特許 6086428 ＳＲモータの固定子および回転子の設計方法、ＳＲモータの固定子および回転子の製造方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6086428

(24)【登録日】2017年2月10日

(45)【発行日】2017年3月1日

(54)【発明の名称】ＳＲモータの固定子および回転子の設計方法、ＳＲモータの固定子および回転子の製造方法

(51)【国際特許分類】

   H02K 19/10 20060101AFI20170220BHJP

【ＦＩ】

   H02K19/10 A

【請求項の数】4

【全頁数】21

(21)【出願番号】特願2013-15841(P2013-15841)

(22)【出願日】2013年1月30日

(65)【公開番号】特開2014-147269(P2014-147269A)

(43)【公開日】2014年8月14日

【審査請求日】2015年11月2日

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）経済産業省、平成２４年度 戦略的基盤技術高度化支援事業、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】500372717

【氏名又は名称】学校法人福岡工業大学

(73)【特許権者】

【識別番号】595018260

【氏名又は名称】株式会社明和製作所

(74)【代理人】

【識別番号】100099508

【弁理士】

【氏名又は名称】加藤 久

(74)【代理人】

【識別番号】100093285

【弁理士】

【氏名又は名称】久保山 隆

(72)【発明者】

【氏名】大山 和宏

(72)【発明者】

【氏名】藤井 裕昭

(72)【発明者】

【氏名】上原 一士

(72)【発明者】

【氏名】百武 康

【審査官】 尾家 英樹

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−１１４９７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−１５３３４７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００６／０４６３５８（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｋ １９／００− １９／３８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

有限要素法磁場解析で得られた標準ＳＲモータの回転子位置とコイル電流に対するインダクタンスを、コイル電流ごとの回転子位置を変数とし、コイル電流の大きさの変化を係数としたインダクタンス関数と、回転子位置を変数とする関数とから関数化し、
その関数の係数に変化を与えたときの固定区間励磁ＰＷＭ電圧制御法を適用した際のコア形状の変化がモータ効率に与える影響について、コア形状の変化を与えながら、負荷トルクと回転数で表現される各動作点に対するモータ効率の分布を計算することで、定量的に算出し、
その算出結果に基づき、インダクタンスの最大値を増大させることで、回転子および固定子の対向・非対向位置のインダクタンス差が大きくなるようにコア形状を決定することを特徴とするＳＲモータの固定子および回転子の設計方法。

【請求項2】

請求項１記載のＳＲモータの固定子および回転子の設計方法を用いて、固定子ヨークをコイルエンド上部まで軸方向に延長した形状、固定子・回転子の最適なティース長とテーパ形状、分割コアに適した固定子ヨークの形状、固定子・回転子ティースの軸方向の最適重なり形状となるように設計して製造するＳＲモータの固定子および回転子の製造方法。

【請求項3】

固定子ヨークのみを固定子ティース部よりも軸方向に前後１０ｍｍ程度延長する請求項２記載のＳＲモータの固定子および回転子の製造方法。

【請求項4】

固定子および回転子のティースを軸方向で交互に４ｍｍ間隔程度で重なる形状とする請求項２記載のＳＲモータの固定子および回転子の製造方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＳＲモータ（Switched Reluctance Motor）に関し、特に固定子および回転子の設計方法、ＳＲモータの固定子および回転子の製造方法に関する。

【背景技術】

【0002】

ＳＲモータは、回転子コアが突極構造で回転子には永久磁石や巻線がなく、機械的に堅牢で高温での運転が安定している等の利点があるため、近年は電気自動車やハイブリッド自動車のモータとして注目されつつある。また、ＳＲモータは、レアアースを用いないため安価である点も大きな特徴である。しかし、ブラシレス直流モータに比べてモータ効率が低いため実用化が遅れている。

