特許 6089608 同期電動機の制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6089608

(24)【登録日】2017年2月17日

(45)【発行日】2017年3月8日

(54)【発明の名称】同期電動機の制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/18 20160101AFI20170227BHJP

【ＦＩ】

   H02P6/18

【請求項の数】2

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2012-245879(P2012-245879)

(22)【出願日】2012年11月8日

(65)【公開番号】特開2014-96875(P2014-96875A)

(43)【公開日】2014年5月22日

【審査請求日】2015年9月15日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(74)【代理人】

【識別番号】100096459

【弁理士】

【氏名又は名称】橋本 剛

(72)【発明者】

【氏名】滝口 昌司

(72)【発明者】

【氏名】小野 夢樹

【審査官】 上野 力

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−０６５４１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０５−３００７８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０５５０４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０５１０７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−３３９９９９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ６／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

永久磁石を界磁源とする同期電動機を位置・速度センサレスで制御する同期電動機の制御方法であって、
電圧や電流に高周波を重畳することによって同期電動機に流れる高周波電圧または高周波電流に基づいて第１の位相誤差成分を推定し、
同期電動機が回転することによって発生する速度起電力と、速度推定値の符号に基づいて第２の位相誤差成分を推定し、
第１の位相誤差成分と第２の位相誤差成分とを加算した複合誤差成分に基づいて速度制御および位相演算を行い、
前記第１の位相誤差成分は、
ｑ軸成分に現れる高周波成分から特徴量を抽出した値とし、
前記第２の位相誤差成分は、
ｄ軸成分の速度起電力と、速度推定値の符号と、に基づいて算出されたことを特徴とする同期電動機の制御方法。

【請求項2】

第２の位相誤差成分に速度推定値に応じた重みゲインを乗じて、複合誤差成分を算出することを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、永久磁石を界磁源とし、かつ制動巻線を有していない同期電動機（以下、ＰＭモータと称する）をインバータなどにより可変速制御するシステムに係り、特に、位置センサレス制御に関する。

【背景技術】

【0002】

ＰＭモータにおける界磁磁石の配置構造には、界磁鉄心の表面に磁石を張り付けるＳＰＭ構造（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）と鉄心内部に磁石を埋め込むＩＰＭ構造（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）とに大別することができる。

【0003】

界磁巻線を有する同期電動機や同期発電機では、界磁極の鉄心形状によって突極機と非突極機と定義することが多い。しかし、永久磁石同期機では、永久磁石の比透磁率が約１程度と低いため、鉄心と磁石の配置が異なるＳＰＭ構造とＩＰＭ構造では磁気特性も異なる。一般的には、二軸理論で表した永久磁石同期機の等価回路は、ＳＰＭ構造では界磁軸（Ｎ極）ｄ軸インダクタンスＬｄとその直行軸であるｑ軸インダクタンスＬｑがほぼ等しい非突極性を有することが多く、他方のＩＰＭ構造ではｑ軸よりｄ軸の方がインダクタンスが小さいという逆突極特性になることが多くなりやすい。

【0004】

もちろん界磁鉄心の形状を工夫すれば、ＳＰＭやＩＰＭという構造にかかわらず、非突極や逆突極という特性を任意に設計することも可能であるため、ここではＳＰＭやＩＰＭといった分類では無く、厳密に突極と非突極という磁気的な特性表現を使用する。

【0005】

ここでは、界磁極（Ｎ極，ｄ軸）を基準とする直交座標系において、固定子巻線のＬｄとＬｑの両軸のインダクタンス成分がほぼ等しい場合を“磁気的に非突極性を有する”と定義する。

【0006】

モータに磁極位置情報を検出する位置センサを取り付けることなく、モータを駆動する方法として、多数の「位置センサレス制御」と呼ばれる方式が開発されている。

【0007】

この「位置センサレス制御」は、速度起電力を利用しているが、定格速度の１０％付近以下になると、ＰＭモータの界磁鎖交磁束によって速度起電力が小さくなる。そのため、インバータなど変換器の電圧誤差の影響が速度起電力に対して相対的に大きくなり、その電圧誤差が大きな外乱となって正確な磁極位置が推定できなくなるという課題がある。

【0008】

この位置センサレス制御の低速域における課題を解決する方法として、突極性を有するモータでは、電流や電圧に高周波成分を重畳した磁極位置推定方法が開発されている（例えば、特許文献１，２）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【特許文献1】特開２００３−１５３５８２号公報

