特許 6114582 光源制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6114582

(24)【登録日】2017年3月24日

(45)【発行日】2017年4月12日

(54)【発明の名称】光源制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20170403BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 J

【請求項の数】9

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2013-51307(P2013-51307)

(22)【出願日】2013年3月14日

(65)【公開番号】特開2014-180099(P2014-180099A)

(43)【公開日】2014年9月25日

【審査請求日】2016年2月3日

(73)【特許権者】

【識別番号】000001133

【氏名又は名称】株式会社小糸製作所

(74)【代理人】

【識別番号】100105924

【弁理士】

【氏名又は名称】森下 賢樹

(74)【代理人】

【識別番号】100109047

【弁理士】

【氏名又は名称】村田 雄祐

(74)【代理人】

【識別番号】100109081

【弁理士】

【氏名又は名称】三木 友由

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 昌康

(72)【発明者】

【氏名】村松 隆雄

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−２２４０９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０３５１０５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 実開平０３−０６３０８３（ＪＰ，Ｕ）

【文献】 特開２０１０−２２６８２１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

駆動対象の光源を流れる駆動電流を生成する変換部と、
前記変換部を制御する制御部と、を備え、
前記変換部は、一次側回路と、二次側回路と、前記一次側回路と前記二次側回路との間に設けられたキャパシタと、を含み、
前記一次側回路はスイッチング素子と第１インダクタとを有し、前記スイッチング素子がオンのとき前記第１インダクタがエネルギを蓄えるよう構成され、
前記二次側回路は第２インダクタを有し、前記第２インダクタが駆動電流の変化の速さを制限するよう構成され、
前記変換部は、前記スイッチング素子がオンのとき駆動電流が上昇するよう構成され、
前記制御部は、駆動電流の大きさが所定の第１しきい値を上回ると前記スイッチング素子をオフし、駆動電流の大きさが前記第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回ると前記スイッチング素子をオンするよう構成され、
前記変換部はさらに、駆動電流の大きさが前記第１しきい値よりも大きい第３しきい値を上回ると駆動電流を抑制する抑制部を含み、
前記抑制部は、前記光源と並列に設けられ、駆動電流の大きさが前記第３しきい値を上回ると駆動電流の一部をバイパスするよう構成されることを特徴とする光源制御装置。

【請求項2】

駆動対象の光源を流れる駆動電流を生成する変換部と、
前記変換部を制御する制御部と、を備え、
前記変換部は、一次側回路と、二次側回路と、前記一次側回路と前記二次側回路との間に設けられたキャパシタと、を含み、
前記一次側回路はスイッチング素子と第１インダクタとを有し、前記スイッチング素子がオンのとき前記第１インダクタがエネルギを蓄えるよう構成され、
前記二次側回路は第２インダクタを有し、前記第２インダクタが駆動電流の変化の速さを制限するよう構成され、
前記変換部は、前記スイッチング素子がオンのとき駆動電流が上昇するよう構成され、駆動電流の経路上に設けられた電流検出抵抗を含み、
前記制御部は、前記電流検出抵抗の電圧降下に応じた駆動電流検出電圧にもとづいて駆動電流を検出し、駆動電流が所定の第１しきい値を上回ると前記スイッチング素子をオフし、駆動電流が前記第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回ると前記スイッチング素子をオンするよう構成され、
前記光源の両端間に平滑用キャパシタが接続されないことを特徴とする光源制御装置。

【請求項3】

前記変換部の入力電圧および出力電圧にもとづいて、第１しきい値および第２しきい値が設定されることを特徴とする請求項２に記載の光源制御装置。

【請求項4】

前記変換部の入力電圧および出力電圧にもとづいて、第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２の差分ΔＩが規定され、駆動電流の目標値をＩｍとするとき、Ｉｔｈ１＝Ｉｍ＋ΔＩ／２、Ｉｔｈ２＝Ｉｍ−ΔＩ／２に設定されることを特徴とする請求項３に記載の光源制御装置。

