特許 6037503 伝送装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6037503

(24)【登録日】2016年11月11日

(45)【発行日】2016年12月7日

(54)【発明の名称】伝送装置

(51)【国際特許分類】

   H04J 11/00 20060101AFI20161128BHJP

   H04H 20/04 20080101ALI20161128BHJP

   H04H 20/72 20080101ALI20161128BHJP

   H04L 27/36 20060101ALI20161128BHJP

   H03D 7/00 20060101ALI20161128BHJP

   H03H 17/00 20060101ALI20161128BHJP

【ＦＩ】

   H04J11/00 Z

   H04H20/04

   H04H20/72

   H04L27/00 F

   H03D7/00 B

   H03H17/00 621D

【請求項の数】2

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2012-222411(P2012-222411)

(22)【出願日】2012年10月4日

(65)【公開番号】特開2014-75706(P2014-75706A)

(43)【公開日】2014年4月24日

【審査請求日】2015年9月17日

(73)【特許権者】

【識別番号】000001122

【氏名又は名称】株式会社日立国際電気

(72)【発明者】

【氏名】藤倉 幹夫

【審査官】 岡 裕之

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−０３６５１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−１３６１４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２８４３８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−１１０５２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−２３５４０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 ARIB STD-B33 1.2版，社団法人 電波産業会，２０１１年 ３月，pp.7-16,43-45

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｊ １１／００

Ｈ０３Ｄ ７／００

Ｈ０３Ｈ １７／００

Ｈ０４Ｈ ２０／０４

Ｈ０４Ｈ ２０／７２

Ｈ０４Ｌ ２７／３６

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

ＣｉＮｉｉ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＦＦＴ処理クロックの４倍等の４の倍数のＤ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの発振器を有し、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの１１の倍数の分周のシンボルクロック周波数の変調部または復調部の少なくとも一方を有するデジタル変調の映像伝送装置であって、
１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚチャネル帯域時の局部発振周波数と同一周波数の局部発振器を有し、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを１１の倍数の分周し、当該クロックをシンボルクロックとして変調し、１１倍のインタポレーションフィルタにて周波数アップコンバートを行い、直交変調後、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの自然数分周クロックでＤ／Ａ変換して４分周（１／４）成分を得て、前記局部発信周波数と混合器を介して、ＩＦ信号を得る送信機能と、
ＩＦ周波数から前記局部発信周波数と混合器を介してダウンコンバートし、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを第一の自然数同士の分数比変換して得られたクロックにてＡ／Ｄ変換を行い、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを第二の自然数同士の分数比変換した周波数のクロックにより、周波数ダウンコンバージョンを行い、デシメーションフィルタにて折り返し成分の除去及び１／２のダウンサンプルを行う受信機能との少なくとも一方の機能を有することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置。

【請求項2】

ＦＦＴ処理クロックの４倍等の４の倍数のＤ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの発振器を有し、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの１１の倍数の分周のシンボルクロック周波数の変調部または復調部の少なくとも一方を有するデジタル変調の映像伝送装置であって、
９ＭＨｚチャネル帯域時のキャリア割り当てに対し、ＣＰキャリア、データキャリア本数を増やし、ＴＭＣＣキャリア、ＮＵＬＬキャリアの割り当て位置は、９ＭＨｚチャネル帯域時のままとして、１０ＭＨｚチャネル帯域を実現することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、通信方式がＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）方式の伝送装置に関する。

【背景技術】

【0002】

放送用素材映像を伝送する機材は日本国内では、ＦＰＵ（Field Pick Up）と称される。
ＦＰＵで送信されるデータは送信制御部にて、ＯＦＤＭやＱＡＭでデジタル変調され、映像、音声その他のデータ、パイロット信号（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｕｓ Ｐｉｌｏｔ）、伝送制御情報（ＴＭＣＣ：Transmission and Multiplexing Configuration and Control）、予備データ（ＡＵＸ）が一つのフレームに構成される。また、日本国内では割り当てられるチャネル帯域としては、１８ＭＨｚ（フルバンド）のシングルキャリアＱＡＭ方式またはＯＦＤＭ方式、または９ＭＨｚ（ハーフバンド）のＯＦＤＭ方式となっている（非特許文献１、非特許文献２参照）。

