特許 6098248 ３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置および制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6098248

(24)【登録日】2017年3月3日

(45)【発行日】2017年3月22日

(54)【発明の名称】３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置および制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/483 20070101AFI20170313BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20170313BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20170313BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/483

   H02M7/48 L

   H02M7/48 E

   H02M7/12 G

   H02M7/12 A

【請求項の数】4

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2013-50278(P2013-50278)

(22)【出願日】2013年3月13日

(65)【公開番号】特開2014-176281(P2014-176281A)

(43)【公開日】2014年9月22日

【審査請求日】2015年12月10日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(74)【代理人】

【識別番号】100096459

【弁理士】

【氏名又は名称】橋本 剛

(72)【発明者】

【氏名】齋木 邦彦

(72)【発明者】

【氏名】大井 一伸

【審査官】 北嶋 賢二

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−２５７３６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１２／０９８７０９（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８３

Ｈ０２Ｍ ７／１２

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続した１つの直流電圧源を備え、
前記直流電圧源の正極端と負極端の間に順次直列接続された正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子と、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの共通接続点である中性点と、前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の中性点側スイッチング素子および第２の中性点側スイッチング素子と、によって構成された電力変換部を、単相交流分備えるか、又は三相交流分備え、
前記電力変換部の前記各スイッチング素子を、ゲート信号によってオン、オフ制御することによって前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点と前記中性点との間に３レベルの電圧を出力させる制御手段を備えた単相又は三相の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置であって、
前記制御手段は、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のゲート信号状態を遷移させるときは、１つのスイッチング素子のみ異なるゲート信号状態への遷移を許可し、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンとして、零電圧レベルを出力させる第１のゲート信号状態と、−Ｅの電圧レベルを出力させる第２のゲート信号状態と、＋Ｅの電圧レベルを出力させる第３のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第４のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第５のゲート信号状態と、前記各スイッチング素子をすべてオフとする第６のゲート信号状態と、を有したスイッチングパターンを備え、
起動時、停止時を含む過渡運転時は、前記第３のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第２のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴とする３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置。

【請求項2】

前記制御手段は、定常運転時は、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置。

【請求項3】

第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続した１つの直流電圧源を備え、
前記直流電圧源の正極端と負極端の間に順次直列接続された正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子と、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの共通接続点である中性点と、前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の中性点側スイッチング素子および第２の中性点側スイッチング素子と、によって構成された電力変換部を、単相交流分備えるか、又は三相交流分備え、
前記電力変換部の前記各スイッチング素子を、ゲート信号によってオン、オフ制御することによって前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点と前記中性点との間に３レベルの電圧を出力させる制御手段を備えた単相又は三相の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法であって、
前記制御手段は、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のゲート信号状態を遷移させるときは、１つのスイッチング素子のみ異なるゲート信号状態への遷移を許可し、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンとして、零電圧レベルを出力させる第１のゲート信号状態と、−Ｅの電圧レベルを出力させる第２のゲート信号状態と、＋Ｅの電圧レベルを出力させる第３のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第４のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第５のゲート信号状態と、前記各スイッチング素子をすべてオフとする第６のゲート信号状態と、を有したスイッチングパターンを備え、
起動時、停止時を含む過渡運転時は、前記第３のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第２のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴とする３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法。

【請求項4】

前記制御手段は、定常運転時は、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴とする請求項３に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、３レベルＴ型ＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）電力変換装置のゲート信号制御に関する。

【背景技術】

【0002】

電力変換装置には、（１）直流電圧を交流電圧に変換するインバータ、（２）交流電圧を直流電圧に変換するコンバータなどがある。図５、図６に、直流電圧を３レベルの交流相電圧に変換する３レベルＴ型ＮＰＣインバータの代表回路構成を、図７、図８に、交流電圧を直流電圧に変換する３レベルＴ型ＮＰＣコンバータの代表回路構成を各々示す。

【0003】

図５〜図８において、Ｃ１，Ｃ２は直流電圧源として直列接続されたコンデンサ（直流電圧平滑用コンデンサ）である。コンデンサＣ１の一端を正極端Ｖ_DCPとし、コンデンサＣ２の一端を負極端Ｖ_DCNとし、コンデンサＣ１、Ｃ２の他端どうしの共通接続点を中性点Ｎとしている。