【0003】

ＳＲモータのモータ効率を改善する技術として、低鉄損材料を用いることを前提としたコア形状の設計が行われている（非特許文献１参照）。しかし、コア形状の設計で対象としている設計パラメータが基本的なものに限定されており、コア形状の軸方向変化は考慮していないので、ＳＲモータの潜在能力が引き出せているとは言い難い。

【0004】

圧粉鉄心を用いて固定子・回転子コアのティースに重なりを持たせる構造が検討されているが、圧粉鉄心を前提としているので、機械的強度不足や磁化特性の悪さなど圧粉鉄心固有の問題があり、実用化には至っていない（非特許文献２参照）。

【0005】

電気機器の一般材料であるけい素鋼板を使用し、軸方向にコア形状を変化させ、モータ効率を向上させる設計例が特許文献１に開示されている。
この特許文献１に開示されたモータの製造方法では、固定子・回転子コアの形状を軸方向に変化させることは、設計できたとしても、従来のけい素鋼板を打ち抜く金型技術では、製造が極めて困難であった。
このような問題に対し、特許文献２には、コアのティースを打ち抜く刃をスライドすることによりコア形状を軸方向に変化することのできる金型技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２００５−３４８５５３号公報

【特許文献2】特許第４５７８４６０号公報（特開２００８−６７５８８号公報）

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】鈴木貴紀ら、「高効率スイッチトリラクタンスモータの開発」、電気学会論文誌Ｄ、１２６巻４号、２００６年

【非特許文献2】小笠原悟司、竹本真紹ら、「レアアースを使わない新構造の５０ｋＷハイブリッド自動車用フェライト磁石モータを開発」、［online］平成２２年９月２９日、独立行政法人新エネルギー・産業技術総合開発機構、国立大学法人北海道大学、［平成２４年１２月１９日検索］、インターネット<URL:http://www.nedo.go.jp/news/press/AA5_0005A.html>

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

上述したように、ＳＲモータのモータ効率は、固定子・回転子のコア形状だけでなく適用される制御方法によっても変化する。ＳＲモータは、数学モデルが確立している誘導機や同期機とは異なって制御方法が確立しておらず、設計パラメータがモータ効率に与える影響が明らかになっていないので、固定子コア、回転子コアの設計指針が立て難い。
本発明は、ＳＲモータの効率を向上することのできるＳＲモータの固定子および回転子の設計方法、ＳＲモータの固定子および回転子の製造方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

前記課題を解決するため、本発明のＳＲモータの回転子および固定子の設計方法は、
ダクタンスを、コイル電流ごとの回転子位置を変数とし、コイル電流の大きさの変化を係数としたインダクタンス関数と、回転子位置を変数とする関数とから関数化し、
その関数の係数に変化を与えたときの固定区間励磁ＰＷＭ電圧制御法を適用した際のコア形状の変化がモータ効率に与える影響について、コア形状の変化を与えながら、負荷トルクと回転数で表現される各動作点に対するモータ効率の分布を計算することで、定量的に算出し、
その算出結果に基づき、インダクタンスの最大値を増大させることで、回転子および固定子の対向・非対向位置のインダクタンス差が大きくなるようにコア形状を決定することを特徴とする。
また、本発明のＳＲモータの回転子および固定子の製造方法は、請求項１記載のＳＲモータの固定子および回転子の設計方法を用いて、固定子ヨークをコイルエンド上部まで軸方向に延長した形状、固定子・回転子の最適なティース長とテーパ形状、分割コアに適した固定子ヨークの形状、固定子・回転子ティースの軸方向の最適重なり形状となるように設計して製造することを特徴とする。
本発明においては、空間利用率を上げることを前提として、従来の設計で取り扱う固定子・回転子コアの断面形状に留まらず、固定子・回転子ティースが軸方向で交互に重なる形状や固定子ヨークのみを軸方向に延長する形状の発明を含む。
本発明によりモータ効率が向上するだけでなく、単位体積当たりの出力や発生トルクも向上する。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、ブラシレス直流モータに匹敵するモータ効率を得ることができ、機械的に堅牢で高温での運転が安定しているＳＲモータとしての特徴を活かして、電気自動車などの駆動源として利用することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明に係るＳＲモータの固定子・回転子形状の最適化設計法の流れを示すフローチャートである。