【0003】

スタジオ（放送局）から無線中継装置（放送所）へのデジタル放送信号の伝送システム（無線回線）としてのＳＴＬ（Studio to Transmitter Link）や放送所（無線中継装置）から他の放送所（無線中継装置）へのデジタル放送信号の伝送システム（無線回線）としてのＴＴＬ（Transmitter to Transmitter Link）の代替システムとして、ＦＰＵアダプタと称される機器で、ＳＴＬやＴＴＬとＦＰＵとのクロックレートを変換している（特許文献１参照）。

【0004】

シングルキャリアＱＡＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図の図１２と、ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図の図１３と、ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が９ＭＨｚ：ハーフバンド）を示す模式図の図１４と、従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図の図１５と、従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図の図１６と、従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図の図１７と、従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図の図１８と、従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図の図１９と、従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図の図２０と、従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（Fast Fourier Transform:ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図の図２１と、従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図の図２２とを用いて、従来技術を説明する。
ＦＰＵにおいて、割り当てられるチャネル帯域が１８ＭＨｚ（フルバンド）のシングルキャリアＱＡＭ方式（図１２）、またはＯＦＤＭ方式（図１３）、または９ＭＨｚ（ハーフバンド）のＯＦＤＭ方式（図１４）となっている。

【0005】

従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図の図１５において、誤り訂正等の伝送路符号化が施されたデジタル信号をシングルキャリアＱＡＭ変調またはＯＦＤＭ変調し、直交変調後、Ｄ／Ａ変換しデジタル変調波を得る。Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックは、シングルキャリアＱＡＭ時：５３．４１６１２ＭＨｚ、ＯＦＤＭ時：８１．８０２９６ＭＨｚで行う。

【0006】

各々以下の関係となる。
＜シングルキャリアＱＡＭ＞
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝５３．４１６１２ＭＨｚ
ＱＡＭ変調時のシンボルクロック周波数＝１３．３５４０３ＭＨｚ（１／４分周）
＜ＯＦＤＭ＞
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝８１．８０２９６ＭＨｚ
ＩＦＦＴ処理クロック周波数＝２０．４５０７４ＭＨｚ（１／４分周）

【0007】

各々４倍のオーバーサンプリングを行う。
バンドパスフィルタにてＤ／Ａ変換時の折り返し成分を除去し、ミキサにて１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へアップコンバードする。
その際のローカル発振器の周波数は以下のとおり。
＜シングルキャリアＱＡＭ＞
１１６．６５４５９７ＭＨｚ（＝１３０ＭＨｚ−１３．３５４０３ＭＨｚ）
＜ＯＦＤＭ＞
１０９．５４９２６ＭＨｚ（＝１３０ＭＨｚ−２０．４５０７４ＭＨｚ）
バンドパスフィルタにてアップコンバードの際の折り返し成分を除去する。
（以下、図には示さず）その後、例えば７ＧＨｚ／１０ＧＨｚといったマイクロ波にアップコンバートし、電力増幅され、アンテナを介して送出される。

【0008】

従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図の図１６において、図１５の送信装置よりのマイクロ波信号をアンテナにて受信、１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へ再びダウンコンバードする（図には示さず）。
バンドパスフィルタにて帯域外の信号を除去、ミキサにてデジタル変調波へ周波数ダウンコンバートする。その際のローカル発振器周波数は送信側と同一である。
バンドパスフィルタにて周波数ダウンコンバートの際の折り返し成分を除去後、Ａ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換の際のサンプリングクロックは送信側と同一である。
同じく４倍オーバーサンプリングを行う。
Ａ／Ｄ変換後、直交復調し、シングルキャリアＱＡＭ復調、またはＯＦＤＭ復調を行い元のデジタル信号を得る。その後、誤り訂正等の伝送路復号化がなされる（図には示さず）。