【0004】

前記正極端Ｖ_DCPと負極端Ｖ_DCNの間には、正極側スイッチング素子Ｓ_1Uおよび負極側スイッチング素子Ｓ_4Uが順次直列に接続されている。

【0005】

前記中性点Ｎと前記スイッチング素子Ｓ_1UおよびＳ_4Uの共通接続点との間には、第１の中性点側スイッチング素子Ｓ_2Uおよび第２の中性点側スイッチング素子Ｓ_3Uが、互いに逆の耐圧方向に制御できる方向に直列接続されている。

【0006】

前記スイッチング素子Ｓ_1U〜Ｓ_4Uによって１つの電力変換部（１００）が構成され、直流電圧源である前記コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路に対して、図５、図７では三相分の電力変換部１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗが、図６、図８では単相分の電力変換部１００Ｕ，１００Ｖが各々設けられている。

【0007】

したがって、Ｕ相の電力変換部１００Ｕはスイッチング素子Ｓ_1U〜Ｓ_4Uにより構成され、前記スイッチング素子Ｓ_1UおよびＳ_4Uの共通接続点がＵ相端子Ｖ_ACUに接続され、Ｖ相の電力変換部１００Ｖはスイッチング素子Ｓ_1V〜Ｓ_4Vにより構成され、前記スイッチング素子Ｓ_1VおよびＳ_4Vの共通接続点がＶ相端子Ｖ_ACVに接続され、Ｗ相の電力変換部１００Ｗはスイッチング素子Ｓ_1W〜Ｓ_4wにより構成され、前記スイッチング素子Ｓ_1WおよびＳ_4Wの共通接続点がＷ相端子Ｖ_ACWに接続されている。

【0008】

また図５、図６の３レベルＴ型ＮＰＣインバータでは、前記正極端Ｖ_DCPおよび負極端Ｖ_DCNの間に電圧２Ｅの直流電源（図示省略）が接続され、各相端子Ｖ_ACU，Ｖ_ACV，Ｖ_ACW間又はＶ_ACU，Ｖ_ACV間にモータなどの交流負荷（図示省略）が接続される。

【0009】

図７の３相３レベルＴ型ＮＰＣコンバータでは、三相交流電源２００ａがリアクトルＬＦとコンデンサＣＦから成るフィルタ回路３００ａを介して各相端子Ｖ_ACU，Ｖ_ACV，Ｖ_ACWに接続され、正極端Ｖ_DCPおよび負極端Ｖ_DCNの間には直流負荷４００が接続されている。

【0010】

図８の単相３レベルＴ型ＮＰＣコンバータでは、単相交流電源２００ｂがリアクトルＬＦとコンデンサＣＦから成るフィルタ回路３００ｂを介して各相端子Ｖ_ACU，Ｖ_ACVに接続され、正極端Ｖ_DCPおよび負極端Ｖ_DCNの間には直流負荷４００が接続されている。

【0011】

図５〜図８の前記各スイッチング素子Ｓ_1U〜Ｓ_4U，Ｓ_1v〜Ｓ_4v，Ｓ_1w〜Ｓ_4wを図示省略の制御部によってオン、オフ制御することにより、中性点Ｎと各相端子Ｖ_ACU，Ｖ_ACV，Ｖ_ACWの間に３レベルの電圧が出力されるものである。

【0012】

図５〜図８において、Ｖ_DCP，Ｖ_DCNは正極端Ｖ_DCP、負極端Ｖ_DCNの端子電圧、Ｖ_ACU，Ｖ_ACV，Ｖ_ACWは各相端子および交流相電圧を表している。前記各スイッチング素子Ｓ_1U〜Ｓ_4U，Ｓ_1v〜Ｓ_4v，Ｓ_1w〜Ｓ_4wは、ゲート信号によってオン、オフ可能なＩＧＢＴなどの自己消弧形半導体素子および逆並列接続ダイオードによって構成されるスイッチングデバイスである。

【0013】

尚、従来の３レベルインバータの制御方式として、例えば特許文献１、２に記載のものが提案されていた。

【0014】

ここで、以下の説明では、前記各スイッチング素子Ｓ_1U，Ｓ_1V，Ｓ_1Wをスイッチング素子Ｓ₁＊、スイッチング素子Ｓ_2U，Ｓ_2V，Ｓ_2Wをスイッチング素子Ｓ₂＊、スイッチング素子Ｓ_3U，Ｓ_3V，Ｓ_3Wをスイッチング素子Ｓ₃＊、スイッチング素子Ｓ_4U，Ｓ_4V，Ｓ_4Wをスイッチング素子Ｓ₄＊と表記し、各相端子および交流相電圧Ｖ_ACU，Ｖ_ACV，Ｖ_ACWをＶ_AC＊と表記し、交流相電流Ｉ_ACU，Ｉ_ACV，Ｉ_ACWをＩ_AC＊と表記し、前記各＊に、相を表すＵ，Ｖ，Ｗが代入されるものとする。