【図2】インダクタンス関数表現によるＳＲモータモデルを示すグラフである。

【図3】６／４極標準ＳＲモータのモータ効率を示すグラフである。

【図4】１２／８極標準ＳＲモータのモータ効率を示すグラフである。

【図5】６／４極ＳＲモータのモータ効率の定量的評価を示すグラフである。

【図6】１２／８極ＳＲモータのモータ効率の定量的評価を示すグラフである。

【図7】インダクタンス関数の変化方法の説明図である。

【図8】固定子コアとコイルエンド空間の、従来から本発明に変更した状態の説明図である。

【図9】６／４極と１２／８極のコイルエンド空間の比較表である。

【図10】６／４極コア長１１４ｍｍで回転子にＲを設けた例を示す半断面斜視図である。

【図11】１２／８極コア長１２６．８ｍｍの回転子にＲを設けない例を示す半断面斜視図である。

【図12】固定子と回転子のティース長の関係を示す説明図である。

【図13】本発明によるティース幅の変更例の説明図である。

【図14】本発明によるティーステーパ角の変更例の説明図である。

【図15-1】６／４極の場合のコイル電流が１Ａのときの回転子位置とインダクタンスの関係を示すグラフである。

【図15-2】６／４極の場合のコイル電流が１００Ａのときの回転子位置とインダクタンスの関係を示すグラフである。

【図16-1】１２／８極の場合のコイル電流が１Ａのときの回転子位置とインダクタンスの関係を示すグラフである。

【図16-2】１２／８極の場合のコイル電流が１００Ａのときの回転子位置とインダクタンスの関係を示すグラフである。

【図17】標準コア形状の高負荷時の磁束分布を示すチャートである。

【図18】テーパ角を設けたコア形状の高負荷時の磁束分布を示すチャートである。

【図19】分割コア接合部の箇所を示す説明図である。

【図20】分割コア外周コア幅５ｍｍの磁束分布を示すチャートである。

【図21】分割コア外周コア幅６ｍｍの磁束分布を示すチャートである。

【図22】分割コアの接合面のギャップ解析モデルを示す要部拡大チャートである。

【図23】回転子ティースのテーパ角のインダクタンス落差への影響を示すグラフである。

【図24】コアバックの説明図である。

【図25】コアバック延長とインダクタンス落差の関係を示すグラフである。

【図26】コア凹凸２段の例を示す断面図である。

【図27】コア凹凸３段の例を示す断面図である。

【図28】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの分割コア断面図である。

【図29-1】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの回転子断面図である。

【図29-2】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの回転子断面写真である。

【図30-1】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの回転子コアの写真である。

【図30-2】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータ回転子の分割コアの写真である。

【図31】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの固定子コアの写真である。

【図32】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの外観写真である。

【図33】６／４極ＳＲモータの静止トルクのグラフである。

【図34】１２／８極ＳＲモータの静止トルクのグラフである。

【図35】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータの回転数・出力電流特性を示すグラフである。

【図36】本発明の実施の形態に係る高効率ＳＲモータのモータ効率・モータ出力特性を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら具体的に説明する。
上述したように、スイッチトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）は、電気自動車（ＥＶ）用の永久磁石同期モータと比較して効率が劣っている。そこでＥＶ用ＳＲモータのモータ効率改善を目的としてコア形状を設計する。コア形状の設計は、有限要素法による磁場解析及び過渡シミュレーションによるモータ効率を評価することにより行う。

【0013】

本実施の形態では、最初にＳＲモータのインダクタンス曲線がモータ効率に与える影響を過渡シミュレーションにより検討し、検討結果に基づきコア形状の設計指針を立てる。
次に設計指針に基づいて、有限要素法による磁場解析で計算されるインダクタンス曲線を評価することによりコア形状を設計する。
最後に、設計したコア形状を適用したＳＲモータを試作し、実機試験によりモータ効率を測定し、設計によるモータ効率の改善効果について考察する。

