特許 6057477 非接触給電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6057477

(24)【登録日】2016年12月16日

(45)【発行日】2017年1月11日

(54)【発明の名称】非接触給電装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/12 20160101AFI20161226BHJP

   H02J 7/00 20060101ALI20161226BHJP

【ＦＩ】

   H02J50/12

   H02J7/00 301D

【請求項の数】4

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2014-210680(P2014-210680)

(22)【出願日】2014年10月15日

(65)【公開番号】特開2016-82670(P2016-82670A)

(43)【公開日】2016年5月16日

【審査請求日】2015年2月6日

【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用 （１）ウェブサイトの掲載日：２０１４年５月２２日，ウェブサイトのアドレス：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎｓ＿ｓｔａｎｄａｒｄｓ／ｐｕｂｉｃａｔｉｏｎｓ／ｒｉｇｈｔｓ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍｌ，題目：「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｏｗｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｈｒｏｕｇｈ Ｃｏｎｃｒｅｔｅ Ｕｓｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｒｅｓｏｎａｔｉｎｇ ａｔ Ｕｔｉｌｉｔｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆ ６０ Ｈｚ」 （２）平成２６年度電気関係学会北陸支部連合大会のプログラム，開催日：平成２６年９月１２日，題目：Ａ６２「コンクリート壁で隔たれた空間へのワイヤレス給電」

(73)【特許権者】

【識別番号】515336009

【氏名又は名称】学校法人加計学園 岡山理科大学

(73)【特許権者】

【識別番号】514262657

【氏名又は名称】古川 裕人

(74)【代理人】

【識別番号】100114074

【弁理士】

【氏名又は名称】大谷 嘉一

(72)【発明者】

【氏名】石田 弘樹

(72)【発明者】

【氏名】古川 裕人

【審査官】 猪瀬 隆広

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１３−０３８９９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−２５５３４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１３５１０９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１１４９６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１４３１０６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０６３２４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−２１５０６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 再公表特許第２０１３／０８５０３０（ＪＰ，Ａ１）

【文献】 特開２０１４−０２３２６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１９１６９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０５５８３５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０６６２９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−２４３４３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−１４９８４５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ ５０／００− ５０／９０

Ｈ０２Ｊ ７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

給電側の共振用コンデンサが接続された給電コイルと、
受電側の共振用コンデンサが接続された受電コイルとを磁界共鳴により結合してあり、
前記給電コイル及び前記受電コイルは、対向配置した一対の磁性コアの各々に巻線として巻かれており、
前記各磁性コアは対向する磁極の嶺部が先端部に向けて徐々に薄くなるシングルフレア形状をし、動作周波数が４００Ｈｚ以下の低周波であることを特徴とする非接触給電装置。

【請求項2】

前記各磁性コアは略コ字形状であって、前記各磁性コアの中央部に給電コイル又は受電コイルが巻き廻されていることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。

【請求項3】

前記動作周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源周波数であることを特徴とする請求項１又は２記載の非接触給電装置。

【請求項4】

バッテリーの充電又は電子・電気機器の電源用に用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の非接触給電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、非接触型（ワイヤレス型）の給電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

