9
(21)【出願番号】特願2015-53065(P2015-53065)
(22)【出願日】2015年3月17日
(65)【公開番号】特開2015-177549(P2015-177549A)
(43)【公開日】2015年10月5日
【審査請求日】2015年3月17日
(31)【優先権主張番号】14160256.5
(32)【優先日】2014年3月17日
(33)【優先権主張国】EP
(73)【特許権者】
【識別番号】506425538
【氏名又は名称】ザ・スウォッチ・グループ・リサーチ・アンド・ディベロップメント・リミテッド
(74)【代理人】
【識別番号】100064621
【弁理士】
【氏名又は名称】山川 政樹
(74)【代理人】
【識別番号】100098394
【弁理士】
【氏名又は名称】山川 茂樹
(72)【発明者】
【氏名】アルノー・カサグランデ
【審査官】 北村 智彦
(56)【参考文献】
【文献】 特開平11−098209(JP,A)
【文献】 特開2003−198650(JP,A)
【文献】 特開平06−037834(JP,A)
【文献】 特開2000−115124(JP,A)
【文献】 特開2005−303440(JP,A)
【文献】 特開2013−126112(JP,A)
【文献】 特開平02−230845(JP,A)
【文献】 Li Qing, Wu Chuan, Jiang Zhou, Liu Zhi, Deng yunsong, Zeng Xiaoyang ,Efficient DFT-based Carrier Recovery for Satellite DVB Receiver,ASIC, 2007.ASICON'07. 7th International Conference on,2007年10月,pp.826-829
(58)【調査した分野】(Int.Cl.,DB名)
H04L 27/00−27/38
H04L 7/00
IEEE Xplore
CiNii
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
位相変調信号(IF)用の同期復調電子回路(1)であって、
調される位相変調信号(IF)を受信する離散的フーリエ変換ユニット(12)と、及び
前記位相変調信号(IF)の搬送周波数を回復する手段(16、17、18)とを有し、
記離散的フーリエ変換ユニット(12)は、
サンプリングされた前記位相変調信号(IF)の前記搬送周波数に対応する単一の周波数でスライディングフーリエ変換を行い、所定の持続時間の一時的なサンプリングウィンドウによってデジタルローパスフィルタリングを行い、
前記離散的フーリエ変換ユニット(12)の出力において少なくとも1つの復調信号(IOUT)を供給する
ことを特徴とする電子回路(1)。
【請求項2】
前記位相変調信号(IF)の搬送周波数を回復する手段(16、17、18)は、
前記離散的フーリエ変換ユニット(12)の出力において少なくとも1つの復調信号(IOUT)を受信する周波数及び/又は位相抽出ユニット(16)と、
前記周波数及び/又は位相抽出ユニット(16)の出力に接続されたループフィルター(17)と、
前記ループフィルター(17)の出力に接続して、前記離散的フーリエ変換ユニット(12)における搬送周波数適応を制御する位相アキュムレーター(18)と
を有することを特徴とする請求項1に記載の電子回路(1)。
【請求項3】
前記周波数及び/又は位相抽出ユニットは、位相比較器(16)である
ことを特徴とする請求項2に記載の電子回路(1)。
【請求項4】
前記離散的フーリエ変換ユニット(12)は、デジタル的なコサイン及び/又はサイン信号である異なる周波数の様々な異なるデジタル変換信号が含まれた参照テーブルを備えたメモリーを備えるコア(13)を有し、
前記メモリーの各デジタル変換信号を、サンプリングされた位相変調信号(IF)とのミキシング動作用の位相アキュムレーター(18)によって選択的に処理することができる
ことを特徴とする請求項2に記載の電子回路(1)。
【請求項5】
前記離散的フーリエ変換ユニット(12)は、QPSK又はOQPSKの変調信号(IF)に基づいて、復調同位相信号(IOUT)及び復調直交位相信号(QOUT)を供給するように構成する
ことを特徴とする請求項3に記載の電子回路(1)。
【請求項6】