【0014】

１．設計指針
ＳＲモータのコア形状を最適化するためには、コア形状を変更しつつ、モータ効率を含むＳＲモータの特性計算を繰り返す必要がある。
有限要素法による磁場解析は多大な解析時間を要する。そのため、図１で示すフローチャートに基づいて設計を行う。

【0015】

図１の、コア形状の基本設計１００のブロックにおいて、インダクタンス関数表現によるＳＲモータモデル１１０と、ＳＲモータ、機械系、インバータの角モデルを用いた過渡解析１２０と、速度トルク特性と運転効率１３０の各処理を用いた過渡シミュレーションを繰り返し、コア形状とモータ効率との関係を検討することで、コア形状の設計指針を決定する。
ブロック１００でコア形状の設計指針を決定した後、ブロック２００において、三次元有限要素法（ＦＥＭ）による磁場解析を用いて、設計指針に適うように回転子・固定子のコア形状を設計する。

【0016】

図２に、インダクタンス関数表現によるＳＲモータモデル１１０を示す。
ＦＥＭ磁場解析結果は、回転子位置と相電流をパラメータとした磁束鎖交数として与えられる。磁束鎖交数を相電流で割るとインダクタンスが得られる。
最初に標準コアに対するＦＥＭ磁場解析結果を用いて、相電流ごとに回転子位置を変数とするインダクタンスの最小二乗法による近似式を導出する。この近似式は回転子位置を変数とする高次多項式であり、インダクタンス関数として用いる。

係数ａ（ｎ）は相電流の大きさにより変化し、各相電流に対するＦＥＭ磁場解析結果を用いて最小二乗法により計算される。次数ｎは解析結果との誤差を評価して１０前後の値に決定する。
インダクタンス関数Ｌ（θ）を用いて、各動作点のトルク・起磁力・磁束鎖交数を計算してテーブル化することで、標準ＳＲモータモデルとなるトルクテーブルと起磁力テーブルが生成できる。
標準ＳＲモータのインダクタンス関数Ｌ（θ）に対して、コア形状の変更から予想される変化を与えれば、その変化に応じたトルクテーブルと起磁力テーブルで構成されるＳＲモータモデルを自動的に生成できる。与える変化は回転子位置を変数とする関数ｋ（θ）で表現される。この関数ｋ（θ）とインダクタンス関数Ｌ（θ）と乗ずることでコア形状の変化を考慮したインダクタンス関数が得られる。

標準ＳＲモータと同じ方法でコア形状の変化を考慮したＳＲモータモデルのトルクテーブルと起磁力テーブルが生成できる。

【0017】

図３に、６／４標準ＳＲモータのモータ効率を示す。これは、ＭＡＴＬＡＢＳｉｍｕｌｉｎｋを用いた過渡シミュレーションにおけるモータ効率の計算結果である。計算条件として、バッテリー電圧９６Ｖ、励磁開始・終了角を一定とする固定区間励磁、パルス幅変調（ＰＷＭ）電圧制御により発生トルクを調整する制御系を仮定している。
図４に、同じ条件下で計算した１２／８標準ＳＲモータのモータ効率を示す。
図３と図４より負荷トルクＴ_Lと回転数Ｎ_rで表現される各動作点に対するモータ効率の分布が分かる。コア形状の変化を与えて同様なモータ効率の分布を計算することで、コア形状の変化がモータ効率に与える影響を定量的に評価することができる。

【0018】

図５にインダクタンス関数の変化方法を示す。ここではコア形状を設計するための指針を得るために、実現の可能性については言及せずインダクタンスに変化を与え、モータ効率への影響を考察した。落差変化（１）はインダクタンスの最大値を増大させることで、落差変化（２）はインダクタンスの最小値を減少させることで、対向・非対向位置のインダクタンス差を大きく設計した場合を想定している。形状変化（１）はインダクタンスが後半に大きく変化するように設計した場合を想定し、形状変化（２）はインダクタンスが前半に大きく変化するように設計した場合を想定している。位相変化（１）と位相変化（２）は非対称な固定子と回転子を想定している。