【0009】

従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図の図１７において、デジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）後、プリアンブル信号（受信側で波形等化する際の参照基準信号）、ＴＭＣＣ信号（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報）を付加し、ＱＡＭフレームを生成する。ここまでがシンボルクロック（１３．３５４０３０ＭＨｚ）による処理である。
ロールオフフィルタ（例えばロールオフ率：０．３）にて帯域制限を行い、同時に４倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１８ＭＨｚ以下に帯域制限された変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝５３．４１６１２ＭＨｚ）にアップサンプルされたＱＡＭ変調信号を出力する。

【0010】

シングルキャリアＱＡＭにおける変調波形スペクトル帯域幅は凡そ次式で求められる。
Δｆ（α）＝ ｆｃ ｘ （１ ＋ α）
Δｆ（α）：スペクトル帯域幅、ｆｃ：シンボルクロック周波数、α：ロールオフ率
よって、本構成の場合、
Δｆ（α）＝１７.３６ＭＨｚ（＝１３．３５４０３０ＭＨｚｘ（１＋０．３））
よって、１８ＭＨｚチャネル帯域に対して、スペクトル帯域幅としては１７.３６ＭＨｚとなる。
その後、前述の通り、直交変調後、Ｄ／Ａ変換される。

【0011】

従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図の図１８において、Ａ／Ｄ変換後、直交復調されたＱＡＭ変調信号を送信側と同じ特性のロールオフフィルタにて帯域制限し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝５３．４１６１２ＭＨｚ）からシンボルクロック（１３．３５４０３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。（以下、シンボルクロック処理）その後、前記プリアンブル信号を検出し、当該信号より得られる伝送路特性を推定し、本線信号に対して波形等化を行う。
波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。

【0012】

従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図の図１９において、デジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＢＰＳＫ）後、ＣＰ（パイロットキャリア）、ＴＭＣＣ（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報を含んだキャリア）、ＡＣ（本線信号とは別の付加情報用を含んだキャリア）、ＮＵＬＬ（無変調キャリア）と共に予め決められたサブキャリア番号に応じて取り出すべき信号が選択され出力される。

【0013】

図２１、図２２は、９ＭＨｚチャネル帯域（ハーフバンド）時のＦＦＴ１０２４／２０４８ポイントモード時の各キャリア割り当てを示す。例えば、ＦＦＴ１０２４時の場合、総キャリア数：４２５本、キャリア１本当りの帯域が１９．９７ｋＨｚ（＝２０．４５０７４ＭＨｚ／１０２４）となる事から、９ＭＨｚチャネル帯域に対して、占有帯域幅としては８．４９ＭＨｚ（４２５本×１９．９７ｋＨｚ）となる。
その後、ＩＦＦＴ処理を行い、その信号にガードインターバルを付加する。ここまでが、ＩＦＦＴクロックでの処理である。
ローパスフィルタにて帯域制限を行い、同時に４倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ以下に帯域制限されたＯＦＤＭ変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）にアップサンプルされたＯＦＤＭ変調信号を出力する。その後、前述の通り、直交変調後、Ｄ／Ａ変換される。

【0014】

従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図の図２０において、Ａ／Ｄ変換後、直交復調されたＯＦＤＭ変調信号を送信側と同じ特性のローパスフィルタにて帯域外成分を除去し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）からＦＦＴクロック（２０．４５０７４ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。（以下、ＦＦＴクロック処理）その後、前記ガードインターバル信号を除去し、ＦＦＴ処理を行う。ＦＦＴ後の信号より得られるＣＰ（パイロットキャリア）間を補間することで伝送路特性の推定を行い、その結果を基にＦＦＴから入力される信号に伝送路特性の逆特性を乗じることで等化処理を行い本線信号に対して波形等化を行う。波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。