【0015】

一般的な２レベル電力変換装置と同様に３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置においても、スイッチング素子のオンもしくはオフの状態の遷移時に、直流電圧源の短絡防止のためゲート信号にデッドタイム期間を設ける必要がある。従来の２レベル電力変換装置では、デッドタイム期間の生成をキャリア比較後のゲート信号の立ち上がり時の遅延処理により行っていた。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0016】

【特許文献1】特許第３０８４６４５号公報

【特許文献2】特開２００９−２７８１８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0017】

図５〜図８に示す３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置に、前記デッドタイム期間を生成する処理を拡張する場合、指令値、キャリアと各スイッチング素子のゲート信号の関係を示す図９のように、スイッチング素子Ｓ₁＊とＳ₃＊、Ｓ₂＊とＳ₄＊を排他的にオンさせることで、直流電圧源に相当するコンデンサＣ１およびＣ２の上下短絡を防止できる。

【0018】

したがって、スイッチング素子Ｓ₁＊とＳ₃＊（あるいはＳ₂＊とＳ₄＊）を同時にオフさせる期間を設けることで、デッドタイム期間を生成する。図９の（２）がデッドタイム期間に相当する。

【0019】

このデッドタイム期間の生成方式では、図９に示すような指令値の急変によりゲート信号が変化した場合に交流相電圧Ｖ_AC＊（端子Ｖ_AC＊〜中性点Ｎ間の電圧）の変動が発生する。その動作について以下に説明する。

【0020】

図９中の上側キャリアでは、指令値がキャリア以上の場合はＳ₁＊がオンでＳ₃＊がオフするように制御し、指令値がキャリア未満の場合はＳ₁＊がオフでＳ₃＊がオンするように制御する。同様に、下側キャリアでは、指令値がキャリア以上の場合はＳ₂＊がオンでＳ₄＊がオフするように制御し、指令値がキャリア未満の場合はＳ₂＊がオフでＳ₄＊がオンするように制御する。

【0021】

図９に示すように、指令値が上側キャリア以上の状態から下側キャリア未満に急変した場合、Ｓ₁＊とＳ₂＊がオンの状態である（１）から、デッドタイム期間としての全てのゲート信号がオフの状態である（２）を介して、Ｓ₃＊とＳ₄＊がオンの状態である（３）へと遷移する。（２）の期間は、ゲート信号の立ち上がりに対して遅延を挿入することで発生している期間である。

【0022】

ゲート信号制御による電流経路の変化を示す図１０では、図９の（１）、（２）、（３）における電流の向きによる交流相電圧Ｖ_AC＊を表し、１つの相の電力変換部のスイッチング素子について示している。図中の点線矢印は電流を示しており、中性点Ｎから各相端子Ｖ_AC＊へ流れる向きを＋、各相端子Ｖ_AC＊から中性点Ｎへ流れる向きを−とする。
（１）の状態では、電流の向きによらず交流相端子Ｖ_AC＊はＥを出力する。
（２）の状態では、電流の向きが＋の場合は−Ｅを、電流の向きが−の場合は＋Ｅを出力する。
（３）の状態では、電流の向きによらず交流相端子Ｖ_AC＊は−Ｅを出力する。

【0023】

電流の向きが＋場合では（１）から（２）へ切り替わる際に交流相電圧Ｖ_AC＊がＥから−Ｅへ変化する。

【0024】

このように、従来のゲート出力の遅延処理によるデッドタイム作成方式では、指令値の急変時に交流相電圧Ｖ_AC＊の変動が直流電圧２Ｅ分変化することがある。

【0025】

電力変換装置がインバータの場合、交流相電圧Ｖ_AC＊の変動分が大きいほど、モータなどの交流負荷に印加される電圧サージが高くなる。この電圧サージによって、負荷の絶縁寿命を短縮させるという問題点があった。

【0026】

電力変換装置がコンバータの場合、交流相電圧Ｖ_AC＊の変動分が大きいほど、電源とコンバータ間に挿入されているフィルタ回路のリアクトルＬＦとコンデンサＣＦに印加される電圧サージが高くなる。この電圧サージによって、フィルタ回路の絶縁寿命を短縮させるという問題点があった。