【0019】

図６に６／４極ＳＲモータのモータ効率の定量的評価を示す。６／４極ＳＲモータの標準コアの動作領域（面積）で、各形状変化の動作領域を正規化している。落差変化（１）がＩに相当し、落差変化（２）がIIに相当する。形状変化（１）がIIIに相当し、形状変化（２）がIVに相当する。位相変化（１）はＶに相当し、位相変化（２）はVIに相当する。各棒グラフの上に平均効率と標準コアからの上昇ポイントを示している。
図７に１２／８極ＳＲモータのモータ効率の定量的評価を示す。６／４極ＳＲモータの標準コアの動作領域（面積）で、各形状変化の動作領域を正規化している。落差変化（１）がＩに相当し、落差変化（２）がIIに相当する。形状変化（１）がIIIに相当し、形状変化（２）がIVに相当する。位相変化（１）はＶに相当し、位相変化（２）はVIに相当する。各棒グラブの上に平均効率と標準コアからの上昇ポイントを示している。
６／４極ＳＲモータと１２／８極ＳＲモータの動作領域を比較すると、１２／８極ＳＲモータの動作領域が１．５倍となっている。各形状の効率改善の効果は、６／４極ＳＲモータと１２／８極ＳＲモータで同じような傾向であり、落差変化（１）が最も効果的で、続いて落差変化（２）と形状変化（１）が効果的である。

【0020】

図５で示すインダクタンス関数の変化をＳＲモータモデルに適用したときのモータ効率の変化を表１に示す。落差変化（１）が最も効果的であり、続いて落差変化（２）、形状変化（１）、位相変化（１）の順で効果的であることが分かった。落差が大きくなるとインダクタンスの空間微分値が大きくなるので、ＳＲモータのトルク発生原理から考えると効果的であるのは当然と言える。形状変化（１）と位相変化（１）が効果的なのは、励磁方法として固定区間励磁ＰＷＭ電圧制御法を適用しているため、電流が平均的に分布していることが影響したためと考えられる。形状変化と位相変化については励磁方法として可変区間励磁を適用した場合についても検討する必要があるため、落差変化（１）を第一優先として設計することにする。

【表1】

【0021】

２．コア設計
（１）コア延長
図８に示すように固定子コアとコイルエンドには空間がある。この空間をコアで埋めてコア断面を増やせばインダクタンスが増加して効率が向上する。また６／４極から１２／８極に変更することで、コイル断面積が小さくなり、コイルエンドの空間が発生するのでコアを更に延長できる。

【0022】

図９に６／４標準ＳＲモータと１２／８標準ＳＲモータのコイルエンド空間の比較を示す。６／４標準ＳＲモータを基準とすると、１２／８標準ＳＲモータは１２．８ｍｍコイルエンド空間が大きい。このコイルエンド空間を有効利用することができれば、６／４標準ＳＲモータよりも１２／８標準ＳＲモータの方がモータ効率改善の可能性が大きいと言える。

【0023】

図１０にコア長１１４ｍｍで固定子・回転子ティース端をコイルエンドに沿って曲率を設けた６／４極ＳＲモータの三次元解析モデルを示す。表２に６／４極コア長変更の効果を示す。固定子ティース端をコイルエンド形状に合わせることで、更にコア長を延長できるので対向位置のインダクタンスが増加する。また回転子ティース端を固定子ティース端の形状に合わせることで非対向位置のインダクタンスが僅かに減少するが、対向位置でのインダクタンスも減少するので、結果としてインダクタンス落差は増加しない。そこで固定子ティース端のみ曲率を設けることにする。