【0015】

以上述べたＦＰＵ装置の構成は、チャンネル帯域が１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚの場合であって、海外（例えば韓国）のようなチャネル帯域が１０ＭＨｚの場合には適用が出来ない。例えばシングルキャリアＱＡＭにおいては１８ＭＨｚのフルバンドのみとなるため適用出来ない。ＯＦＤＭに関しては、９ＭＨｚのハーフバンドで代用できるが、利用可能な帯域幅１０ＭＨｚに対して１ＭＨｚ少ない為、その分、最大伝送ビットレートの低下となり、周波数の有効利用の面からも問題と言える。
また、チャネル帯域を広げる手段として１０ＭＨｚに合ったクロック周波数で変調を行うことも可能であるが、前記述べたＦＰＵ装置の構成におけるＡ／Ｄ、Ｄ／Ａクロック用発振器、ＩＦ周波数１３０ＭＨｚ変換用ローカル発振器を、別途１０ＭＨｚ用に持つ必要があり回路規模の増加に繋がるという問題もあった。
図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器は、従来のＯＦＤＭ用周波数は４９．５４９２６ＭＨｚである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0016】

【特許文献1】特開２００８−２３６０６８号公報

【0017】

【非特許文献1】ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ１１：シングルキャリアＱＡＭ方式規格。

【非特許文献2】ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ３３：ＯＦＤＭ方式規格。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0018】

本発明は、発振器等の追加による回路規模を増加させることなく、従来の１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ帯域に対応した回路構成で、１０ＭＨｚ帯域にも対応したＦＰＵ装置を実現可能とることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0019】

上記目的を達成するため、本発明は、ＦＦＴ処理クロック（２０．４５０７４ＭＨｚ）の４倍等の４の倍数のＤ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック（４倍：８１．８０２９６ＭＨｚ、８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ等）の発振器を有し、シンボルクロック周波数を前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック(４倍：８１．８０２９６ＭＨｚ、８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ等）の１１の倍数の分周（１／１１、２／２２、１／３３、１／８８）のシンボルクロック周波数（７．４３６６ＭＨｚ）の変調部または復調部の少なくとも一方を有することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置（送信装置と受信装置と送信受信装置との少なくとも一つ）である。

【0020】

上記の映像伝送装置において、１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚチャネル帯域時の（ＯＦＤＭ用の）局部発振周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚまたは４９．５４９２６ＭＨｚ）と同一周波数の局部発振器を有し、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを１１の倍数の分周(８１．８０２９６ＭＨｚなら１／１１分周、６５４．４２３６８ＭＨｚなら１／８８分周）（７．４３６６ＭＨｚ)し、当該クロックをシンボルクロックとして変調（マッピング）し、１１倍のインタポレーションフィルタ（ロールオフフィルタ）にて周波数アップコンバートを行い(７．４３６６ＭＨｚ→２０．４５０７４ＭＨｚ)、直交変調後、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの自然数分周(８１．８０２９６ＭＨｚ）でＤ／Ａ変換して４分周（１／４：２０．４５０７４ＭＨｚ）成分を得て、前記局部発信周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚ）と混合器（ミキサ）を介して、ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）を得る送信機能と、ＩＦ周波数（１３０ＭＨｚ）から前記局部発信周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚ）と混合器（ミキサ）を介してダウンコンバートし、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを第一の自然数同士の分数比変換(８１．８０２９６ＭＨｚならＰＬＬで８／１１変換または１／１、６５４．４２３６８ＭＨｚなら１１分周（１／１１）または８分周（１／８））して得られたクロック（５９．４９３０６ＭＨｚまたは８１．８０２９６ＭＨｚ）にてＡ／Ｄ変換を行い、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック(８１．８０２９６ＭＨｚ）を第二の自然数同士の分数比変換（ＮＣＯ発振）した周波数（１３．０１４１ＭＨｚ：８１．８０２９６ＭＨｚを８／１１した５９．４３０６ＭＨｚの７／３２であるから８１．８０２９６ＭＨｚの７／４４）により、周波数ダウンコンバージョン(２０．４５０７４ＭＨｚ→７．４３６６ＭＨｚ)を行い、デシメーションフィルタ（ローパスフィルタ）にて折り返し成分の除去及び１／２のダウンサンプルを行う受信機能との少なくとも一方の機能を有することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。
上記の映像伝送装置において、９ＭＨｚチャネル帯域（ハーフバンド）時のキャリア割り当てに対し、ＣＰキャリア、データキャリア本数を増やし、ＴＭＣＣキャリア、ＮＵＬＬキャリアの割り当て位置は、９ＭＨｚチャネル帯域時のままとして、１０ＭＨｚチャネル帯域を実現することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。