【請求項5】

前記変換部はさらに、駆動電流の大きさが前記第１しきい値よりも大きい第３しきい値を上回ると駆動電流を抑制する抑制部を含み、
前記抑制部は、前記光源と並列に設けられ、駆動電流の大きさが前記第３しきい値を上回ると駆動電流の一部をバイパスするよう構成されることを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載の光源制御装置。

【請求項6】

前記光源は直列に接続された複数の半導体光源であり、
前記複数の半導体光源のうちの少なくとも一部と並列に接続されたバイパススイッチをさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の光源制御装置。

【請求項7】

前記第１しきい値と前記第２しきい値との平均値を平均駆動電流、前記光源を駆動するのに必要な電圧の最小値を最小光源電圧、前記スイッチング素子のオンオフの周波数を駆動周波数と称すとき、前記キャパシタの静電容量は、平均駆動電流を駆動周波数と最小光源電圧との積で除した値よりも大きいことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の光源制御装置。

【請求項8】

前記制御部はさらに、前記スイッチング素子のオン期間が長いほど前記第１しきい値を小さくする補償部を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の光源制御装置。

【請求項9】

前記第１インダクタの一端には直流の入力電圧が印加され、前記第１インダクタの他端と前記スイッチング素子の一端とは接続され、前記スイッチング素子の他端には固定電圧が印加され、前記キャパシタの一端は前記第１インダクタの他端と接続されることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の光源制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明はＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源を制御する光源制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤが利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち輝度はＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。そのような点灯回路は通常エラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が一定となるようにフィードバック制御する。

【0003】

本出願人は、前照灯の配光を可変とし、きめの細かい配光制御を行うために、光源としてＬＥＤのアレイを採用し、各ＬＥＤを個別に点消灯する技術を特許文献１において提案している。特許文献１に記載の点灯回路では、各ＬＥＤに並列にバイパススイッチが設けられ、そのバイパススイッチのオンオフによりＬＥＤの個別点灯・消灯が実現されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１１−１９２８６５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、特許文献１に記載のバイパス方式では、各バイパススイッチのオンオフ切り替えの際に負荷の変動が生じる。ＬＥＤに供給すべき電流を生成する駆動回路の応答速度によっては、負荷の変動に伴い電流が狙いの値から外れる可能性がある。

【0006】

このような課題はバイパス方式に限らず、負荷が変動しうる任意の光源制御装置について生じうる。

【0007】

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷の変動に対する応答性がより良い光源制御装置の提供にある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明のある態様は、光源制御装置に関する。この光源制御装置は、駆動対象の光源を流れる駆動電流を生成する変換部と、変換部を制御する制御部と、を備える。変換部は、一次側回路と、二次側回路と、一次側回路と二次側回路との間に設けられたキャパシタと、を含む。一次側回路はスイッチング素子と第１インダクタとを有し、スイッチング素子がオンのとき第１インダクタがエネルギを蓄えるよう構成される。二次側回路は第２インダクタを有し、第２インダクタが駆動電流の変化の速さを制限するよう構成される。変換部は、スイッチング素子がオンのとき駆動電流が上昇するよう構成される。制御部は、駆動電流の大きさが所定の第１しきい値を上回るとスイッチング素子をオフし、駆動電流の大きさが第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回るとスイッチング素子をオンする。

【0009】

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、負荷の変動に対する光源制御装置の応答性を改善できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路の構成を示す回路図である。

【図2】第１スイッチング素子がオンのときの電流の流れを示す模式図である。

【図3】第１スイッチング素子がオフのときの電流の流れを示す模式図である。

【図4】図１のオンオフ制御部の構成を示す回路図である。

【図5】図４の波形変更部における変換動作を説明するための模式図である。

【図6】図１の抑制部の構成を示す回路図である。

【図7】図１のＬＥＤ点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。

【図8】比較例において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。

【図9】比較例において接続しているＬＥＤの数を急に多くしてアンダーシュートを発生させたときの波形図である。

【図10】実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。

【図11】実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に多くしてアンダーシュートを発生させたときの波形図である。

【図12】実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。

【図13】第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路の電力変換部の構成を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