前記位相比較器(16)によって、前記復調同位相信号(IOUT)及び復調直交位相信号(QOUT)を比較して、前記ループフィルター(17)及び前記位相アキュムレーター(18)にエラー信号(Errp)を供給することが可能になる
ことを特徴とする請求項に記載の電子回路(1)。
【請求項7】
前記位相比較器(16)は、第1の符号インジケータ(22)に供給される前記復調同位相信号(IOUT)を第1の入力において受信する第1の掛算器(21)と、及び
第2の符号インジケータ(24)に供給される復調直交位相信号(QOUT)を第1の入力において受信する第2の掛算器(23)とを有し、
前記第1の符号インジケータ(22)の出力は、前記第1の符号インジケータ(22)の出力状態に応じて前記復調直交位相信号(QOUT)の符号を変えるために、前記第2の掛算器(23)の第2の入力に供給され、
一方、前記第2の符号インジケータ(24)の出力は、前記第2の符号インジケータ(24)の出力状態に応じて前記復調同位相信号(IOUT)の符号を変えるために、前記第1の掛算器(21)の第2の入力に供給され、
前記第1の掛算器(21)の出力は、加算器(25)の正入力に接続され、
一方、前記第2の掛算器(23)の出力は、位相エラー信号(Errp)を供給する前記加算器(25)の負入力に接続される
ことを特徴とする請求項に記載の電子回路(1)。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、位相変調信号用の同期復調回路に関する。
【背景技術】
【0002】
送信されるデータ信号の位相変調は、BPSK(二相位相シフトキーイング)、QPSK(1/4位相シフトキーイング)、又はOQPSK(オフセット1/4位相シフトキーイング)のデジタル変調で行うことができる。第1のBPSKデジタル変調の場合には、2つの位相の値又状態によって、それらの間で180°の位相シフトがある状態で定められる。第2のQPSKデジタル変調の場合には、4つの位相の値又は状態によって、それらそれぞれの間に90°の位相シフトがあるように定められる。この場合のトランスミッターにおける変調では、通常、お互いどうし90°位相シフトしている2つの直交位相搬送波信号が、QPSK変調された信号を送信するための周波数変換の前に用いられる。第3のOQPSKデジタル変調の場合は、QPSKデジタル変調と同様であるが、変調チェーンにおいて増幅器の非線形性がある場合には、より有利になり得る。
【0003】
図面において、図1には、この種のQPSK変調信号が時間領域において表されている。図1には、同位相データ信号Iから90°位相シフトした、同位相データ信号I及び直交位相データ信号Qの位相シフトキーイングによる2ビットの符号化を示している。位相変調信号の送信のために、データ信号I及びQがお互いと加算される。データフローは、1/Tsで定められる。ここで、Tsは、符号化状態の継続時間である。
【0004】
この種のデジタル位相変調信号の復調は、位相変調信号のレシーバーにおいて同期して行うことができる。復調は、一般的に、レシーバーのアンテナによって捕らえられた位相変調信号の少なくとも第1の周波数変換の後に行われる。同期モードで位相復調を行うことを可能にするためには、中間信号又はアンテナによって直接捕らえられた信号の搬送周波数を回復することが必要である。
【0005】
搬送周波数の回復によって、変調信号を抽出することが可能になる。これを達成するために、変調信号を抽出するために、コスタスループ(Costas loop)を用いて搬送周波数を回復することが知られている。位相変調信号の復調については、論文”PSK Demodulation (Part I)”(J. Mark Steber著、WJ Communications, Inc.発行のThe Communications Edge、2001年改訂)においても説明されている。
【0006】
図2は、QPSK変調信号の位相状態の図ないしコンステレーションを示している。同位相データ信号Iが実軸、直交位相データ信号Qが虚軸となっている極座標において複数の位相状態を示している。電子回路の少なくとも1つの変換信号の搬送周波数が、復調される位相変調信号の搬送周波数と等しくない場合、位相エラーΦが残る。この搬送周波数は、電子回路において正確に回復されなければならず、これによって、制御ループにおいて位相変調信号を復調し、以下において説明するように位相を訂正することができる。搬送周波数を回復した後に、図2に示す点11、10、00又は01に対応する変調信号を抽出することができる。