【特許文献2】特開平７−２４５９８１号公報

【非特許文献】

【0010】

【非特許文献1】田中康司，三木一郎、「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」、ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓ．ＩＡ，Ｖｏｌ１２５，Ｎｏ．９，ｐｐ８３３−８３８，２００５

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

図６は、高周波成分を重畳する位置センサレス制御方法（特許文献１）を示すブロック図である。

【0012】

この高周波成分を重畳する方式はモータの突極方向（例えば、ｄ軸またはｑ軸方向）を推定することはできるが、磁極のＮ−Ｓ極判定（例えば、ｄ軸の正方向と負方向の判定）ができない。そのため、Ｎ−Ｓ極の判定を誤るとｄ軸推定位相が電気角で１８０°の誤差を有することになり、推定ｑ軸の極性も反転してしまう。そのため、トルク指令とは逆方向のトルクが発生してしまい、回転させたい方向とは逆の方向に加速し続けてしまうという問題を引き起こす。以下、この異常現象を「逆転暴走」と呼ぶ。

【0013】

以上示したようなことから、逆転暴走が発生しても速やかに正常動作に復帰できる同期電動機の制御方法を提供することが課題となる。

【課題を解決するための手段】

【0014】

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、永久磁石を界磁源とする同期電動機を位置・速度センサレスで制御する同期電動機の制御方法であって、電圧や電流に高周波を重畳することによって同期電動機に流れる高周波電圧または高周波電流に基づいて第１の位相誤差成分を推定し、同期電動機が回転することによって発生する速度起電力と、速度推定値の符号に基づいて第２の位相誤差成分を推定し、第１の位相誤差成分と第２の位相誤差成分とを加算した複合誤差成分に基づいて速度制御および位相演算を行うことを特徴とする。

【0015】

また、その一態様として、前記第２の位相誤差成分は下記式により演算することを特徴とする。

【0016】

【数1】

【0017】

また、その他の態様として、前記第１の位相誤差成分は、ｑ軸成分に現れる高周波成分から特徴量を抽出した値とし、前記第２の位相誤差成分は、ｄ軸成分の速度起電力と、速度推定値の符号と、に基づいて算出されたことを特徴とする。

【0018】

さらに、第１，第２の各位相誤差成分に速度推定値に応じた重みゲインを乗じて、複合誤差成分を算出することを特徴とする。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、同期電動機の制御方法において、逆転暴走が発生しても速やかに正常動作に復帰することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】実施形態１における同期電動機の制御方法を示すブロック図である。

【図2】実施形態２における同期電動機の制御方法を示すブロック図である。

【図3】実施形態３における同期電動機の制御方法を示すブロック図である。

【図4】重みゲインの一例を示すグラフである。

【図5】従来と実施形態３における同期電動機の動作を示すタイムチャートである。

【図6】従来における同期電動機の制御方法の一例を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、本発明の実施形態１〜３における同期電動機の制御方法を図面に基づいて詳細に説明する。

【0022】

［実施形態１］
図１は、本実施形態１における位置センサレス制御を示すブロック図である。まず、本発明の基本となる高周波重畳法について簡単に説明する（より具体的には特許文献１やその他多数の論文等を参照）。なお、本実施形態１は高周波重畳法の一例を示すものであり、各部の演算等は他の方法であってもよい。

【0023】

実施形態１では、速度指令に対して制御を行う例を示している。速度制御部１１は速度指令ω^*と速度推定値ωとを比較し、偏差が零となるような電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*を生成する。電流制御部１２では、電流指令ｉｄ^*，ｉｑ^*と後述する平均電流検出値とを比較し、偏差が零となるような電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を生成する。ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*には後述する高周波電圧Ｖｄｈが重畳され、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とともに逆回転座標変換部１３に出力される。

【0024】

逆回転座標変換部１３では、ｄｑ軸の電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を推定位相θに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに逆座標変換する。電力変換装置２は前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相成分の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてＰＭモータ１に電流を供給する。この時の電流を電流検出器３で検出する。回転座標変換部４では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、推定位相θに基づいてｄｑ軸の電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに変換する。