【0021】

また、シンボルクロック周波数を（チャネル帯域１８ＭＨｚのシングルキャリアＱＡＭ方式またはＯＦＤＭ方式、または９ＭＨｚのＯＦＤＭ方式の）ＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとすることを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。

【発明の効果】

【0022】

以上説明したように、本発明によると、発振器等の追加による回路規模を増加させることなく、従来の１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ帯域に対応した回路構成で、１０ＭＨｚ帯域にも対応したＦＰＵ装置を実現可能とすることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図

【図2】本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図

【図3】ロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図

【図4】インタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図

【図5】Ｄ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図

【図6】ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図

【図7】Ａ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図

【図8】乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図

【図9】本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図

【図10】本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図

【図11】本発明の１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図

【図12】シングルキャリアＱＡＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図

【図13】ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図

【図14】ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が９ＭＨｚ：ハーフバンド）を示す模式図

【図15】従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図

【図16】従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図

【図17】従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図

【図18】従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図

【図19】従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図

【図20】従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図

【図21】従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図

【図22】従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図

【発明を実施するための形態】

【実施例1】

【0024】

本発明に係る実施例を図１から図１１を参照して説明する。
図１は本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、図３はロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図４はインタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図５はＤ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図６はＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図７はＡ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図８は乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図９は本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図であり、図１０は本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図であり、図１１は１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図である。

【0025】

本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図の図１において、従来の構成に対して、Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックに従来のＯＦＤＭ用発振器（８１．８０２９６ＭＨｚ）を流用する。また、シンボルクロックを上記クロックの１／１１倍（ＰＬＬにて生成）の７．４３６６３ＭＨｚとする。また、１３０ＭＨｚＩＦ（中間周波数）信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（１０９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。
各クロックは下記とする。
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝８１．８０２９６ＭＨｚ
ＱＡＭ変調時のシンボルクロック周波数＝７．４３６６３ＭＨｚ（１／１１分周）
ＩＦ信号アップコンバード用ローカルクロック周波数＝１０９．５４９２６ＭＨｚ
Ｄ／Ａ変換は、１１倍のオーバーサンプリングを行う。

【0026】

図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（４９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。
また、図示しないが、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック源振をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４の倍数倍（８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ）としてそのままオーバーサンプリングするか分周した８１．８０２９６ＭＨｚとしてオーバーサンプリングし、ＱＡＭ変調時のシンボルクロックのＤ／Ａ変換サンプリングクロック源振からの分周を１１の倍数の分周（１／２２、１／３３、１／８８）としても良い。つまり、シンボルクロック周波数をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとする。

【0027】

誤り訂正等の伝送路符号化が施されたデジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）後、プリアンブル信号（受信側で波形等化する際の参照基準信号）、ＴＭＣＣ信号（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報）を付加し、ＱＡＭフレームを生成する。ここまでがシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）による処理である。
ロールオフフィルタ（例えばロールオフ率：０．３）にて帯域制限を行い、同時に１１倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１０ＭＨｚ以下に帯域制限された変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）にアップサンプルされたＱＡＭ変調信号を出力する。
本発明における変調波形スペクトル帯域幅を前述の式に当てはめると、
Δｆ（α）＝９．６７ＭＨｚ（＝７．４３６６３ＭＨｚｘ（１＋０．３））
よって、１０ＭＨｚチャネル帯域に対して、スペクトル帯域幅としては９．６７ＭＨｚとなる。