【0027】

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、起動、停止時などの過渡運転時や定常運転時に、交流相電圧の変動を抑制することができる３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置および制御方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0028】

上記課題を解決するための請求項１に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置は、１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続した１つの直流電圧源を備え、前記直流電圧源の正極端と負極端の間に順次直列接続された正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子と、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの共通接続点である中性点と、前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の中性点側スイッチング素子および第２の中性点側スイッチング素子と、によって構成された電力変換部を、単相交流分備えるか、又は三相交流分備え、前記電力変換部の前記各スイッチング素子を、ゲート信号によってオン、オフ制御することによって前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点と前記中性点との間に３レベルの電圧を出力させる制御手段を備えた単相又は三相の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置であって、
前記制御手段は、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のゲート信号状態を遷移させるときは、１つのスイッチング素子のみ異なるゲート信号状態への遷移を許可し、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンとして、零電圧レベルを出力させる第１のゲート信号状態と、−Ｅの電圧レベルを出力させる第２のゲート信号状態と、＋Ｅの電圧レベルを出力させる第３のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第４のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第５のゲート信号状態と、前記各スイッチング素子をすべてオフとする第６のゲート信号状態と、を有したスイッチングパターンを備え、
起動時、停止時を含む過渡運転時は、前記第３のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第２のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴としている。

【0029】

また、請求項３に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法は、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを直列接続した１つの直流電圧源を備え、前記直流電圧源の正極端と負極端の間に順次直列接続された正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子と、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの共通接続点である中性点と、前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点との間に順次直列接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の中性点側スイッチング素子および第２の中性点側スイッチング素子と、によって構成された電力変換部を、単相交流分備えるか、又は三相交流分備え、前記電力変換部の前記各スイッチング素子を、ゲート信号によってオン、オフ制御することによって前記正極側スイッチング素子および負極側スイッチング素子の共通接続点と前記中性点との間に３レベルの電圧を出力させる制御手段を備えた単相又は三相の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法であって、
前記制御手段は、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のゲート信号状態を遷移させるときは、１つのスイッチング素子のみ異なるゲート信号状態への遷移を許可し、
前記各相の電力変換部の前記各スイッチング素子のスイッチングパターンとして、零電圧レベルを出力させる第１のゲート信号状態と、−Ｅの電圧レベルを出力させる第２のゲート信号状態と、＋Ｅの電圧レベルを出力させる第３のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第４のゲート信号状態と、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第５のゲート信号状態と、前記各スイッチング素子をすべてオフとする第６のゲート信号状態と、を有したスイッチングパターンを備え、
起動時、停止時を含む過渡運転時は、前記第３のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第２のゲート信号状態と第６のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴としている。

【0030】

上記構成によれば、ゲート信号状態遷移時は、１つのスイッチング素子のみ異なるゲート信号状態へ遷移するので、交流相電圧の変動を抑制することができる。また、起動、停止時などの過渡運転時に交流相電圧が急変することが抑制される。

【0031】

また、請求項２に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御装置は、請求項１において、前記制御手段は、定常運転時は、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴としている。

【0032】

また、請求項４に記載の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の制御方法は、請求項３において、前記制御手段は、定常運転時は、前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間に第４のゲート信号状態を挟み、前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間に第５のゲート信号状態を挟んで制御を行うことを特徴としている。

【0033】

上記構成によれば、定常運転時に交流相電圧が急変することが抑制される。

【発明の効果】

【0037】

（１）請求項１〜４に記載の発明によれば、交流相電圧の変動を抑制することができる。これによって、電力変換装置がインバータの場合、モータなどの負荷に印加される電圧サージが抑制されて、負荷の絶縁寿命が延長される。また、電力変換装置がコンバータの場合、入力電源とコンバータ間に接続されるフィルタ回路（リアクトル、コンデンサ）に印加される電圧サージが抑制されて、フィルタ回路の絶縁寿命が延長される。
また、起動、停止時などの過渡運転時に交流相電圧が急変することが抑制される。
（２）請求項２、４に記載の発明によれば、定常運転時に交流相電圧が急変することが抑制される。

