特許 6041519 電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置及び方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6041519

(24)【登録日】2016年11月18日

(45)【発行日】2016年12月7日

(54)【発明の名称】電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置及び方法

(51)【国際特許分類】

   G05F 1/67 20060101AFI20161128BHJP

【ＦＩ】

   G05F1/67 A

【請求項の数】10

【外国語出願】

【全頁数】18

(21)【出願番号】特願2012-93923(P2012-93923)

(22)【出願日】2012年4月17日

(65)【公開番号】特開2012-230673(P2012-230673A)

(43)【公開日】2012年11月22日

【審査請求日】2015年3月30日

(31)【優先権主張番号】11163037.2

(32)【優先日】2011年4月19日

(33)【優先権主張国】EP

(73)【特許権者】

【識別番号】503163527

【氏名又は名称】ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ

【氏名又は名称原語表記】ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ ＥＬＥＣＴＲＩＣ Ｒ＆Ｄ ＣＥＮＴＲＥ ＥＵＲＯＰＥ Ｂ．Ｖ．

(74)【代理人】

【識別番号】100110423

【弁理士】

【氏名又は名称】曾我 道治

(74)【代理人】

【識別番号】100111648

【弁理士】

【氏名又は名称】梶並 順

(74)【代理人】

【識別番号】100147500

【弁理士】

【氏名又は名称】田口 雅啓

(74)【代理人】

【識別番号】100166235

【弁理士】

【氏名又は名称】大井 一郎

(72)【発明者】

【氏名】ブイアッティ ガスタヴォ

(72)【発明者】

【氏名】フレッチャー エルワン

(72)【発明者】

【氏名】ランボー リュック

【審査官】 下原 浩嗣

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−３４７７５３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−０１４５２６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−２９７５１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−２３３１６２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０５Ｆ １／６７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置であって、
該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、
エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、
前記電源から供給される電流を監視する手段とを備え、
前記エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、
前記キャパシタ上の電圧を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記キャパシタ上の電圧を監視し、前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電源から供給される電流を監視することを特徴とし、
前記キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いて前記スイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置。

【請求項2】

前記少なくとも１つの所与の数学関数は、一変数の一次多項式関数であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。

【請求項3】

前記キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の装置。

【請求項4】

前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、前記キャパシタ上の電圧から該キャパシタによって供給される電流を導出することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。

【請求項5】

前記インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視されることを特徴とする、請求項４に記載の装置。

【請求項6】

前記インダクタを通って流れる電流は、前記エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得されることを特徴とする、請求項５に記載の装置。

【請求項7】

前記インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、前記電源から供給される電圧の１回の測定、前記エネルギー変換デバイスの出力における電圧の１回の測定、及び前記インダクタを通って流れる電流の１回の測定を考慮に入れて取得されることを特徴とする、請求項６に記載の装置。

【請求項8】

前記インダクタを通って流れる電流は、前記インダクタの端子間の電圧から導出されることを特徴とする、請求項４に記載の装置。

【請求項9】

前記エネルギー変換デバイスは、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はＤＣ／ＡＣコンバータであることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載の装置。

【請求項10】

電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法であって、
− 少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、キャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− 前記エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、該エネルギー変換デバイスを通じた該キャパシタの放電中に監視するステップと、
− 前記電源から供給される電流を、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、包括的には、太陽電池若しくは太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。

【背景技術】

【0002】

太陽電池は、太陽エネルギーを電気エネルギーに直接変換する。太陽電池によって生成される電気エネルギーを経時的に抽出し、電力の形態で使用することができる。太陽電池によって提供される直流電力は、ＤＣ−ＤＣアップ／ダウンコンバータ回路及び／又はＤＣ／ＡＣインバータ回路のような変換デバイスに供給される。

【0003】

しかしながら、太陽電池の電流−電圧垂下特性（current-voltage drop characteristics）により、出力電力は太陽電池から引き出される電流とともに非線形に変化する。電力−電圧曲線は、光照射レベルや動作温度のような気候変動に従って変化する。

【0004】

太陽電池又は太陽電池のアレイを動作させる準最適点は、電力が最大となる電流−電圧曲線の領域又はその近傍である。この点は、最大電力点（ＭＰＰ：Maximum Power Point）と称される。

【0005】

グリッド接続用途においては、太陽電池をＭＰＰの周辺で動作させてそれらの発電効率を最適化することが重要である。

【0006】

電力−電圧曲線が気候変動に従って変化する際、ＭＰＰもまた気候変動に従って変化する。

【0007】

そのため、常にＭＰＰを特定することができる必要がある。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

本発明は、ＭＰＰを決定するために、例えば太陽電池セルのアレイである電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することを可能にする装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