【0013】

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

【0014】

実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路は、ｃｕｋコンバータから出力段の平滑用キャパシタを除き、代わりに電流ヒステリシス制御によりコンバータのスイッチング素子のオンオフを制御する構成を有する。これにより、駆動対象のＬＥＤのオンオフを個別に切り替える等により負荷が急変しても、平滑用キャパシタの充放電に起因する駆動電流の望まれない変化を抑制することができる。

【0015】

図１は、実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０の構成を示す回路図である。ＬＥＤ点灯回路１０は、電子制御ユニット（Electronic Control Unit）２０および直列に接続された複数（Ｎ個）の車載用のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎと接続される。Ｎは２以上の自然数である。ＬＥＤ点灯回路１０およびＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎは前照灯などの車両用灯具に搭載される。ＬＥＤ点灯回路１０は、光源であるＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎを制御する光源制御装置である。

【0016】

電子制御ユニット２０は、自動車などの車両の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコンピュータである。電子制御ユニット２０はスイッチＳＷを介して車載バッテリ３０と接続され、スイッチＳＷがオンされると車載バッテリ３０からバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。電子制御ユニット２０は、ＬＥＤ点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎとして直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを供給する。電子制御ユニット２０は、ＬＥＤ点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎよりも低い固定電圧すなわち接地電位Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。

【0017】

ＬＥＤ点灯回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧または降圧して負極性の出力電圧（＝−Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔは正の値））を生成し、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎに印加する。ＬＥＤ点灯回路１０はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎに駆動電流Ｉｏｕｔを供給し、それらを点灯させる。ＬＥＤ点灯回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを受けて駆動電流Ｉｏｕｔを生成する電力変換部１００と、電力変換部１００を制御する制御部１０８と、バイパス駆動部１１２と、Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎと、を備える。

【0018】

ＬＥＤ点灯回路１０はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎの点灯・消灯を個別に制御できるよう構成されている。Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎのそれぞれは対応するＬＥＤと並列に接続され、例えばｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。バイパス駆動部１１２は、各バイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎの制御端子に制御信号を供給する。バイパス駆動部１１２は、所望の輝度や配光パターンが得られるよう、各制御信号のレベルを個別に制御する。

【0019】

電力変換部１００は、一次側回路１０２と、二次側回路１０４と、入力キャパシタ１０５と、伝達キャパシタ１０６と、抑制部１３０と、を含む。入力キャパシタ１０５の一端には入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端は接地される。入力キャパシタ１０５は第１インダクタ１１４の近傍に設けられており、第１スイッチング素子１１６のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

【0020】

伝達キャパシタ１０６は、一次側回路１０２と二次側回路１０４との間に設けられる。
一次側回路１０２は、第１スイッチング素子１１６と第１インダクタ１１４とを有し、第１スイッチング素子１１６がオンのとき第１インダクタ１１４がエネルギを蓄えるよう構成される。第１スイッチング素子１１６は例えば、ｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。第１インダクタ１１４の一端は入力キャパシタ１０５の一端と接続され、第１インダクタ１１４の一端には入力電圧Ｖｉｎが印加される。第１インダクタ１１４の他端は第１スイッチング素子１１６のドレインと接続される。第１スイッチング素子１１６のソースは接地される。第１インダクタ１１４の他端と第１スイッチング素子１１６のドレインとの第１接続ノードＮ１は、伝達キャパシタ１０６の一端と接続される。

【0021】

第１スイッチング素子１１６のゲートには、制御部１０８から変換駆動信号Ｓ１が入力される。変換駆動信号Ｓ１は、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさに基づく電流ヒステリシス制御によりパルス変調された矩形波状の信号である。第１スイッチング素子１１６は変換駆動信号Ｓ１により定まるオンデューティでオンオフする。

【0022】

二次側回路１０４は、第１ダイオード１１８と第２インダクタ１２０と電流検出抵抗１２２とを有し、第２インダクタ１２０が駆動電流Ｉｏｕｔの変化の速さを制限するよう構成される。第２インダクタ１２０の一端は第１ダイオード１１８のアノードと接続される。第１ダイオード１１８のカソードは電流検出抵抗１２２の一端と接続される。第２インダクタ１２０の一端と第１ダイオード１１８のアノードとの第２接続ノードＮ２は、伝達キャパシタ１０６の他端と接続される。第１ダイオード１１８のカソードと電流検出抵抗１２２の一端との第３接続ノードＮ３は接地される。第２インダクタ１２０の他端はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎのカソード側と接続される。第２インダクタ１２０の他端の電圧が出力電圧（＝−Ｖｏｕｔ）である。