【図面の簡単な説明】

【0038】

【図1】本発明の実施形態におけるゲート制御による電流経路の変化を示す説明図。

【図2】本発明の実施形態におけるゲート信号の状態遷移図。

【図3】本発明の実施形態による遷移制限を適用しない場合の動作を示す説明図。

【図4】本発明の実施形態による遷移制限を適用する場合の動作を示す説明図。

【図5】本発明が適用される３相３レベルＴ型ＮＰＣインバータの代表回路図。

【図6】本発明が適用される単相３レベルＴ型ＮＰＣインバータの代表回路図。

【図7】本発明が適用される３相３レベルＴ型ＮＰＣコンバータの代表回路図。

【図8】本発明が適用される単相３レベルＴ型ＮＰＣコンバータの代表回路図。

【図9】従来方式による３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置のデッドタイム生成のようすを示す説明図。

【図10】従来方式におけるゲート制御による電流経路の変化を示す説明図。

【発明を実施するための形態】

【0039】

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本発明では、３レベルの相電圧を生成可能な３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置において、起動、停止時などの過渡運転時や定常運転時にゲート信号のデッドタイム・最小オン時間の生成を行い、交流相電圧の急変を抑制する制御方式を構築した。

【0040】

以下の実施形態例では、本発明を図５〜図８の３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置に適用した例を示す。図５〜図８に示す３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置は、各スイッチング素子の状態により交流相電圧Ｖ_AC＊がＥ，０，−Ｅの３状態をとる。この３つの状態を遷移することで交流の交流相電圧を得る。また、遷移の際に通過する状態がデッドタイム状態である。本実施形態例において、デッドタイム状態では、遷移前と遷移後の両方の状態においてオンしている共通の１個のスイッチング素子のみがオンしている。

【0041】

表１に、状態Ｎにおける交流相電圧Ｖ_AC＊および各スイッチング素子のオンオフ状態（本発明の制御手段としての制御部が制御するスイッチングパターン）を示す。

【0042】

【表1】

【0043】

表１において、スイッチ状態の「１」がオン、「０」がオフである。Ｎ＝０１、１２の２つの状態がデッドタイム状態にあたり、Ｎ＝０、１を遷移する際に通過するのがＮ＝０１であり、Ｎ＝１、２を遷移する際に通過するのがＮ＝１２である。また表１中の交流相電圧Ｖ_AC＊は電流が＋の場合と−の場合を各々示している。

【0044】

したがって、状態Ｎ＝１は零電圧レベルを出力させる第１のゲート信号状態、状態Ｎ＝２は−Ｅの電圧レベルを出力させる第２のゲート信号状態、状態Ｎ＝０は＋Ｅの電圧レベルを出力させる第３のゲート信号状態を各々示している。

【0045】

また、状態Ｎ＝０１は前記第１のゲート信号状態と第３のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第４のゲート信号状態を示し、状態Ｎ＝１２は前記第１のゲート信号状態と第２のゲート信号状態の間で遷移させるときにデッドタイムを設けるための第５のゲート信号状態を示し、状態Ｎ＝ＧＢは各スイッチング素子Ｓ₁＊、Ｓ₂＊、Ｓ₃＊、Ｓ₄＊をすべてオフとする第６のゲート信号状態を示している。

【0046】

尚、状態Ｎ＝ＧＢはゲートブロックを意味し、後述する起動、停止時において、交流相電圧Ｖ_AC＊の急変を抑制するため状態遷移制限を行うために挿入されるゲート信号状態を示している。

【0047】

上記のように状態Ｎ＝０１、１２のデッドタイム状態を通過することで、状態遷移毎の交流相電圧の変動を直流電源の電圧２Ｅの１／２であるＥに抑制することができる。

【0048】

表１の状態遷移に基づいて、図９のように指令値が急変した場合の回路の動作を図１に示す。尚、以下の図１、図３、図４では、３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置の第１および第２のコンデンサと、１つの相の正極側スイッチング素子Ｓ₁＊、負極側スイッチング素子Ｓ₄＊、第１および第２の中性点側スイッチング素子Ｓ₂＊、素子Ｓ₃＊のみを図示する。

【0049】

図１において、状態Ｎは、Ｎ＝０からＮ＝０１、Ｎ＝１、Ｎ＝１２を介してＮ＝２へ遷移する。Ｎ＝０からＮ＝０１に遷移する際は、電流の向きが＋の場合に交流相電圧Ｖ_AC＊がＥから０に変化する。Ｎ＝０１からＮ＝１に遷移する際は、電流の向きが−の場合に交流相電圧Ｖ_AC＊がＥから０に変化する。Ｎ＝１からＮ＝１２に遷移する際は、電流の向きが＋の場合に交流相電圧Ｖ_AC＊が０から−Ｅに変化する。Ｎ＝１２からＮ＝２に遷移する際は、電流の向きが−の場合に交流相電圧Ｖ_AC＊が０から−Ｅに変化する。