この目的のために、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。当該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、電源から供給される電流を監視する手段とを備え、エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、電圧を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電圧を監視し、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電源から供給される電流を監視し、キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いてスイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする。

【0010】

また、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法にも関する。当該方法は、
− 少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、エネルギー変換デバイスのキャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと、
− 電源から供給される電流を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする。

【0011】

これにより、例えば、ＭＰＰを求めるために、又は電源の障害を判断するために、又は電源のフィルファクターを求めるために、電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することができる。

【0012】

さらに、制御ループにおいて電圧に突然のステップ状の変化があった場合に、コンバータインダクタ上に現れる可能性のある電流ピークを制限することができる。

【0013】

特定の特徴によれば、少なくとも１つの数学関数は、一変数の一次多項式関数である。

【0014】

これにより、一次多項式関数が用いられる場合には、等間隔の電圧サンプルを得ることができ、所与のサンプリング周波数において電力対電圧曲線の任意の部分について同じ精度の電力サンプルが得られる。

【0015】

特定の特徴によれば、キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定される。

【0016】

これにより、任意の動作条件において、電源の電圧レベル及び電流レベルに依存することなく、常に同じ数のサンプルを得ることができる。

【0017】

さらに、キャパシタ放電の持続時間を調整することによって、監視される信号のサンプリング周波数に依存することなく、所望の数のサンプルを常に得ることができる。

【0018】

特定の特徴によれば、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、キャパシタの電圧サンプルから当該キャパシタによって供給される電流を導出する。

【0019】

これにより、電源と直列に電流センサを追加することなく、電源から供給される電流を推定することができる。

【0020】

特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視される。

【0021】

これにより、他の構成要素やコンバータに関するコストを何ら追加することなく、通常入手可能な電流センサをインダクタと直列に配置して、制御の目的で利用することができる。

【0022】

特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得される。

【0023】

これにより、過渡状態中にサンプリングされる電流値は、定常状態の動作において生じる実際の平均電流値に等しいとは限らないが、任意の条件において、サンプリング周波数がエネルギー変換デバイスの切替周波数に等しい場合におけるインダクタ上の実際の平均電流を推定することができる。

【0024】

特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、電源から供給される電圧の１回の測定、エネルギー変換デバイスの出力における電圧の１回の測定、及びインダクタを通って流れる電流の１回の測定を考慮に入れて取得される。

【0025】

特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、インダクタの端子間の電圧から導出される。

【0026】

これにより、電源を特徴付けることを目的とするエネルギー変換デバイス内における電流センサの使用を回避し、コンバータのコストを更に削減することができる。

【0027】

特定の特徴によれば、エネルギー変換デバイスは、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はＤＣ／ＡＣコンバータである。

【0028】

これにより、電力曲線の特徴付けを行うために必要とされる全ての受動構成要素がシステム上で既に利用可能であるため、他の余分な構成要素を何ら追加する必要がない。

【0029】

本発明の特徴は、実施形態例の以下の説明を読むことによってさらに明確になる。当該説明は、添付図面を参照して行われる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例の図である。

【図2】電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例の図である。

【図3】本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す図である。

【図4】本発明によるＭＰＰの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例の図である。

【図5】（ａ）は、本発明によって取得される電源電圧変動の一例の図である。（ｂ）は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例の図である。（ｃ）は、本発明によって取得される電源電流変動の一例の図である。（ｄ）は、本発明によって取得されるインダクタ電流変動の包括線の一例の図である。（ｅ）は、本発明による電源の動作を制御するために少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例の図である。

【図6】（ａ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズにおけるインダクタ電流変動の一例の図である。（ｂ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中に少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例の図である。

【図7】図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムの図である。

【図8】第１の瞬間におけるインダクタ電流波形を再構成するため、及び図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表す図である。

【図9】本発明による入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例の図である。

【図10】本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例の図である。

【発明を実施するための形態】

【0031】

図１は、本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例である。

【0032】

エネルギー変換システムは、太陽電池又は太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源ＰＶを含む。電源ＰＶの出力は、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はインバータとも呼ばれるＤＣ／ＡＣコンバータのようなエネルギー変換デバイスＣｏｎｖに接続されている。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、負荷Ｌｏに電気エネルギーを供給する。