【0023】

電流検出抵抗１２２は、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎを流れる駆動電流Ｉｏｕｔの経路上に配置される。本実施の形態では、電流検出抵抗１２２はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎのアノード側と接地端子との間に設けられる。電流検出抵抗１２２で生じる電圧降下は駆動電流検出電圧Ｖｇとして制御部１０８に提供される。電流検出抵抗１２２に駆動電流Ｉｏｕｔが流れるので、駆動電流検出電圧Ｖｇは駆動電流Ｉｏｕｔの大きさに応じた電圧となる。

【0024】

一次側回路１０２、二次側回路１０４および伝達キャパシタ１０６はｃｕｋコンバータから出力段の平滑用キャパシタを除いた構成に相当する。したがって、電力変換部１００は入力電圧Ｖｉｎの極性を反転して出力する反転型のコンバータであり、出力電圧は負極性（−Ｖｏｕｔ）となる。また、電力変換部１００は、第１スイッチング素子１１６がオンのとき駆動電流Ｉｏｕｔが上昇するよう構成される。

【0025】

図２は、第１スイッチング素子１１６がオンのときの電流の流れを示す模式図である。図３は、第１スイッチング素子１１６がオフのときの電流の流れを示す模式図である。ＬＥＤ点灯回路１０が安定動作しているとき、伝達キャパシタ１０６はＶｉｎ＋Ｖｏｕｔの電圧が充電された状態になる。第１スイッチング素子１１６がオンのときは、第１インダクタ１１４にエネルギが蓄えられると共に、第１ダイオード１１８のアノード電圧は−（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）となり、第２インダクタ１２０を流れる電流すなわち駆動電流Ｉｏｕｔは上昇し、伝達キャパシタ１０６は放電される。第１スイッチング素子１１６がオフのときは、第１インダクタ１１４が蓄えたエネルギで伝達キャパシタ１０６を充電すると共に、第１ダイオード１１８が導通してアノード電圧は０Ｖとなり、駆動電流Ｉｏｕｔは低下する。

【0026】

図１に戻り、制御部１０８は、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが所定の第１しきい値Ｉｔｈ１を上回ると第１スイッチング素子１１６をオフし、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが第１しきい値Ｉｔｈ１よりも小さい第２しきい値Ｉｔｈ２を下回ると第１スイッチング素子１１６をオンする。制御部１０８は、オンオフ制御部１２４と、電流検出部１２６と、ヒステリシス幅設定部１２８と、を含む。

【0027】

電流検出部１２６は駆動電流Ｉｏｕｔを検出する。電流検出部１２６は駆動電流検出電圧Ｖｇを取得することで駆動電流Ｉｏｕｔを検出する。電流検出部１２６は、検出された駆動電流Ｉｏｕｔの大きさに対応する検出電流電圧Ｖｇ’を生成し、オンオフ制御部１２４に提供する。検出電流電圧Ｖｇ’は、検出された駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが目標値Ｉｍのとき所定値（例えば０．２Ｖ）となるよう駆動電流検出電圧Ｖｇをスケールした電圧であってもよい。

【0028】

ヒステリシス幅設定部１２８は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧に基づいて、第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２との差であるヒステリシス幅ΔＩを示すヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳを生成し、オンオフ制御部１２４に提供する。ヒステリシス幅ΔＩと入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧との関係は、理論的または実験的に定められてもよい。あるいはまた、目標電流設定部１２８はヒステリシス幅ΔＩを、入力電圧Ｖｉｎにも出力電圧にも依らない一定の値に設定してもよい。