【0007】
図3に示すような既知の位相変調信号用の復調電子回路においては、中間周波数信号IFは第1の信号ミキサー2及び第2の信号ミキサー3の両方に与えられる。中間周波数信号IFの周波数変換は、発振信号を用いて、第1及び第2のミキサー2、3で行われる。第1の位相シフトされていない発振信号は、電圧制御発振器(VCO)8から発生し、これは、第1のミキサー2に与えられ、第2の発振信号は、位相シフター9において90°位相シフトされ、VCO発振器8から発生するものであり、これは、第2のミキサー3に与えられる。第1のミキサー2の出力は、同位相ベースバンド信号Iを与え、他方、第2のミキサー3の出力は、直交位相ベースバンド信号Qを与えている。2つのローパスフィルター4及び5によって同位相及び直交位相の信号に対してフィルタリングが行われて、同位相データ信号IOUT及び直交位相データ信号QOUTが供給される。
【0008】
発振信号の位相及び周波数が中間信号IFの搬送信号の位相及び周波数とまったく同じものでなければ、周波数及び位相のエラーが残る。このようにして、同位相データ信号IOUT及び直交位相信号QOUTを比較するために位相比較器6が使用される。位相エラーは、ループフィルター7を通して与えられ、これは、コスタスループにおける電圧制御発振器8の入力へのインテグレーターのような標準フィルターである。コスタスループのアナログ又はデジタルの実現態様には、ローパスフィルターが必要であり、これは、カットオフ周波数が低い場合に厄介になるという課題を有するものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
したがって、本発明は、位相変調信号用の同期復調電子回路を提供し、これによって、同期データ復調を行うことが可能になり、通常のデバイスの複雑さ、大きさ及びパワー消費を減らすことができる。
【課題を解決するための手段】
【0010】
このために、本発明は、位相変調信号用の同期復調電子回路に関し、独立請求項1に記載した特徴を有する。
【0011】
電子回路の特定の実施形態が、従属請求項2〜9において定められている。
【0012】
本電子回路の利点の1つは、従来の少なくとも1つのミキサー及び少なくとも1つのローパスフィルターの代わりに、ミキシング及びローパスフィルタリング動作を組み合わせる離散的フーリエ変換ユニットを用いることである。このような離散的フーリエ変換ユニットによって、位相変調信号のデジタル復調を行って、位相変調信号の搬送周波数が取り除かれた少なくとも1つの被復調信号を供給することができる。
【0013】
好ましいことに、離散的フーリエ変換は、単一の周波数で行われる。これによって、電子回路制御ループにおけるデジタルフィルターの製造を単純化することが可能になる。
【0014】
図面に示された単純化された実施形態(これに限定されない)に基づいて、以下の説明を読むことによって、位相変調信号用の同期復調電子回路の目的、利点及び特徴を、より明白にわかるであろう。
【図面の簡単な説明】
【0015】
図1】上で既に引用しており、同位相変調信号及び直交位相変調信号によって得られる符号化を示すQPSK変調信号の時間グラフを示す。
図2】上で既に引用しており、QPSK変調信号の極座標において位相状態図を示す。
図3】上で既に引用しており、従来技術のコスタスループを備える位相変調信号用の同期復調電子回路の部品についての簡易図を示す。
図4】デジタルコスタスループを備える本発明に係るQPSK変調信号用の同期復調電子回路の部品についての簡易図を示す。
図5】本発明に従って、被復調同位相信号を被復調直交位相信号と比較する図4の電子回路の位相比較器の一実施形態についての簡易図である。
【発明を実施するための形態】
【0016】
以下の説明において、当業者の間で周知な位相変調信号用の同期復調電子回路の電子部品はすべて、簡易的にのみ説明する。
【0017】
図4は、位相変調信号用の同期復調器を備える電子回路1を示している。この電子回路1は、例えば、位相変調信号レシーバー又は位相変調信号受信及び送信システム(図示せず)の一部を形成することができる。同期復調器を備える少なくとも1つの電子回路1を有する位相変調信号受信及び送信システムは、データフローが低く感度が高いシステムであることができる。位相変調信号においてデータ又はコマンドを位相変調して送受信に使用することができる。