【0024】

【表2】

【0025】

図１１にコア長１２６．８ｍｍで固定子・回転子ティース端をコイルエンドに沿って曲率を設けた１２／８極ＳＲモータの三次元解析モデルを示す。表３に１２／８極コア長変更の効果を示す。

【0026】

【表3】

【0027】

６／４極と１２／８極の標準コアインダクタンス比較倍率を比較すると、１２／８極の方が固定子コアを大きく延長することが可能なので、インダクタンス落差が大きく増加している。

【0028】

（２）固定子・回転子ティース長の比率
図１２に示すように固定子ティース長と回転子ティース長の比率を変更し、インダクタンス落差を求めた。表４−１，表４−２に、６／４極ＳＲモータの固定子・回転子ティース長の比率変更に対する解析結果を示す。

【0029】

【表4-1】

【0030】

【表4-2】

【0031】

表５−１，表５−２に、１２／８極ＳＲモータの固定子・回転子ティース長の比率変更に対する解析結果を示す。対向位置でのインダクタンスは、ティース先端位置には影響されず、どのコイル電流においても変化が無い。しかし固定子ティース長を短くし、回転子ティース長を長くすることで、非対向位置でのインダクタンスは減少するので、インダクタンス落差が増加する。これらの傾向は、６／４極と１２／８極の両方に対して認められる。コイルスペースが確保できる範囲で、固定子ティース長を短く、回転子ティース長を長くした方が大きなインダクタンス落差が得られる。

【0032】

【表5-1】

【0033】

【表5-2】

【0034】

（３）コアティース形状
図１３に示すコアティース幅を広げた形状と、図１４に示すテーパ形状のどちらがインダクタンス落差の増加に有効か検討した。使用鉄量を等しくするため、両形状の断面積を等しくしている。
図１５−１、図１５−２に、６／４極ＳＲモータのコイル電流１Ａの場合と１００Ａの場合のインダクタンス曲線を示し、表６−１，表６−２にコイル電流１Ａの場合と１００Ａの場合のインダクタンス落差を示す。

【0035】

【表6-1】

【0036】

【表6-2】

【0037】

図１６−１、図１６−２に、１２／８極ＳＲモータのコイル電流１Ａの場合と１００Ａの場合のインダクタンス曲線を示し、表７−１，表７−２に、１２／８極ＳＲモータのコイル電流１Ａの場合と１００Ａの場合のインダクタンス落差を示す。低負荷（コイル電流１Ａ）のとき、ティース幅を広げた形状は対向位置のインダクタンスが増加し、テーパ角を設けた形状は標準と近い。高負荷（コイル電流１００Ａ）のとき、ティース幅を広げた形状は非対向位置のインダクタンスは増加し、テーパ角を設けた形状は非対向位置のインダクタンスは増加せず、対向位置でインダクタンスが増加する。また６／４極より１２／８極の方がティース形状変更による効果が大きい。

【0038】

【表7-1】

【0039】

【表7-2】

【0040】

図１７に標準コア形状の高負荷時の磁束分布を示す。図１８にテーパ角を設けたコア形状の高負荷時の磁束分布を示す。図１８ではテーパ角に合わせてコイル形状を変更しているが、コイル断面積は図１７と同じである。テーパ角を設けることでティースでの磁気飽和が軽減され、磁束が流れやすくなりコア全体の磁束が増加している。

【0041】

（４）極数
表８に、（１）から（３）までの解析結果よりインダクタンス落差に対する改善効果をまとめた。固定子・回転子ティース長の比率とコアティース形状による改善効果は、６／４極ＳＲモータと１２／８極ＳＲモータにおいて差が認められないが、コア延長の改善効果は１２／８極ＳＲモータの方が大きい。そこで以降は、１２／８極ＳＲモータに絞り、検討を行う。