送電用のケーブルやワイヤー等を用いない給電方法としては、磁界共鳴方式，電磁誘導方式，マイクロ波方式等が知られている。
このうち、電磁誘導方式は伝送距離が短く、マイクロ波方式は伝送距離が長いものの、伝送効率が悪い欠点がある。
これらに対して、磁界共鳴方式は、例えば数百Ｗ〜数ｋＷの比較的大きな電力を例えば数十ｃｍ〜数ｍの比較的長距離を伝送することができる。
磁界共鳴方式としては、２００６年にマサチューセッツ工科大学のＫｕｒｓ氏らにより報告があり（非特許文献１）、特許文献１には電動車両及び車両用給電装置が提案されている。
しかし、これまでに提案された方法は、例えば１０ｋＨｚ以上の動作周波数によるものである。
これは、周波数を高くすると高い伝送効率が得られるからであるが、一般家庭に設置されている５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源を用いるとなると、次のように複雑なシステムにならざるを得ない。
まず、ＡＣ−ＤＣコンバータ等にて商用電源の５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流を直流に変換し、次にＤＣ−ＡＣインバータ等にて直流を高周波に変換して給電コイルから受電コイル側に非接触送電し、受電コイル例では逆にＡＣ−ＡＣコンバータ等で高周波を直流に変換し、さらにＤＣ−ＡＣインバータ等にて商用交流に変換しなければ家電製品に使用できないシステム上の技術的課題がある。
なお、マトリックスコンバーター（株式会社安川電機）と称させるＡＣ−ＡＣ直接変換装置も提案されているが、その場合も変換エネルギーロスが生じる。
また、特許文献１に開示するように電動車両の充電に用いる場合に、給電側の一次コイルと受電側の二次コイルとの間に、例えばコンクリート等の物体が介在すると電力がこのような介在物に吸収され、実質的に送電できなくなる問題がある。
また、例えば１０ｋＨｚ，５０Ｗを超える電磁波の放射等、高周電磁波の場合に法律上の規制を受けることもある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００９−１０６１３６号公報

【非特許文献】

【0004】

【非特許文献1】A. Kurs, A. Karalis, R. Moffatt, J. D. Joannopoulos, P. Fisher and M. Soljacic, “Wireless power transfer via strongly coupled magnetic resonances,” Science, vol. 317, pp. 83-86 (2007).

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明は、動作周波数として低周波を用いた磁界共鳴方式による非接触給電装置の提供を目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明に係る非接触給電装置は、給電側の共振用コンデンサが接続された給電コイルと、受電側の共振用コンデンサが接続された受電コイルとを磁界共鳴により結合してあり、前記給電コイル及び前記受電コイルは、対向配置した一対の磁性コアの各々に巻線として巻かれており、前記各磁性コアは対向する磁極の嶺部が先端部に向けて徐々に薄くなるシングルフレア形状をし、動作周波数が４００Ｈｚ以下の低周波であることを特徴とする。
本発明において、４００Ｈｚ以下の低周波数を用いるのは、異形状の磁性コアを製作するのに珪素鋼板を用いた場合に、図１５にその動作周波数と伝送効率のグラフを示すように４００Ｈｚを超えると伝送効率が急激に下がるからである。
ここで、動作周波数は商用電源周波数であってもよい。
動作周波数に５０Ｈｚ又は６０Ｈｚを用いると、コンバータやインバータ等が不要になり、システムが簡単になる。
このような給電装置は、バッテリーの充電又は電子・電気機器の電源用に用いることができる。

【発明の効果】

【0007】

本発明に係る非接触給電装置は、動作周波数として４００Ｈｚ以下の低周波を用いることができるので、例えばコンクリート，アスファルト，木材，プラスチック等の障害物があっても、それによる電力吸収を少なく抑えることができる。
また、例えば家庭内でワイヤレスにて電力を家電製品等に供給する場合にあっては、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ等の商用電源をそのまま動作周波数に用いることができるので、従来のコンバータ，インバータ等の周辺機器が不要になり、簡単な非接触給電システムを構築することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】実験回路図を示す。

【図2】実験装置を示す。

【図3】（ａ）は回路の例、（ｂ）は等価回路図を示す。

【図4】評価した磁性コアの仕様を示す。

【図5】伝送距離δに対する伝送効率ηの理論式と実験値の比較（銅損と鉄損に加え漂遊負荷損も考慮した計算結果）を示す。

【図6】伝送距離δに対する伝送電力Ｐ_ｏｕｔを示す。

【図7】鉄筋入りコンクリートの配置図を示す。

【図8】コンクリートブロックの影響の調査結果を示す。

【図9】結合係数ｋと伝達距離δの関係（実験結果）を示す。

【図10】ＦＤＴＤシミュレーションで用いる二次元空間に配置した仮想的な格子を示す。

【図11】ＦＤＴＤシミュレーションを用いて、（ａ）はＰ１、（ｂ）はＰ２、（ｃ）はＰ３をシミュレーションした磁力線の分布を示す。上側が給電装置、下側が受電装置を示す。