【0025】

移動平均部５はｄｑ軸の電流検出値Ｉｄ，Ｉｑの平均電流検出値を算出する。ここでは、電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に重畳する高周波電圧Ｖｄｈの高周波角速度ωｈの１周期を平均期間とする。この平均電流検出値は電流制御部１２にフィードバックされ、電流制御に用いられる。また、電流検出値Ｉｄ，Ｉｑから、この電流検出値を減算することにより高周波電流成分Ｉｄｈ，Ｉｑｈを抽出する。電流検出値Ｉｄ，Ｉｑには高調波成分と定常成分が含まれているため、帯域フィルタや１周期の平均電流検出値を減算する等の操作により高調波電流成分Ｉｄｈ，Ｉｑｈだけを抽出することができる。

【0026】

高周波発生部６は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に重畳する高周波電圧Ｖｄｈを出力するものである。具体的には、積分器６ａにより高周波角速度指令ωｈを積分してｃｏｓ部６ｂにかけ、振幅調整部６ｃにより振幅を｜Ｖｈ｜に調整する。この振幅がＶｈで角周波数がωｈであるｄ軸の高周波電圧Ｖｄｈを電圧指令Ｖｄ^*に加算し、加算された値が逆回転座標変換部１３に出力される。また、高周波発生部６は、積分器６ａにより高周波角速度指令ωｈを積分してｓｉｎ部６ｄにかけ、特徴量演算部７に出力する。

【0027】

特徴量演算部７では、前記高周波電流成分Ｉｄｈ，Ｉｑｈにｓｉｎ部６ｄの出力をそれぞれ乗算し、移動平均を行うことにより特徴量Ｉｄｈ＿ｓｉｎ，Ｉｑｈ＿ｓｉｎを抽出する。

【0028】

第１の位相誤差演算部８は、前記特徴量Ｉｄｈ＿ｓｉｎ，Ｉｑｈ＿ｓｉｎから下記（１）式により第１の位相誤差成分（本実施形態１では、第１の位相誤差推定値Δθ）を演算する。

【0029】

【数2】

【0030】

ＰＩ制御器９により第１の位相誤差推定値Δθを零とするような速度推定値ωを生成する。この速度推定値ωは速度制御器１１に出力され、速度制御に用いられる。また、前記速度推定値ωは積分器１０において積分することにより推定位相θに変換され、この推定位相θが回転座標変換部４，逆回転座標変換部１３の座標変換に用いられる。

【0031】

以上が高周波重畳法の概略である。本実施形態１における高周波重畳法からの変更点は、高周波を重畳することによって得られる第１の位相誤差推定値Δθに対して、電流検出値ｉｄ，ｉｑと電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*（または電圧検出値）から永久磁石の鎖交磁束による速度起電力ｅを演算し、その速度起電力ｅの情報から得られる第２の位相誤差成分（本実施形態１では、第２の位相誤差推定値Δθ’）を加算することである。この第１の位相誤差推定値Δθと第２の位相誤差推定値Δθ’を加算した複合位相誤差を零にするように制御をかけることにより、逆転暴走しても復帰できる機能を有する速度推定値ωを得る。

【0032】

ここで、速度起電力ｅを利用した第２の位相誤差推定値Δθ’の推定方法について具体的に説明する。本実施形態１では、従来の制御ブロック（図６）に対して、電圧、電流値から速度起電力ｅｄ，ｅｑを計算する誘起電圧演算部１４と、速度起電力ｅｄ，ｅｑと速度推定値ωの符号を用いて第２の位相誤差推定値Δθ’を演算する第２の位相誤差演算部１５と、第１の位相誤差推定値Δθと第２の位相誤差推定値Δθ’を加算する加算部１６と、が追加されている。

【0033】

すなわち、誘起電圧演算部１４では、電流制御部１２から出力される電圧指令Ｖｄ^*，Ｖｑ^*と、移動平均部５の高周波を除去した平均電流検出値から、下記（２）式により速度起電力ｅｄ，ｅｑを演算する。この速度起電力ｅの演算は下記（２）式のようにＰＭモータ１の電圧電流方程式から逆算しても良いし、拡張誘起電圧オブザーバ（非特許文献１）を用いるなど多くの方法があるが、ここでは電圧電流方程式を利用する例で説明する。