【0028】

ロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図の図３と、インタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図の図４において、中心周波数を７．４３６６３ＭＨｚから２０．４５０７４ＭＨｚに変換し、直交変調後、Ｄ／Ａ変換しデジタル変調波を得る。この際、Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックは、ＯＦＤＭ用の分周＝８１．８０２９６ＭＨｚで行う。
また、Ｄ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図５において、バンドパスフィルタにてＤ／Ａ変換時の折り返し成分を除去する。ここでのスペクトル波形は、分周／４＝ ２０．４５０７４ＭＨｚ中心の波形となる。

【0029】

その後、ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図６において、ミキサにて１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へアップコンバードする。その際のローカル発振器の周波数に従来のＯＦＤＭ用の１０９．５４９２６ＭＨｚを用いる。バンドパスフィルタにてアップコンバードの際の折り返し成分を除去する。
以下、図には示さないが、その後、例えば７ＧＨｚ／１０ＧＨｚといったマイクロ波にアップコンバートし、電力増幅され、アンテナを介して送出される。

【0030】

本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図の図２において、１３０ＭＨｚＩＦ（中間周波数）信号からの変換（ダウンコンバード）用ローカル発信器は、従来のＯＦＤＭ用（１０９．５４９２６ＭＨｚ）と同一である。また、Ａ／Ｄ変換の際のサンプリングクロックも、従来のＯＦＤＭ用発振器（８１．８０２９６ＭＨｚ）と同一であり、その８／１１倍（ＰＬＬにて生成）を使用する。また、送信側と同様に、シンボルクロックを上記クロックの１／８倍の７．４３６６３ＭＨｚとする。
各クロックは下記とする。
ＩＦ信号ダウンコンバード用ローカルクロック周波数＝１０９．５４９２６ＭＨｚ
Ａ／Ｄ変換サンプリングクロック周波数＝５９．４３０６ＭＨｚ（８／１１分周）
ＱＡＭ復調時のシンボルクロック周波数＝７．４３６６３ＭＨｚ（１／８分周）
Ａ／Ｄ変換は８倍のオーバーサンプリングを行う。

【0031】

図には示さないが、図１の送信装置よりのマイクロ波信号をアンテナにて受信、１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へ再びダウンコンバードする。
バンドパスフィルタにて帯域外の信号を除去、ミキサにてデジタル変調波へ周波数ダウンコンバートする。その際のローカル発振器周波数は送信側と同じく来のＯＦＤＭ用の１０９．５４９２６ＭＨｚを用いる。よってダウンコンバート後は、２０．４５０７４ＭＨｚ（１３０ＭＨｚ−１０９．５４９２６ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形となる。
バンドパスフィルタにて周波数ダウンコンバートの際の折り返し成分を除去後、Ａ／Ｄ変換する。この際のＡ／Ｄ変換サンプリングクロックは、Ｄ／Ａ変換のＯＦＤＭ用発振器の８１．８０２９６ＭＨｚを源振クロックとして自然数同士の分数比変換（８／１１分周：ＰＬＬにて生成）した５９．４３０６ＭＨｚにて行うものとする。

【0032】

また、図示しないが、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックをＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの３２倍の６５４．４２３６８ＭＨｚとして、それを１／１１分周して５９．４３０６ＭＨｚとしてＡ／Ｄ変換サンプリングクロックとしても良い。Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚをＡ／Ｄ変換サンプリングクロックとして１１倍のオーバーサンプリングを行い、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚを１／１１分周して７．４３６６３ＭＨｚをＱＡＭ復調時のシンボルクロック周波数としても良い。つまり、シンボルクロック周波数をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとする。
図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（４９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。

【0033】

Ａ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図の図７において、Ａ／Ｄ変換された信号に乗算器でＮＣＯ発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）を掛け合わせ、周波数ダウンコンバージョンし、シンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ＝２０．４５０７４ＭＨｚ−１３．０１４１ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形を得る。ここで数値制御発信器（Numerical Control Oscillator：ＮＣＯ）発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）は、Ａ／Ｄ変換サンプリングクロック（５９．４３０６ＭＨｚ）のｘ７／３２倍の関係にあるため、例えばＲＯＭテーブルにてサンプリングクロック３２クロックにて７周期回転するサイン波テーブルを持つことで容易に実現可能である。
ＮＣＯ発振周波数の１３．０１４１ＭＨｚは、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚを８／１１した５９．４３０６ＭＨｚの７／３２であるから、８１．８０２９６ＭＨｚを７／４４しても実現可能である。