【0033】

電源ＰＶは負荷Ｌｏに電流を供給する。電流は負荷Ｌｏによって使用される前に変換デバイスＣｏｎｖによって変換される。

【0034】

図２は、電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例である。

【0035】

図２の横軸には電圧値が示されている。電圧値は０値と開回路電圧Ｖ_ＯＣとの間にある。

【0036】

図２の縦軸には電流値が示されている。電流値は０値と短絡電流Ｉ_ＳＣとの間にある。

【0037】

任意の所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して、太陽電池アレイが動作可能な無限個の電流−電圧のペア、すなわち動作点が存在する。しかしながら、所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して存在するＭＰＰは、唯一つである。

【0038】

図３は、本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す。

【0039】

電源ＰＶの正端子はキャパシタＣ_ＩＮの第１の端子に接続され、電源ＰＶの負端子はキャパシタＣ_ＩＮの第２の端子に接続されている。

【0040】

キャパシタＣ_ＩＮ上の電圧は、電圧測定手段Ｖ１によって監視されている。キャパシタＣ_ＩＮ上の電圧は、電源ＰＶによって供給される電圧Ｖ_ＰＶに等しい。

【0041】

キャパシタＣ_ＩＮの第１の端子は、スイッチＩＧ１に接続されている。

【0042】

例えば、スイッチＩＧ１はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり、キャパシタＣ_ＩＮの第１の端子はスイッチＩＧ１のコレクタに接続されている。

【0043】

エネルギー変換デバイスＣｏｎｖコンバータが昇圧モード（ステップアップ構成）で動作している場合、スイッチＩＧ１は常にオン状態、すなわち導通モードにある。

【0044】

スイッチＩＧ１のエミッタは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、電源ＰＶの負端子に接続されている。

【0045】

スイッチＩＧ１のエミッタは電流測定手段ＭＩ_Ｌの第１の端子にも接続されており、電流測定手段はインダクタＬを通って流れる電流Ｉ_Ｌを測定する。また、電流測定手段ＭＩ_Ｌの第２の端子は、インダクタＬの第１の端子に接続されている。

【0046】

もし、インダクタＬを通って流れる電流Ｉ_Ｌを測定する電流センサが存在しない場合には、スイッチＩＧ１のエミッタがインダクタＬの第１の端子に接続される。

【0047】

インダクタＬの第２の端子は、スイッチＭ１に接続されている。

【0048】

スイッチＭ１は、例えば、ＮＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）である。

【0049】

インダクタＬの第２の端子は、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレインに接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴのソースは、電源ＰＶの負端子に接続されている。

【0050】

ＮＭＯＳＦＥＴのゲートは、以下で開示される信号Ｐｗｍを用いてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）によって制御されるドライバ回路によって駆動される。

【0051】

ＤＳＰは、動作が昇圧モード（ステップアップコンバータ）である場合には、一定の出力電圧値Ｖ_ＤＣを得るために、スイッチＭ１を制御することによって、電源から供給される電圧及び電流を変化させる。

【0052】

インダクタＬの第２の端子は、ダイオードＤ_Ｏのアノードにも接続されている。

【0053】

ダイオードＤ_Ｏのカソードは、キャパシタＣ_Ｏの第１の端子に接続されている。キャパシタＣ_Ｏの第２の端子は、電源ＰＶの負端子に接続されている。

【0054】

ダイオードＤ_Ｏのカソードは、インダクタＬの第２の端子と電源ＰＶの負端子との間の電圧を測定する電圧測定手段Ｖ２の第１の端子に接続されている。

【0055】

コンバータＣｏｎｖの出力電圧は、Ｖ_ＤＣと呼ばれる。

【0056】

測定手段Ｖ１及びＶ２によって測定される電圧Ｖ_ＰＶ及びＶ_ＤＣ並びに電流測定手段ＭＩ_Ｌによって測定される電流Ｉ_Ｌは、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）の内部に含まれるアナログ／ディジタルコンバータＡＤＣによってディジタルデータに変換される。

【0057】

ＤＳＰは、図１には示されていないバスによって互いに接続される構成要素、並びに図４、図７、及び図９において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムによって制御されるプロセッサ１００に基づくアーキテクチャを有している。

【0058】

バスは、プロセッサ１００を、リードオンリーメモリＲＯＭ１０３、ランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２、及びアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣに接続する。

【0059】

リードオンリーメモリＲＯＭ１０３は、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含み、当該プログラム命令は、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖに電源が投入されるとランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２に転送される。