【0034】

【数3】

【0035】

次に、第２の位相誤差演算部１５において、速度起電力ｅｄ，ｅｑを利用して下記（３）式により第２の位相誤差推定値Δθ’を演算する。

【0036】

【数4】

【0037】

ここで、ｓｇｎ（）関数は、入力が正なら１，負なら−１，零なら０を出力する関数である。

【0038】

加算器１６は、高周波成分による第１の位相誤差推定値Δθに、速度起電力ｅｄ，ｅｑで求めた第２の位相誤差推定値Δθ’を加算して、複合誤差成分を算出し、新たな位相誤差推定値としてＰＩ制御器９に出力する。なお、誘起電圧演算部１４と第２の位相推定演算部１５に使用する速度推定値ωは、ＰＩ演算部９における前回のサンプル時刻の値で近似する。

【0039】

本実施形態１によれば、ＰＭモータ１の停止時には、上記（２）式のωの項が零となるため速度起電力ｅがほぼ零となるが、高周波重畳法ではｐ・Ｌｄ・ｉｄやｐ・Ｌｄ・ｉｑ項に高周波角速度指令ωｈの速度起電力の成分が現れる。これを利用して第１の位相誤差推定値Δθに関する特徴量を抽出して速度・位相を推定することができる。

【0040】

ここで、もし推定された位相がＮ−Ｓ極を誤り１８０°ずれた場合、そのまま始動されると前述のように逆転方向に加速する逆転暴走が発生するが、この暴走によって回転することにより速度起電力ｅｄ，ｅｑが発生するため、その速度起電力ｅｄ，ｅｑから得られる第２の位相誤差推定値Δθ’を利用して磁極位置を修正することにより、正常な回転方向に復帰させることができる。

【0041】

［実施形態２］
実施形態１では、第１，２の位相誤差推定値Δθ，Δθ’を演算する際に非線形の関数であるｔａｎ^-1関数を使用しているが、ｔａｎ^-1関数に用いる値の符号が切り替わることがあり、特に分母側が変化すると大きく演算結果（第１，第２の位相誤差推定値Δθ，Δθ’）が変化してしまう。また、分母側に零が入力されると無限大の値を出力してしまう。

【0042】

そのため、このように速度推定値ωを演算する制御ブロックに非線形の関数を利用すると少しの入力外乱が異常に増幅されてしまうため、次段部のＰＩ制御部９の応答ゲインを高くすることが困難になる。

【0043】

そこで、本実施形態２では、非線形の関数であるｔａｎ^-1を使わずに、それぞれの位相誤差成分を直接加算するという近似を適用する。これにより、第１，第２の位相誤差演算部８，１５の外乱増幅分が抑制できた分のみ速度・位相の推定応答（ＰＩ制御部９の応答ゲイン）を高めることができる。

【0044】

近似を適用する誤差成分も存在するために、第２の位相誤差推定値Δθ’＜＜πという制限があるが、系の収束状態ではΔθ’≒０でありまた応答も高められるので、この近似を適用しても問題ない。また、逆に逆転暴走時は位相誤差推定値を１８０°反転させる大きな成分を発生させることが目的であり、９０°以上に補正できる成分さえあればよい。そのため、線形性は必要なく近似誤差が大きくても実用上は問題ない。

【0045】

図２は本実施形態２における同期電動機の制御装置を示すブロック図である。ここでは、実施形態１との相違点のみを説明し、実施形態１と同様の箇所は同一の符号を付してその説明を省略する。図２に示すように、ｑ軸特徴量演算部７’において、ｑ軸電流検出値Ｉｑに現れる高周波成分Ｉｑｈから特徴量Ｉｑｈ＿ｓｉｎを抽出する。ｄ軸の特徴量については省略する。誘起電圧演算部１４’では、ｄ軸成分の速度起電力ｅｄを演算する。第２の位相誤差演算部１５’では、前記ｄ軸成分の速度起電力ｅｄに速度推定値ωの符号と−１を乗じて（すなわち、ｓｇｎ（ω）・（−ｅｄ））、加算部１６に出力する。

【0046】

このｑ軸特徴量演算部７’で演算されたｑ軸の特徴量Ｉｑｈ＿ｓｉｎを第１の位相誤差成分とし、第２の位相誤差演算部１５’で演算されたｓｇｎ（ω）・（−ｅｄ）を第２の位相誤差成分として加算器１６で直接加算し、ＰＩ制御部９に出力する。その他は実施形態１と同様である。