【0042】

【表8】

【0043】

（５）分割コア
分割コアでは、集中巻コイルをコアと独立して製作できるので、コイル占積率が改善され、銅損が低減する。しかし図１９に示すように分割コア接合部の幅が狭くなるため、その周辺で磁気飽和する可能性がある。磁気飽和しない範囲でコイルスペースを広くとるために、コイル電流１００Ａの条件下で、分割コア接合部の幅を少しずつ狭くしていき、最適な幅を求める。表９−１、表９−２に、分割コア接合幅のインダクタンス落差への影響を示す。標準積層コアの幅より−６ｍｍ狭くするとインダクタンス落差が急激に減少している。

【0044】

【表9-1】

【0045】

【表9-2】

【0046】

図２０に分割コア接合部の幅−５ｍｍの磁束分布を示し、図２１に分割コア接合部の幅−６ｍｍの磁束分布を示す。解析で使用しているコア材料のＢＨ曲線は磁束１．６９［Ｔ］以上だと飽和状態となる。図２０の丸で示している箇所の磁束はおよそ１．４５［Ｔ］である。図２１の丸で示している箇所の磁束は見るとおよそ１．７３［Ｔ］で磁束が飽和しているのが確認できる。

【0047】

そこで分割コア接合部の幅は標準で設定しているコア接合部の幅より−５ｍｍ狭くした形状とする。分割コア接合部の幅を狭くすることでコイルスペースが増加する。コイルスペースを有効利用してテーパ角を増加させることで、更に磁束の流れを改善してインダクタンス落差を増加させる。表１０に示すように、テーパ角を増加させるとインダクタンス落差は増加するが、コイルスペースが狭くなりコイルが巻けなくなるので、テーパ角は６度に選定する。

【0048】

【表10】

【0049】

（６）分割コア接合面のギャップ
図２２に示すように、分割コア同士の接合面にギャップが発生すると仮定し、ギャップのインダクタンスへの影響を確認する。実際に製作される分割コアの接合部は複雑なので、簡潔に二次元解析により求めた。表１１に、分割コア接合面ギャップとインダクタンスを示す。接合面ギャップが０．１ｍｍであると急激にインダクタンスが減少して磁束の流れを妨げている。実機により分割コアを組む場合は、分割コアの接合面のギャップが発生しないように工夫する必要がある。

【0050】

【表11】

【0051】

（７）回転子ティースのテーパ角
固定子と異なり回転子はコイルスペースを考慮せず、テーパ角を自由に設けることが可能なので、テーパ角を０度から１８度まで２度毎に変更しながらインダクタンス落差を求める。図２３に回転子ティースのテーパ角のインダクタンス落差への影響を示す。テーパ角６度まではインダクタンス落差が増加しているが、８度付近で飽和している。そこで回転子ティースのテーパ角は８度に選定する。

【0052】

（８）コアバック
図２４に示すようにコアバックを設けることによりコア接合部を含めた固定子ヨークの断面積が増加するのでインダクタンス落差が増加する。図２５にコアバック延長とインダクタンス落差の関係を示す。コアバックを延長することでインダクタンス落差が増加している。標準モータと同サイズにするためコアバック延長は１０ｍｍとし、両端面で合わせて２０ｍｍとする。この段階で固定子コアのヨーク軸長は、標準コアと比較して多極化によるコア延長＋３０ｍｍにコアバック延長＋２０ｍｍが加わり、＋５０ｍｍとなる。

【0053】

（９）立体ギャップ構造
図２６に示すように固定子・回転子コア間のギャップを凹凸にすることでコア間の重なり面が増えるのでインダクタンスが増加する。最初に凹凸の段数を選定する。図２６は凹凸２段とした場合の形状を示し、図２７は凹凸３段とした場合の形状を示す。
前記の（２）においてコアティースの先端位置変更の上限を３ｍｍとしているので、両コア形状ともティース先端位置の変化を最大３ｍｍとする。表１２にコア凹凸段数の結果を示す。コイル電流１００Ａ時（高負荷時）で凹凸３段より凹凸２段の方インダクタンス落差が大きい。