【0060】

ＲＡＭメモリ１０２は、変数を受け取るように意図されるレジスタと、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令とを含んでいる。

【0061】

ＤＳＰは、ＭＰＰＴ（最大電力点トラッカー）制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐを備えている。

【0062】

ここで、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐは、ソフトウェアの形態で実装することも出来ることに留意されたい。

【0063】

アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣの出力は、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、及び減算手段Ｄｉｆに与えられる。

【0064】

ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐはディジタル変換された電圧Ｖ_ＰＶを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流Ｉ_Ｌも受信する。キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓは、ディジタル変換された電圧Ｖ_ＰＶ、Ｖ_ＤＣを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流Ｉ_Ｌも受信する。

【0065】

スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ追跡フェーズにおいて、又は図４を参照しながら開示されるキャパシタＣ_ＩＮの放電フェーズにおいて、コンバータＣｏｎｖの動作モードを選択できるようにする。

【0066】

スイッチＳｗの出力の電圧はＶ_{ＰＶＲＥＦ}で示され、減算手段Ｄｉｆによってディジタル変換された電圧Ｖ１から減算される。

【0067】

減算手段Ｄｉｆの出力誤差εは、コントローラＰｉによって制御されてコンパレータＣｏｍｐに与えられ、コンパレータはその誤差をキャリア生成モジュールＣａｒによって与えられるキャリア信号Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}と比較する。キャリア信号Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}は周波数ｆ_ＳＷで動作し、通常は三角波形又は鋸波形である。

【0068】

コントローラＰｉは、比例積分（ＰＩ）コントローラ又は比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラとすることができる。

【0069】

コンパレータＣｏｍｐの出力は、制御信号Ｐｗｍを与える。

【0070】

図４は、本発明による、ＭＰＰの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例である。

【0071】

より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。

【0072】

電源の最大電力点の決定を可能にする情報を取得するためのアルゴリズムは、少なくとも、キャパシタＣ_ＩＮ上の電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、及び電流センサが存在する場合には電流Ｉ_Ｌを監視する。

【0073】

ステップＳ４００において、フェーズＰＨ１が始まる。フェーズＰＨ１は、図５（ａ）〜図５（ｅ）に示されている。

【0074】

図５（ａ）は、本発明によって得られる電源電圧変動の一例である。

【0075】

図５（ａ）の横軸には時間が表示され、図５（ａ）の縦軸には電圧が表示されている。

【0076】

図５（ｂ）は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例である。

【0077】

図５（ｂ）の横軸には時間が表示され、図５（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。

【0078】

図５（ｃ）は、本発明によって得られる電源電流変動の一例である。

【0079】

図５（ｃ）の横軸には時間が表示され、図５（ｃ）の縦軸には電流が表示されている。

【0080】

図５（ｄ）は、本発明によって得られるインダクタ電流変動の包括線の一例である。

【0081】

図５（ｄ）の横軸には時間が表示され、図５（ｄ）の縦軸には電流が表示されている。

【0082】

斜線のエリアは、インダクタ電流変動の包絡線を表している。

【0083】

図５（ｅ）は、本発明によって電源の動作を制御するために少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例である。

【0084】

図５（ｅ）の横軸には時間が表示され、図５（ｅ）の縦軸には電圧が表示されている。

【0085】

斜線のエリアは、Ｐｗｍ信号変動の包絡線を表している。

【0086】

フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、例えば昇圧（ステップアップ）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たす。ここで、エネルギー変換デバイスは、降圧（ステップダウン）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たすこともできることに留意されたい。

【0087】

フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、電源の動作点を制御し、例えば山登り法（Perturb and Observe：Ｐ＆Ｏ）最大電力点追跡（ＭＰＰＴ）モードで動作する。

【0088】

フェーズＰＨ１の間、スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐによって与えられる基準電圧を、電源ＰＶによって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧Ｖ_ＰＶと比較できるようにする。

【0089】

Ｖ_{ＰＶＲＥＦ}とＶ_ＰＶとの差によって生成される誤差εは、コントローラＰｉによって補償される。コントローラは、Ｖ_Ｃｏｎｔ信号を生成する比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ、又は比例積分（ＰＩ）コントローラとすることができる。

【0090】

その後、Ｖ_Ｃｏｎｔ信号は、キャリア波形Ｖ_{ｃａｒｒｉｅｒ}と比較される。キャリア波形は、最大値Ｖ_Ｍ及び周波数ｆ_ＳＷを有する三角波形又は鋸波形とすることができる。