【図12】ＦＤＴＤシミュレーションにより算出された結合係数と伝送距離の関係を示す。

【図13】磁性コアＰ４の仕様を示す。

【図14】（ａ）は伝送距離δと伝送効率ηの関係、（ｂ）は伝送距離δと伝送電力Ｐ_ｏｕｔとの関係を示す。

【図15】珪素鋼板を用いた磁性コアにおける動作周波数と伝送効率ηのグラフを示す。

【発明を実施するための形態】

【0009】

本発明に係る非接触給電装置の構造例を以下具体的に説明するが、本発明はこれに限定されない。

【0010】

非接触による電力の伝送効率は、コイルの結合係数ｋとクオリティファクタＱとの積が大きい方がよくなる。
ここでＱは周波数とコイルのインダクタンスに比例し、本発明においては低周波数を用いるのでコイルのインダクタンスを高くするためにコイルの巻線の中心にいわゆる鉄芯とも称される磁性コアを用いた。
磁石コアの材料として珪素約３％含有する厚さ０．３５ｍｍの方向性珪素鋼板を所定のコア形状に切り出して積層し、複数層に巻線を行い試作評価した。

【0011】

実験回路図を図１に示し、実験装置の概要を図２に示す。
給電側と受電側の伝送距離は、アクリル板で製作した台を用いて調整した。
コイルに共振用コンデンサを接続する方法としては、並列接続と直列接続する方法が公知である。
従って、給電コイルと受電コイルとの組み合せの場合に４つのパターンがある。
いずれのパターンでも問題がなく、本実施例では図３（ａ）に示す並列接続同士の組み合せを例に回路解析を行った。
なお、図３において、ｒ_１は給電コイルの巻線抵抗、ｊｘ_１は給電コイルの漏れインダクタンス、−ｊｘ_ｃ１は給電コイルのコンデンサ、ｒ_２は受電コイルの巻線抵抗、ｊｘ_２は受電コイルの漏れインダクタンス、−ｊｘ_ｃ２は受電コイルのコンデンサ、ｒ_ｃは鉄損抵抗、ｒ_ｓは漂遊負荷損抵抗、ｊｘ_Ｌは相互インダクタンス、Ｒ_Ｌは負荷抵抗である。

【0012】

等価回路の解析について説明する。
共振周波数ω_０において、ｘ_Ｌとｘ_２のインダクタンス成分をキャンセルするようなｘｃ_２は次の式に従う。

【数1】

また、Ｃ_１を接続する前の合成インピーダンスＺは式（１）の条件を満たした状態では、式（２）として表現できる。
この時、抵抗成分であるｒ_１、ｒ_２、ｒ_ｃ、ｒ_ｓはリアクタンス成分に対して十分に小さいため無視した。