【0050】

このように、Ｎ＝０、１、２状態の遷移にＮ＝０１、１２であるデッドタイム状態を介することで、遷移毎の交流相電圧Ｖ_AC＊の変動はＥとなり、従来方式による交流相電圧Ｖ_AC＊の変動（２Ｅ）の半分となる。これにより、交流相電圧Ｖ_AC＊の急変を抑制した３レベルＴ型ＮＰＣ電力変換装置のデッドタイム処理が実現できる。

【0051】

この処理を装置の起動や停止時に拡張するため、スイッチングパターンとして、表１に全てのスイッチング素子がオフ状態であるＮ＝ＧＢの状態を設けている。各状態間の遷移において、ゲート信号の変化はスイッチング素子１個のみで行うと定義すると、図２に示すように状態間の遷移を制限する。図２のようにゲート信号の状態を変化させることで、起動、停止時においても交流相電圧Ｖ_AC＊の急変を抑制する。

【0052】

ここで、図２の状態遷移制限を適用せずに装置を停止する場合の動作を図３により説明する。図３では、Ｎ＝０から全てのスイッチング素子のゲート信号がオフとなるＮ＝ＧＢに遷移する場合を例としている。

【0053】

Ｎ＝０の状態では、電流の向きによらずＶ_AC＊＝Ｅになる。Ｎ＝ＧＢの状態では、電流の向きが＋の場合Ｖ_AC＊＝−Ｅに、電流の向きが−の場合Ｖ_AC＊＝Ｅになる。Ｎ＝０からＮ＝ＧＢに直接遷移した場合、電流の向きが−の場合は、スイッチング素子Ｓ₁＊の逆並列接続ダイオードを電流が通過しているために状態が遷移しても交流相電圧Ｖ_AC＊はＥを保持する。

【0054】

しかし、電流の向きが＋の場合は、状態の遷移によりスイッチング素子Ｓ₁＊のＩＧＢＴに流れていた電流が遮断され、その電流がスイッチング素子Ｓ₄＊の逆並列接続ダイオードを通過するため、Ｖ_AC＊＝−Ｅとなる。したがって、装置停止時の交流相電圧Ｖ_AC＊の変動が２Ｅとなる。

【0055】

一方、本発明の図２の状態遷移制限を適用して装置を停止する場合の動作を図４により説明する。図４に示すようにＮ＝０からＮ＝ＧＢへ遷移する際にＮ＝０１を経由するので、電流の向きが＋の場合では状態の遷移によりスイッチング素子Ｓ₁＊のＩＧＢＴに流れていた電流が遮断され、その電流が一旦スイッチング素子Ｓ₂＊のＩＧＢＴとスイッチング素子Ｓ₃＊の逆並列接続ダイオードを流れ、次の状態遷移時にスイッチング素子Ｓ₄＊の逆並列接続ダイオードを流れるようになる。これにより、状態遷移毎の交流相電圧Ｖ_AC＊の変動はＥとなる。

【0056】

このように、遷移制限を適用しない場合と比較して電圧の変動を半分にすることができる。この動作はＮ＝ＧＢからの装置の起動時でも有効であり、誘導性の負荷で残留電流が残っている場合の起動時に、交流相電圧Ｖ_AC＊の変化をＥに制限できる。これは、特に３レベルインバータにモータなどの負荷が直接接続された際に有効であり、負荷に印加される電圧の変動を抑制する効果がある。

【0057】

このように図２に示すゲート信号の状態遷移制限は、Ｎ＝０（第３のゲート信号状態）とＮ＝ＧＢ（第６のゲート信号状態）の間にＮ＝０１（第４のゲート信号状態）を挟み、Ｎ＝２（第２のゲート信号状態）とＮ＝ＧＢ（第６のゲート信号状態）の間にＮ＝１２（第５のゲート信号状態）を挟んでゲート信号状態を遷移させるものである。

【0058】

この制御方式は、交流相電圧Ｖ_AC＊の変動を抑制しつつ、定常運転時のデッドタイム処理と起動、停止時のゲートブロック処理を共通にできる特徴を持つ。

【符号の説明】

【0059】

１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗ…電力変換部
２００ａ…三相交流電源
２００ｂ…単相交流電源
３００ａ，３００ｂ…フィルタ回路
４００…直流負荷
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｓ_1U〜Ｓ_4U，Ｓ_1v〜Ｓ_4v，Ｓ_1w〜Ｓ_4w…スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】