【0091】

Ｖ_{ｃａｒｒｉｅｒ}＜Ｖ_Ｃｏｎｔである場合には、スイッチＭ１は導通状態、すなわちオンであり、そうでない場合には、スイッチＭ１は非導通状態、すなわちオフである。

【0092】

フェーズＰＨ１の間、電源ＰＶによって与えられる電圧Ｖ_ＰＶは、例えば毎秒、ＭＰＰＴブロックＭｐによって規定される所望の値Ｖ_{ＰＶＲＥＦ}に概ね調整される。一方、出力電圧Ｖ_ＤＣは理論的には一定である。

【0093】

例えば、出力電圧Ｖ_ＤＣは、バッテリによって印加することができる。あるいは、出力電圧Ｖ_ＤＣは、グリッド接続用途であるか否か等の用途の種類に応じて、特定の制御ループを通じて出力電圧Ｖ_ＤＣを調整するインバータの調整済みＤＣリンクとすることができる。

【0094】

フェーズＰＨ１の間、図５（ａ）に示されるような電圧Ｖ_ＰＶと、その結果として図５（ｃ）に示されるような電流Ｉ_ＰＶは、ＭＰＰＴアルゴリズムによって与えられて定期的に更新される基準値Ｖ_{ＰＶＲＥＦ}に追従する。

【0095】

図５（ｄ）に示されるように、スイッチＭ１が切り替わるのに応じて、電流Ｉ_Ｌは変化する。

【0096】

次のステップＳ４０１において、フェーズＰＨ２が始まる。

【0097】

フェーズＰＨ２は、ＭＰＰＴブロックＭｐによって用いられる電圧値Ｖ_ＭＰＰと、例えばエネルギー変換デバイスＣｏｎｖの最小許容動作電圧値である最小電圧値Ｖ_ＭＩＮとの間における電源ＰＶの電力曲線が得られる期間に対応する。

【0098】

本発明によれば、フェーズＰＨ２の持続時間は、所与の回数Ｎ回の測定を実行できるように規定され、例えばＮは１００に等しい。

【0099】

１つのサンプルは、電圧測定手段Ｖ１によって実行されるＶ_ＰＶの１回の測定、電圧測定手段Ｖ２によって実行されるＶ_ＤＣの１回の測定、及び電流測定手段ＭＩ_Ｌによって実行されるＩ_Ｌの１回の測定に対応する。

【0100】

サンプルは、アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣのサンプリング周波数ｆ_ＳＡＭＰで取得される。ある場合には、サンプリング周波数ｆ_ＳＡＭＰはｆ_ＳＷに等しい。

【0101】

フェーズＰＨ２の持続時間は、Δｔ＝Ｎ^＊ｆ_ＳＡＭＰとして設定される。

【0102】

フェーズＰＨ２の間、基準値Ｖ_{ＰＶＲＦＥ}とその制御ループによって、電源ＰＶの電圧Ｖ_ＰＶが本明細書においてＶ_ＭＩＮと呼ばれる最小電圧値まで低減され、キャパシタＣ_ＩＮは放電される。

【0103】

フェーズＰＨ２の間、スイッチＳｗは、放電ブロックＤｉｓによって与えられる電圧を、電源によって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧Ｖ_ＰＶと比較できるようにする。放電ブロックＤｉｓは、ここではＰＨ１におけるＶ_ＭＰＰ値に対応する初期値Ｖ_ＰＶからＶ_ＭＩＮまで減少する所与の数学関数に従って規定される電圧Ｖ_{ＰＶＲＥＦ}を与える。

【0104】

例えば、数学関数は、一変数の一次多項式関数のような一次関数である。

【0105】

フェーズＰＨ２の間、ステップＳ４０２において、フェーズＰＨ２中に得られたＶ_ＰＶ及びＩ_Ｌの全てのサンプルが格納される。

【0106】

ここで、電流測定手段ＭＩ_Ｌが存在しない場合には、電圧Ｖ_ＤＣのサンプルも格納されることに留意されたい。

【0107】

次のステップＳ４０３において、電圧Ｖ_ＰＶのサンプルを用いて、キャパシタＣ_ＩＮを通る電流Ｉ_ＣＩＮを評価する。Ｉ_ＣＩＮの求め方は、図９を参照しながら更に詳細に開示される。