【0034】

乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図８において、ここではＮＣＯ発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）を中心に折り返した成分（２６．０２８７ＭＨｚ）が存在する為、次段のローパスフィルタにて取り除く必要がある。
乗算器でダウンコンバージョンされた信号よりローパスフィルタにて帯域制限して所望のシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形のみを得る。同時にｘ１／２倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝５９．４３０６ＭＨｚ）からシンボルクロックの４倍である（２９．７４６５３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。

【0035】

（以下、従来のシングルキャリアＱＡＭ受信回路と同一回路を流用可能である。）
その後、直交復調し、送信側と同じ特性のロールオフフィルタにて帯域制限し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをシンボルクロックの４倍である（２９．７４６５３ＭＨｚ）からシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。
（以下はシンボルクロック処理である。）その後、前記プリアンブル信号を検出し、当該信号より得られる伝送路特性を推定し、本線信号に対して波形等化を行う。
波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。

【0036】

本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図の図９において、総キャリア数を４２５本から４７３本に増やす。ＦＦＴクロックは従来の２０．４５０７４ＭＨｚのままとし、占有帯域幅としては、９．４５ＭＨｚ（４７３本×１９．９７ｋＨｚ）となる。

【0037】

本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図の図１０の動作は図9と同様なので、省略する。

【0038】

１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図の図１１において、ＴＭＣＣ、ＮＵＬＬキャリア位置は、従来と変えないことで回路の共通化が図れる。データキャリアも４２５本から４７３本に増えるため、伝送ビットレートは、例えば６４ＱＡＭ 畳込み５／６の場合、
従来の９ＭＨｚハーフバンド時：２９．８２４Ｍbit／s
本発明の１０ＭＨｚバンド時 ：３４．０８５Ｍbit／s
と、チャネル帯域が１ＭＨｚ増えた分の効果がある。

【符号の説明】

【0039】

１，１００：シングルキャリアＱＡＭ変調部、２：ＯＦＤＭ変調部、
１−１：マッピング部、１−２：ＱＡＭフレーム生成部、
５：直交変調部、６：Ｄ／Ａ変換器、１０，１５，１６，２１：バンドパスフィルタ、
７，１２，３０：セレクタ、１１，１７：ミキサ、
８：シングルキャリアＱＡＭ用Ｄ／Ａクロック（５９．４１６１２ＭＨｚ）
９：ＯＦＤＭ用Ｄ／Ａクロック（８１．８０２９６ＭＨｚ）
１３，２０：ＱＡＭ用ローカルクロック（１１６．６４５９７ＭＨｚ）
１４，１９：ＯＦＤＭ用ローカルクロック（１０９．５４９２６ＭＨｚ）
２４：ＯＦＤＭ用Ａ／Ｄクロック（８１．８０２９６ＭＨｚ）
２５：シングルキャリアＱＡＭ用Ａ／Ｄクロック（５９．４１６１２ＭＨｚ）
２２：Ａ／Ｄ変換器、２６：直交復調部、２７：シングルキャリアＱＡＭ復調部、
２７−１：ロールオフ及びデシメーション（１／４）フィルタ、
２７−２：伝送路推定波形等化、２７−３：デマッピング部、
２８：ＯＦＤＭ復調部、
２９：１／４分周、
１０１：ロールオフ及びインターポレーション（ｘ１１）フィルタ、
１０２：ＰＬＬ（１／１１）、１０３：ＰＬＬ（８／１１）、１０４：乗算器、
１０５：数値制御発信器（Numerical Control Oscillator：ＮＣＯ）（１３．０１４１ＭＨｚ）、
１０６：１／２分周、１０７：ローパス及びデシメーション（１／２）フィルタ、

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】