【0018】
電子回路1は、所定の離散的フーリエ変換ユニット(DFT)12を有し、これは、位相変調信号の同期デジタル復調を行うために同位相変調信号IFを受信する。この離散的フーリエ変換ユニット12によって、離散的フーリエ変換のフィルタリング及び直交性の特性に起因して、ミキシング及びローパスフィルタリングの両方の動作を行うことができる。前記離散的フーリエ変換ユニット12は、コア13を有し、これを介して離散的フーリエ変換ユニット12で受信しサンプリングされた位相変調信号IFを用いてミキシング動作が行われる。離散的フーリエ変換ユニット12のコア13は、異なる周波数の様々なデジタル変換信号を含む参照テーブルを備えたメモリーを有し、このデジタル変換信号は、サンプリングされた位相変調信号IFとのミキシング動作のために選択的に処理することが可能なデジタルのコサイン及び/又はサイン信号である。このミキシングによって、位相変調信号から搬送周波数を取り除き、少なくとも1つの被復調信号を出力することが可能になる。
【0019】
離散的フーリエ変換時において、所定の継続時間の時間的なサンプリングウィンドウによって、コア13を介して少なくとも1つの復調信号に対してローパスフィルタリングを行う。したがって、このフィルタリングは、離散的フーリエ変換の単一の周波数に基づくウィンドウ操作の後にsinc(f)の形態になる。フィルタリングを行うための所定の時間的なウィンドウの継続時間が長いほど、ローパスフィルターのカットオフ周波数が低くなる。また、時間的なウィンドウの継続時間が短いほど逆になる。位相変調信号の搬送周波数に対応する単一周波数における離散的フーリエ変換によって、デジタルローパスフィルタリングが単純化する。
【0020】
離散的フーリエ変換ユニット12のコア13の被選択コサイン及び/又はサイン信号の周波数は、一般的には、コア13におけるミキシング動作用の位相変調信号IFの搬送周波数と直接的に等しくはない。この搬送周波数の回復を電子回路1において行う必要がある。搬送周波数回復手段16、17、18によって搬送周波数を電子回路の制御ループに適応させる必要があり、位相についても同様である。制御ループは、デジタルコスタスループであることができる。
【0021】
電子回路1の制御ループは、周波数及び/又は位相抽出ユニット16を有し、これは、位相比較器16とすることができる。この位相比較器16は、離散的フーリエ変換ユニット12から少なくとも1つの被復調信号を受信する。この被復調信号は、位相についての情報を直接表し、したがって、その後の処置なしで用いることができるデータも表す。このようにして、この位相比較器を、周波数及び/又は位相抽出器であると考えることができる。位相エラーが被復調信号に残っている場合、ループフィルター17を介して位相アキュムレーター18に位相エラー情報が提供される。この位相アキュムレーター18は、位相インクリメントを行うことで離散的フーリエ変換ユニット12のコア13を直接的に扱うことができる。これによって、位相インクリメントに応じた適切な周波数においてコサイン及び/又はサイン信号を選択することができる。位相及び周波数の適応は、デジタルコスタスループにおける周波数ロックのように、位相ロックまでデジタル的に行われる。
【0022】
この位相アキュムレーター18及びコア13の組み合わせは、位相変調信号用のアナログ復調電子回路の図3に示す電圧制御発振器のように従来の発振器と同じであると考えることができる。しかし、本発明に係る電子回路の復調は、離散的フーリエ変換ユニット12を介してデジタル的に行われる。
【0023】