【0108】

次のステップＳ４０４において、電流変動の過渡状態におけるＩ_Ｌの平均値を求めるために、Ｉ_Ｌの電流サンプルが処理される。

【0109】

図５（ｄ）及び図５（ｅ）に示されるように、電流Ｉ_ＬはスイッチＭ１が切り替わるのに応じて変化する。

【0110】

フェーズＰＨ２中におけるＩ_Ｌ及びＰｗｍの変動を更に拡大した図が図６（ａ）及び図６（ｂ）に示されている。

【0111】

図６（ａ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中におけるインダクタ電流変動の一例である。

【0112】

図６（ａ）の横軸には時間が表示され、図６（ａ）の縦軸には電流が表示されている。

【0113】

図６（ｂ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中において少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例である。

【0114】

図６（ｂ）の横軸には時間が表示され、図６（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。

【0115】

フェーズＰＨ２の間、Ｐｗｍ信号のデューティサイクルは、サンプリング周波数ｆ_ＳＡＭＰに従って絶えず変化する。ここで、ｆ_ＳＡＭＰ＝ｆ_ＳＷであれば、各切替周期についてデューティサイクルは一定であることに留意されたい。

【0116】

スイッチＭ１が導通するか否かに従って、電流Ｉ_Ｌは増減する。

【0117】

Ｐｗｍのデューティサイクルが過渡状態中に変化するのに応じて、電圧Ｖ_ＰＶもＩ_Ｌの勾配のように変化する。そのような状況は、電流測定手段ＭＩ_ＬのみによってＩ_ＰＶ値を知ることが望ましい場合に、電流Ｉ_Ｌの指標を劣化させる。

【0118】

ここで、ｆ_ＳＡＭＰ＝ｆ_ＳＷである定常状態において、信号Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}がゼロ値にある瞬間にサンプリングが行なわれる場合には、測定される電流Ｉ_Ｌの値はその平均値に対応し、平均値は電流Ｉ_ＰＶの値に等しいことに留意されたい。しかしながら、このことは過渡状態、すなわちフェーズＰＨ２中においては、信号Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}がゼロ値にある瞬間に常にサンプリングが行なわれるので、もはや当てはまらない。この場合、測定される電流Ｉ_Ｌの値は、電流Ｉ_Ｌの平均値には対応しない。

【0119】

フェーズＰＨ２中におけるそのような変動は、図７を参照しながら以下に開示されるアルゴリズムによって考慮される。

【0120】

次のステップＳ４０５において、電源特性が求められる。

【0121】

電源ＰＶから供給される図５（ｃ）に示されるような電流Ｉ_ＰＶは、電流Ｉ_ＣＩＮと電流Ｉ_Ｌの平均値とを合計することによって求められる。電流Ｉ_ＣＩＮを評価するために図９において用いられる方法に起因してフェーズＰＨ２中に現れる可能性のある高周波リップルは、当該方法自体によって既にフィルタリングされていることに留意されたい。

【0122】

図１０は、本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例である。

【0123】

図１０の横軸には電圧Ｖ_ＰＶが表示されており、縦軸には電源ＰＶによって出力される電力が表示されている。

【0124】

曲線における太い部分は、Ｖ_ＰＶがＶ_ＭＡＸ値（フェーズＰＨ１において用いられたＶ_ＭＰＰ以上とすることができる）からＶ_ＭＩＮまで変化する場合を考慮して、本発明によって求められるＩ_ＰＶ及びＶ_ＰＶから得られる曲線部分を表している。

【0125】

ＭＰＰは、電源が出力することのできる最大電力に対応する。

【0126】

新たなＭＰＰ情報は、ＭＰＰＴブロックＭｐに与えられる。

【0127】

次のステップＳ４０６において、フェーズＰＨ３が始まる。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、新たに求められたＭＰＰ値を用いて電源ＰＶの動作を制御し、再びＰ＆Ｏ最大電力点追跡ＭＰＰＴモードにおいて動作する。

【0128】

フェーズＰＨ３の開始時にＶ_{ＰＶＲＥＦ}が既に設定されていても、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されるように、電源ＰＶの電圧が基準に追従するために更なる時間を要する場合がある。これは、フェーズＰＨ３中において、電源ＰＶから供給されるエネルギーが全体として入力キャパシタＣ_ＩＮに与えられるという事実に起因する。

【0129】

次のステップＳ４０７において、フェーズＰＨ４が始まる。電圧値Ｖ_ＰＶはＶ_{ＰＶＲＥＦ}に極めて近く、それは誤差が非常に小さいことを意味している。電源ＰＶは、この瞬間から負荷Ｌｏに電力を供給し始める。最終的に電圧値Ｖ_ＰＶは所望のＶ_{ＰＶＲＥＦ}値に収束し、Ｐ＆Ｏ ＭＰＰＴアルゴリズムは、フェーズＰＨ１において開示されたような通常条件で再び動作する。