【数2】

Ｃ_１を接続したときの全合成インピーダンスをＺ’とすると、

【数3】

式（４）のＣ_１を満たすとき、Ｚ’の虚数部はゼロになる。
よって、式（１）と式（４）が共鳴に必要なコンデンサの条件である。

【数4】

次に、電圧の関係について調べると、Ｖ_ＬとＶ_２の関係は、

【数5】

次にＶ_ＩＮ＝Ｖ_１であり、且つ

【数6】

であるから、Ｖ_２とＶ_ＩＮの関係は次式となる。

【数7】

つまり、Ｖ_ＬとＶ_ＩＮの関係は式（７）で表される。

【数8】

次に回路に流れる各電流について考える。
Ｉ_１とＩ_Ｌの関係は式（７）の両辺をＲ_Ｌで割ることで求められる。

【数9】

このとき、Ｉ_１とＩ_Ｌは同相である。
Ｉ_ＬとＩ_２の関係は、

【数10】

よって、Ｉ_Ｌの絶対値は次のように表現できる。

【数11】

また、Ｉ_１とＩ_２の位相差は式（１０）で表される。

【数12】

であるから、

【数13】

Ｉ_０とＩ_１とＩ_２の関係は、キルヒホッフの第一法則より

【数14】

銅損、鉄損、漂遊負荷損を考慮した伝送効率は式（１２）である。

【数15】

式（１２）に式（８）から式（１１）の電流の式を代入すると次式になる。

【数16】

銅損が最小となる負荷抵抗の値は、式（１３）の通りである。

【数17】

式（１２）に式（１３）を代入することによって鉄損、銅損、漂遊負荷損を考慮した最大伝送効率を式（１４）のように求めることができる。
ただし、ここでの最大効率とは、銅損が最小となる条件での効率であり、鉄損、漂遊負荷損が最小になる条件ではない。

【数18】

ここで、ｋと２つのコイルのＱ_１およびＱ_２は次のように定義される。

【数19】

このとき、Ｌ_１は給電コイルの自己インダクタンス、Ｌ_２は受電コイルの自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスを表す。式（１５）から次の式が導かれる。

【数20】

ｋとＱを用いて式（１４）を書き直すと、

【数21】

式（１０）で示した位相差に銅損が最小となる条件、式（１３）を代入する。

【数22】

式（１８）を式（１７）へ代入し、

【数23】

次に、式（２０）は任意の条件で真であるため、式（２１）のように式（１９）を近似できる。

【数24】

Ｑ_１とＱ_２が等しい場合は、

【数25】

が成り立つので式（２１）は更に式（２２）に近似できる。

【数26】

式（２２）が６０Ｈｚのワイヤレス給電装置に適合していると考えられる伝送効率の理論式である。
なお、分母の各項はそれぞれ銅損、鉄損、漂遊負荷損を表している。

【数27】

【数28】

【数29】

【数30】

【0013】

図４に実験及び理論解析に用いた磁性コアの仕様を示し、図５に伝送距離δに対する理論式による値と実験結果を示す。
また、図６に伝送距離δに対する伝送電力Ｐ_ｏｕｔの実験結果と理論式による値を示す。
概ね、理論式が実験値と一致した。
この結果から磁性コアを用いることにより伝達距離１００ｍｍにて１００Ｗ以上の電力を送伝することが確認でき、その理論式の確からしさが実証できた。
また、磁性コアの影響が大きいことも明らかになった。
図４において磁性コアＰ２は、Ｐ１の磁極面積を２倍にした仕様であり、Ｐ３はＰ２とほぼ同じ磁極面積であるが、コイル断面積を０．６７倍にしたものである。
今回の評価では、Ｐ３が軽くて伝送電力の値が最も大きかった。

【0014】

次に給電コイルと受電コイルとの間にコンクリートブロックを介在させた時の影響を調査した。
図７（ａ）に示すようなコンクリートブロックを作成し、パターンＡとＢの配置を評価した。
鉄筋は直径５ｍｍ、ブロックの厚みは５０ｍｍと１００ｍｍのものを用いた。
磁性コアはＰ３のものである。
その結果を図８に示す。
このことから本発明に係る給電装置を用いると、コンクリートを介在させても高い伝送効率を示すことが分かる。

【0015】

次に磁性コアの形状について検討した。
先に述べたように伝送効率は、コイルのｋとＱの値が大きい方が高くなる。
このことは後述する式（２６）からもわかる。
Ｐ１、Ｐ２、およびＰ３の磁性コアをもつ装置は、磁性コアを持たない場合のコイルの自己インダクタンスが同じ値になるように巻線が巻かれている。
図９に結合係数ｋと伝送距離δの関係を示す。
ｋの値は、３つの装置で異なることから磁性コアの寸法や形状に影響される値であることがわかる。
装置を設計するためには、ｋを理論予測できる磁性コアの寸法や形状を考慮した電磁界シミュレーションが必要になる。
ｋは、給電コイルで作られた全磁束をΦ_１、Φ_１のうち受電コイルを鎖交した磁束Φ_２とすれば、両者の比で定義できる。