【0054】

【表12】

【0055】

段数が増えることで段数の最上段の幅が徐々に狭くなるので、その部分で磁束が飽和していると考えられる。

【0056】

次に最適な凹凸の組み合わせと凹凸段の幅の組み合わせについて選定する。比較対象として、表１３に凹凸を設けないで０段目のみ使用したコア形状と２段目のみ使用したコア形状の結果を示す。

【0057】

【表13】

【0058】

表１４に凹凸幅２ｍｍの結果を示し、表１５に凹凸幅結果４ｍｍの結果を示し、表１６に凹凸８ｍｍの結果を示す。凹凸幅が狭い程、凹凸を多く設けることが可能であり、その分コアの重なり面を増やすことが可能なので低負荷時でのインダクタンス落差が増加する。しかし凹凸幅が狭いので高負荷時は磁気飽和の影響でインダクタンス落差が減少する。凹凸幅が広い程、凹凸の数が少なくなり凹凸の重なり面は減り、低負荷時でのインダクタンス落差の増加量は減少する。しかし凹凸幅が広いので高負荷時は磁気飽和の影響を受けない。

【0059】

【表14】

【0060】

【表15】

【0061】

【表16】

【0062】

更に凹凸形状を０段→１段→２段→１段→０段としたピラミッド型と０段→２段→０段とした溝型のインダクタンス落差を比較する。ピラミッド型より溝型の方が多くの凹凸を設けることが可能なのでコアの重なり面を得られ低負荷時でのインダクタンス落差が増加する。

【0063】

しかし高負荷時では磁気飽和の影響を強く受けてインダクタンス落差が減少する。バランスの良い凹凸幅４ｍｍの溝型に選定する。

【0064】

（１０）ギャップ長
ギャップ長を０．５ｍｍから０．３ｍｍに短縮したときのインダクタンス落差の増加量を検討する。表１７に固定子コア０段目のみ使用した条件でギャップ長を変更した結果を示し、表１８に固定子コア２段目のみ使用した条件でギャップ長を変更した結果を示す。ギャップ長を０．２ｍｍ狭くすることでインダクタンス落差が増加する。その効果は、固定子コア０段目より固定子コア２段目のみをした場合の方が大きい。

【0065】

【表17】

【0066】

【表18】

【0067】

３．高効率ＳＲモータ
２．で述べたコア設計に基づき高効率ＳＲモータを試作した。図２８に固定子コア断面を示し、図２９に回転子コア断面を示す。図３０に試作した回転子コアを示す。図３１に固定子コアを示す。固定子コアの製作には固定子分割コアが１２個必要である。図３２に完成した高効率ＳＲモータの外観を示す。

【0068】

（１）静止トルクの実機検証
実機試験により静止トルクの測定し、有限要素法磁場解析により求めた静止トルクの検証を行う。図３３に６／４極ＳＲモータの静止トルクを示す。
図３４に１２／８極ＳＲモータの静止トルクを示す。３種類のコア材料で静止トルクを解析で求めたが実測の静トルクと近似した値となった。

【0069】

（２）高効率ＳＲモータの効率
表１９に標準ＳＲモータと高効率ＳＲモータの性能表を示す。標準ＳＲモータと高効率ＳＲモータの特性試験結果を比較する。図３５に回転数と出力電流、図３６にモータ効率とモータ出力の結果を示す。

【0070】

【表19】

【0071】

４．まとめ
ＳＲモータのコア形状の基本設計を行い、モータ効率を向上させるための設計指針をまとめた。その設計指針に従い、磁界解析によるコア極数・形状の最適化設計を実施し、モータ効率が５％以上向上するコア極数とコア形状を決定した。決定したコア極数とコア形状のコア金型を製作することでＳＲモータを試作し、実機試験において５％以上のモータ効率向上を確認した。

【産業上の利用可能性】

【0072】

本発明は、電動機動力を利用するシステムに適用可能であり、例えば電気自動車の駆動モータに利用することができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15-1】

【図15-2】

【図16-1】

【図16-2】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29-1】

【図29-2】

【図30-1】

【図30-2】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】