【0130】

図７は、図４のアルゴリズムにおいて開示されたような第２フェーズ中において、インダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムである。

【0131】

図７のアルゴリズムは、ｆ_ＳＡＭＰ＝ｆ_ＳＷである場合に、第２フェーズＰＨ２中においてインダクタ電流Ｉ_Ｌの平均値を求めるために用いられる。

【0132】

ステップＳ７００において、電流Ｉ_Ｌのサンプル並びに電圧Ｖ_ＰＶ及びＶ_ＤＣのサンプルが取得される。

【0133】

次のステップＳ７０１において、スイッチＭ１のオンへの切替中及びオフへの切替中の電流Ｉ_Ｌの変動が、オン状態からオフ状態又はオフ状態からオン状態への移行時刻において、Ｐｗｍ信号値に関連する電流Ｉ_Ｌのサンプル並びにＶ_ＰＶ及びＶ_ＤＣの電圧サンプルからそれぞれ復元される。言い換えると、高周波電流リップルが完全に再生される。

【0134】

電流Ｉ_Ｌの変動の例が図８（ａ）〜図８（ｃ）に示されている。

【0135】

図８（ａ）〜図８（ｃ）は、インダクタ電流波形を再生するために用いられる曲線、及び図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表している。

【0136】

図８（ａ）は、２つの連続する切替周期において２つの連続したサンプルが得られる瞬間を表している。

【0137】

図８（ｂ）は、信号Ｐｗｍの電圧変動、及びキャリア生成モジュールＣａｒによって生成されるキャリア信号Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}と比較される信号Ｖ_Ｃｏｎｔによって与えられる電圧を表している。

【0138】

移行時刻ｔ_１及びｔ_２は、正確にＶ_Ｃｏｎｔ＝Ｖ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}である瞬間である。ただし、Ｖ_ＣｏｎｔはコントローラＰｉによって生成される補償済み制御信号である。

【0139】

信号Ｐｗｍがハイであるとき、電流Ｉ_Ｌは、Ｖ_ＰＶをインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ_０からｔ_１まで、及び、ｔ_２からｔ_３まで）を乗じた値に等しい勾配で増加する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶ_Ｃｏｎｔ及びＶ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}を監視することによって得られる。

【0140】

信号Ｐｗｍがローであるとき、電流Ｉ_Ｌは、Ｖ_ＰＶからＶ_ＤＣを引いた値をインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ_１からｔ_２まで）を乗じた値に等しい勾配で減少する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶ_Ｃｏｎｔ及びＶ_{Ｃａｒｒｉｅｒ}を監視することによって得られる。

【0141】

そして、サンプル及び信号Ｐｗｍから、図８（ｃ）に示されるようなＩ_Ｌの電流変動を再構成することができる。

【0142】

次のステップＳ７０２において、Ｉ_Ｌの再構成された電流変動、及びｆ_ＳＷよりもはるかに小さく例えばｆ_ＳＷの半分未満のカットオフ周波数を有するディジタルローパスフィルタを用いて、Ｉ_Ｌの平均値が求められる。

【0143】

図９は、本発明による、入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例である。

【0144】

より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。

【0145】

一般的見地から、本アルゴリズムによって、所与のサンプルに対するキャパシタ電流Ｉ_ＣＩＮは、キャパシタＣ_ＩＮの静電容量値に所与のサンプルの電圧導関数を乗じることによって求められる。電圧導関数は、フィッティング数学関数、例えば実係数を有する多項式関数によって得られる。

【0146】

フィッティング数学関数は、所与の時間サンプルについての処理された電圧を取得するために、連続的な時間サンプルｘ_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において測定された電圧ｙ_ｉと関数ｆ（ｘ_ｉ）との差の二乗和を最小化することによって得られる。これは、以下のように行われる。

【0147】

Ｎ個のサンプル（ｘ_１，ｙ_１），（ｘ_２，ｙ_２）．．．（ｘ_Ｎ，ｙ_Ｎ）が与えられると、必要とされるフィッティング数学関数を、例えば以下の形に書くことができる。