本発明の電子回路1をBPSK変調信号の同期デジタル復調用に構成することができるが、図4に示すように、QPSK又はOQPSK変調信号の同期デジタル復調用に構成することもできる。その場合に、第1の被復調同位相信号IOUT及び第2の被復調直交位相信号QOUTが、離散的フーリエ変換ユニット12の出力において提供される。第1の被復調同位相信号IOUTは、位相変調信号IF及び離散的フーリエ変換ユニット12におけるコア13からの処理済みコサイン信号のミキシング及びローパスフィルタリングによって得ることができる。第2の被復調直交位相信号QOUTは、位相変調信号IF及び離散的フーリエ変換ユニット12におけるコア13からの処理済みサイン信号のミキシング及びローパスフィルタリングによって得ることができる。このようにして位相比較器16は、第1及び第2の被復調信号IOUT及びQOUTを比較することができる。ループフィルター17を介して位相アキュムレーター18に位相エラーが提供される。位相比較器16の位相エラーに対応する位相インクリメントがユニット12のコア13に提供され、コア13が処理されて、訂正された周波数のコサイン信号及びサイン信号が選択される。
【0024】
デジタルミキシング及びローパスフィルタリング動作のために、いわゆる「スライディング」離散的フーリエ変換が行われる。継続時間Tの時間的なウィンドウは、各シフト継続時間tの分、連続的に時間的にシフトされる。ここで、継続時間tは、継続時間Tよりも短く、具体的には1/4以下である。このことは、ステージ発振器からクロック信号によって生成される離散的フーリエ変換ユニット12における信号サンプリング周波数にも依存する場合がある。このステージ発振器は、前記ユニット12の外部にあることができる。このサンプリング周波数は、搬送周波数の少なくとも2倍である必要があり、好ましくは、少なくとも4倍大きい。例えば、搬送周波数が400kHzの場合、少なくとも800kHzよりも大きいサンプリング周波数が必要になる。
【0025】
被復調の同位相信号IOUT及び直交位相信号QOUTの比較を行うために、図5に示すように、位相比較器16を使用することができる。この位相比較器16は、第1の入力において被復調同位相モード信号IOUTを受信する第1の掛算器21と、及び第1の入力において被復調直交位相信号QOUTを受信する第2の掛算器23を有する。被復調同位相信号IOUTは、第1の符号インジケータ22に接続され、被復調直交位相信号QOUTは、第2の符号インジケータ24に接続される。第1の符号インジケータ22の出力は、第2の掛算器23の第2の入力に供給される、一方で、第2の符号インジケータ24の出力は、第1の掛算器21の第2の入力に供給される。
【0026】
第1及び第2の符号インジケータ22及び24は、被復調の同位相IOUT及び直交位相QOUT信号の符号を提供するように構成する。被復調信号が所与時間において高状態である場合、すなわち、論理状態「1」である場合、インジケータ出力の符号は、正の+1である。被復調信号が所与時間において低状態である場合、すなわち、論理状態「0」である場合、インジケータの出力における符号は、負の−1である。
【0027】
第1の掛算器21の目的は、第2のインジケータ24が負の符号を表す場合に、被復調同位相信号IOUTの符号を変えることであり、第2の掛算器23の目的は、第1のインジケータ22が負の符号を表す場合に、被復調直交位相信号QOUTの符号を変えることである。第1及び第2の符号インジケータ22、24が、対応する掛算器21、23に正の符号を供給する場合には、符号の変更は行われない。
【0028】
位相比較器16において、第1の掛算器21の出力は、加算器25の正入力に接続され、第2の掛算器23の出力は、加算器25の負入力に接続される。加算器は、被復調同位相信号IOUT及び被復調直交位相信号QOUTの比較の後に、デジタルコスタスループに位相エラー信号Errpを与える。
【0029】
上で説明した図2に示すように、局所的発振器の周波数が訂正されていなければ、位相エラーΦはスライディング離散的フーリエ変換ごとに変わるということがある。位相比較器16における被復調の同位相信号IOUT及び直交位相信号QOUTの比較に依存して、フーリエ変換ユニットのコアを処理して、位相アキュムレーターは、搬送周波数と位相を適応させる。この適応は、搬送周波数が回復されて、デジタルコスタスループにおいて位相及び周波数ロックがあるまで、連続的に行われる。
【0030】
当業者であれば、上記の説明から、請求の範囲によって定められる本発明の範囲から逸脱せずに、位相変調信号用の同期復調電子回路の様々な変種を考えることができる。同期復調電子回路は、3ビット以上の位相変調信号を復調するように構成することもできる。電子回路に供給される位相変調信号は、当該電子回路が配置されたレシーバーの前段階のミキサーにおいて第1の周波数変換を経たものであることができる。
図1
図2
図3
図4
図5