【数31】

コンピューターシミュレーションには、装置およびその周囲の空間での磁界をシュミレーションし、式（２４）からｋを推測する機能が必要になる。
電磁界シミュレーションには、有限要素法、モーメント法、時間領域差分法（ＦＤＴＤ）などかある。
本実施例では時間領域差分法（ＦＤＴＤ）を用いた。
図１０（ａ）は、ＦＤＴＤシミュレーションに用いる二次元空間に仮想的に配置した格子の概念図である。
電界および磁界はこの上で時間および空間に対して変化する。
図１０（ｂ）は、任意の位置での一つの格子を抜き出したものである。
任意の時間ｔ＝ｎΔｔを定義する。
ここで、ｎは整数、Δｔは刻み時間幅である。
また、任意の座標（ｘ＝ｉΔｘ，ｙ＝ｊΔｙ）と定義する。
ここで、ｉ、ｊは整数、Δｘ、Δｙは、ｘ方法およびｙ方向での一辺の格子長である。
任意の時間および座標でのｚ軸方向の電界Ｅ_ｚは次式を表現すると

【数32】

Ｍａｘｗｅｌｌ方程式に従えば、

【数33】

は、次式で表現できる。

【数34】

ここで、αおよびβは、以下の式で表される定数である。

【数35】

さらに、σは伝導率、σは誘電率、μは誘電率である。
次に式（２６）で示した

【数36】

を基準の時刻および座標として、Δｔ／２進んだ時刻における、座標

【数37】

でのｘ方向の磁界、および座標

【数38】

のｙ方向の磁界は、Ｍａｘｗｅｌｌ方程式に従い次式で表される。

【数39】

【数40】

式（２６）、式（２８）および式（２９）より、ある時刻、ある座標における電界は、同じ座標におけるΔｔ前の時刻の電界と、その周囲のΔｔ／２前の時刻の磁界により求められる。
同様にある時刻、ある座標における磁界は、同じ座標におけるΔｔ前の時刻の磁界と、その周囲のΔｔ／２前の時刻の電界により求められる。
実施例として図１１にＰ１、Ｐ２、Ｐ３のシミュレーション結果を示す。
ある時刻におけるｘ方向およびｙ方向の磁界［式（２８）と（２９）を指す。］からｘｙ平面での磁界強度を求め、磁界強度を色の濃淡および等高線で表した二次元でのシミュレーション結果である。
このシミュレーション結果から求めたｋと伝送距離δの関係を図１２に示す。
図９の実験結果と図１２のシミュレーション結果を比較すると、Ｐ１，Ｐ２及びＰ３の相対的な傾向は一致した。

【0016】

シミュレーションに基づいて改良設計した磁性コアの仕様を図１３にＰ４として示す。
また、図１４に伝送距離δに対する伝送効率ηと伝送電力Ｐ_ｏｕｔの実測値と理論式を用いた計算結果を示す。
Ｐ４は、Ｐ３に比較して軽く、伝送距離１０ｃｍのときにη＝７９％，Ｐ_ｏｕｔ＝１９０Ｗの大きな値を示した。
シミュレーション結果及び実験結果から軽量化を図りつつ、結合係数ｋを大きくするにはＰ２のように磁束が自身でループするのを抑え、磁束が通過しない外側の先端部は肉厚を薄くすることで軽量化を図るのがよい。
Ｐ４は磁極面積を大きくし且つ軽量化を図るのに、図１３では磁性コアの形状を中央部に巻線をし、その両側を磁極とした略コ字形状にし、その両側の先端部が徐々に薄くなるようにシングルフレア形状としたものである。
また、コーナー角をＲ形状、例えばＲ＝３ｍｍ以上に設定した。
これにより、Ｐ３よりも軽い１０ｋｇとなり伝送効率も向上した。

【図1】

【図3】

【図8】

【図9】

【図12】

【図2】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図10】

【図11】

【図13】

【図14】

【図15】