【0047】

以上示したように、本実施形態２によれば、非線形の関数であるｔａｎ^-1（）を用いずに、ｑ軸特徴量演算部７’の出力と第２の位相誤差演算部１５’の出力を直接利用することにより、推定位相誤差の外乱による急な変化を減らすことができ、さらに演算量も減少することが可能となる。また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。

【0048】

［実施形態３］
高周波重畳法の第１の位相誤差推定値Δθまたは第１の位相誤差成分ｉｑｈ＿ｓｉｎと、速度起電力から得られる第２の位相誤差推定値Δθ’または第２の位相誤差成分ｓｇｎ（ω）・（−ｅｄ）を加算する際に、高周波重畳法と速度起電力から得られる位相誤差の何れか一方にゲインを掛けて重みを持たせると、さらに両成分の影響度を調整することができるようになる。

【0049】

特に、誘起電圧演算部１４，１４’は逆転暴走防止機能のため大きな値を発生することがあり、周波数に応じて可変となるゲインを位相誤差成分に掛けることにより、特に極低速時に生じ易い位相誤差の外乱成分の影響を小さくすることができる。

【0050】

図３に、本実施形態３における同期電動機の制御ブロックを示す。実施形態２における第２の位相誤差演算部１５’の出力に対して、乗算器１７により重みゲインＫ_pを乗算することにより、高周波重畳法における第１の位相誤差成分Ｉｑｈ＿ｓｉｎと速度起電力における第２の位相誤差成分ｓｇｎ（ω）・（−ｅｄ）とのバランスを調整する。本実施形態３では、第１の位相誤差成分ｉｑｈ＿ｓｉｎは固定しておく。

【0051】

図４に、前記重みゲインＫ_pのグラフを示す。図４に示すように、重みゲインＫ_pは速度推定値ωの周波数が−２０％以下，＋２０％以上の時は０．２とし、−２０％，＋２０％から０％に近づくに従って減少し、−２％〜＋２％では零となるように設定されている。すなわち、速度推定値ωの周波数が零付近では重みゲインＫ_pが零となるように設定されている。

【0052】

次に、実施形態１〜３の効果を数値演算器により動作をシミュレーションしたデータを用いて説明する。図５は、従来の高周波重畳法（図６）と実施形態３を適用した場合のシミュレーション結果を示す比較チャートであり、突極性を有するＰＭモータ１を、位相推定出力の初期位相が１８０°ずれた状態で始動したことを条件としている。

【0053】

図５において、（ａ）が従来の高周波重畳法、（ｂ）が実施形態３における制御方法であり、上段は速度指令、検出速度、速度推定の３種類の回転速度（ｐ．ｕ）を示し、下段は検出位相と推定位相の磁極位置を示している。

【0054】

図５（ａ）に示す従来の高周波重畳法は実位相と推定位相が１８０°ずれたままとなり、実速度が速度指令とは逆の方向に加速して逆転暴走している。一方、実施形態３を適用した場合は、始動時には実位相に対して推定位相が１８０°ずれて速度指令と実速度が逆転するものの、実速度と推定速度にはほとんど差が無いため、０．２ｓ付近で実速度が−０．１ｐ．ｕに達すると、図４の重みゲインＫ_pが有効となり、それ以降では正常な回転方向へと復帰できている。また、推定位相誤差も１８０°から０°付近へ修正できている。

【0055】

また、０．７５ｓで負荷トルクを０→１００％に変化させ、さらに２．０ｓで速度指令を１０％→−１０％へと変化させて、過渡的な安定性も確認したところ、いずれの条件でも脱調等せずに安定に運転を継続できる。

【0056】

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

【0057】

例えば、実施形態１〜３では、電圧指令に高周波電圧を重畳したが、電流指令に高周波電流を重畳してもよい。

【符号の説明】

【0058】

１…ＰＭモータ（同期電動機）
Ｖｄ^*，Ｖｑ^*…電圧指令
ｉｄ^*，ｉｑ^*…電流指令
ｉｄｈ，ｉｑｈ…高周波電流
Δθ…第１の位相誤差推定値（第１の位相誤差成分）
Δθ’…第２の位相誤差推定値（第２の位相誤差成分）
ｅｄ，ｅｑ…速度起電力
ω…速度推定値
Ｉｄｈ＿ｓｉｎ，Ｉｑｈ＿ｓｉｎ…特徴量
Ｋ_p…重みゲイン

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】