【数1】

ただし、ｆ_ｊ（ｘ）（ｊ＝１，２．．．Ｋ）はｘの数学関数であり、Ｃ_ｊ（ｊ＝１，２．．．Ｋ）は当初は未知の定数である。

【0148】

ｆ（ｘ）とｙの実際の値との差の二乗和は、以下によって与えられる。

【数2】

【0149】

この誤差項は、定数Ｃ_ｊ（ｊ＝１，２，．．．Ｋ）の各々についてＥの１階偏導関数を取り、その結果をゼロにすることによって最小化される。したがって、対称なＫ元連立方程式が得られ、これがＣ_１、Ｃ_２、．．．、Ｃ_Ｋについて解かれる。この手順は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムとしても知られている。

【0150】

Ｖ_ＰＶの電圧サンプルについて、各サンプルに対して移動する所定の窓における適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線が取得される。したがって、電圧はフィルタリングされ、その導関数を窓の中心点すべてに対して非常に簡単かつ直接的な方法で同時に計算することができる。これにより、いかなる追加の電流センサも必要とすることなく電流が求められる。

【0151】

ステップＳ９００において、プロセッサ１００は、フェーズＰＨ２中に得られたＶ_ＰＶのＮ個のサンプルを取得する。例えば、少なくとも１００個のサンプルが取得される。各サンプルは２次元ベクトルであり、その係数は、電圧値とその電圧が測定された時刻である。

【0152】

次のステップＳ９０１において、プロセッサ１００は、移動窓のサイズを決定する。移動窓のサイズは、適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線を求めるために用いられるサンプルの数Ｎｐｔを表す。移動窓のサイズは奇数である。例えば、移動窓のサイズは２１に等しい。

【0153】

次のステップＳ９０２において、プロセッサ１００は、移動窓の中心点Ｎｃを求める。

【0154】

次のステップＳ９０３において、プロセッサ１００は、変数ｉを値Ｎｐｔに設定する。

【0155】

次のステップＳ９０４において、プロセッサ１００は、変数ｊをｉ−Ｎｃ＋１に設定する。

【0156】

次のステップＳ９０５において、プロセッサ１００は、変数ｋを１に設定する。

【0157】

次のステップＳ９０６において、プロセッサ１００は、ｘ（ｋ）の値をサンプルｊの時刻係数に設定する。

【0158】

次のステップＳ９０７において、プロセッサ１００は、ｙ（ｋ）の値をサンプルｊの電圧係数に設定する。

【0159】

次のステップＳ９０８において、プロセッサ１００は、変数ｋを１インクリメントする。

【0160】

次のステップＳ９０９において、プロセッサ１００は、変数ｊを１インクリメントする。

【0161】

次のステップＳ９１０において、プロセッサ１００は、変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。

【0162】

変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０６に戻る。そうでない場合、プロセッサ９００はステップＳ９１１に移る。

【0163】

ステップＳ９１１において、プロセッサ１００は、最小平均二乗アルゴリズムと、Ｓ９１０の条件に達するまでステップＳ９０６及びＳ９０７においてサンプリングされたすべてのｘ（ｋ）値及びｙ（ｋ）値とを用いて、フィッティング数学関数、例えば多項式関数ｙ（ｘ）＝ａｘ^２＋ｂｘ＋ｃを求める。

【0164】

プロセッサ１００は、二次多項式関数のａ、ｂ、及びｃの実係数

【数3】

を取得する。

【0165】

次のステップＳ９１２において、プロセッサ１００は、以下の式に従ってフィルタリングされた電圧値と必要とされる電流を評価する。

【数4】

【0166】

次のステップＳ９１３において、プロセッサ９００は、変数ｉを１単位インクリメントする。

【0167】

次のステップＳ９１４において、プロセッサ１００は、ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。

【0168】

ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０４に戻る。そうでない場合、プロセッサ３００はステップＳ９１５に移り、本アルゴリズムによって求められた電圧と電流のペアを出力する。

【0169】

その後、プロセッサ１００は、本アルゴリズムを中断し、図４のアルゴリズムのステップＳ４０４に戻る。

【0170】

ここで、電流センサを用いてインダクタを通って流れる電流を監視する代わりに、図９に開示されるアルゴリズムと類似のアルゴリズムを用いることによって、例えば、スイッチＭ１がオフ状態にある場合にはＶ_ＰＶからＶ_ＤＣを減算し、Ｍ１がオン状態にある場合には電圧がＶ_ＰＶに等しいと仮定することによって、インダクタＬ上の電圧の測定からインダクタを通って流れる電流を監視することができることに留意されたい。

【0171】

ここで、何らかの導関数を評価する代わりに、電圧測定値のみによってインダクタを通る電流を評価するのに適した適切な数値積分法を用いる必要があることに留意されたい。

【0172】

当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】