【0029】

図４は、オンオフ制御部１２４の構成を示す回路図である。オンオフ制御部１２４は、ヒステリシス制御ＩＣ（Integrated Cicuit）１３２と、第１抵抗１３４と、第２抵抗１３６と、第１キャパシタ１３８と、波形変更部１４２と、スイッチドライバ１４４と、を有する。

【0030】

第１抵抗１３４の一端には検出電流電圧Ｖｇ’が印加される。第１抵抗１３４の他端は第１キャパシタ１３８の一端と接続される。第１キャパシタ１３８の他端は接地される。第１抵抗１３４の他端と第１キャパシタ１３８の一端との第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４は、後述の抑制部１３０に提供されると共に、第２抵抗１３６の一端に印加される。第２抵抗１３６の他端は波形変更部１４２と接続される。

【0031】

ヒステリシス制御ＩＣ１３２はヒステリシス制御を実現するＩＣであり、例えばTexas Instruments社製のＬＭ３４０１であってもよい。電流ヒステリシス制御ＩＣであるＬＭ３４０１は、ＳＮＳ端子、ＨＹＳ端子およびＨＧ端子を有する。ＳＮＳ端子には第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４が印加される。ＨＹＳ端子にはヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳが印加される。ヒステリシス制御ＩＣ１３２は、第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４の平均値が０．２ＶになるようＨＧ端子の電圧レベルを制御する。

【0032】

ヒステリシス制御ＩＣ１３２は、後述の波形変更部１４２による作用がない場合、（Ｉｍ＋ΔＩ／２）を第１しきい値Ｉｔｈ１として設定し、（Ｉｍ−ΔＩ／２）を第２しきい値Ｉｔｈ２として設定する。すなわち、ヒステリシス制御ＩＣ１３２は、検出された駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが（Ｉｍ＋ΔＩ／２）を上回るとＨＧ端子の電圧をハイレベルとし、検出された駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが（Ｉｍ−ΔＩ／２）を下回るとＨＧ端子の電圧をローレベルとする。

【0033】

スイッチドライバ１４４は、ヒステリシス制御ＩＣ１３２のＨＧ端子から出力される信号を反転し、変換駆動信号Ｓ１として第１スイッチング素子１１６のゲートに出力する。スイッチドライバ１４４は、例えばTexas Instruments社製のＴＰＳ２８１８であってもよい。

【0034】

波形変更部１４２は、第１スイッチング素子１１６のオン期間が長いほど第１しきい値Ｉｔｈ１を小さくするよう、第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４に作用する。波形変更部１４２はいわゆるスロープ補償を実行する。波形変更部１４２は、三角波を制御へ重畳して第１スイッチング素子１１６のデューティ比の変化を少なくすることで、制御の応答を遅くし、発振を抑制する。

【0035】

図５は、波形変更部１４２における変換動作を説明するための模式図である。波形変更部１４２は、矩形波である変換駆動信号Ｓ１を変換駆動信号Ｓ１がハイレベルの期間に電圧が上昇する三角波に変換してスロープ補償信号Ｓ２を生成し、スロープ補償信号Ｓ２を電流制御のラインへ第２抵抗１３６を介して接続する。三角波のピーク電圧を高くするか、第２抵抗１３６の抵抗値を小さくすると、発振を抑える方向になる。

【0036】

図６は、抑制部１３０の構成を示す回路図である。抑制部１３０は、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが第１しきい値Ｉｔｈ１よりも大きい第３しきい値Ｉｔｈ３を上回ると駆動電流Ｉｏｕｔを抑制する。特に抑制部１３０はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎと並列に設けられ、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが第３しきい値Ｉｔｈ３を上回ると駆動電流Ｉｏｕｔの一部をバイパスするよう構成される。

【0037】

抑制部１３０は、第３抵抗１５０と、第４抵抗１５２と、第５抵抗１５４と、第６抵抗１５６と、第７抵抗１５８と、第８抵抗１６０と、第９抵抗１６２と、コンパレータ１６４と、第２ダイオード１６６と、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６８と、第２キャパシタ１７０と、抑制スイッチ１７２と、を含む。抑制スイッチ１７２は例えば、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい

【0038】

第３抵抗１５０および第４抵抗１５２は、５Ｖ程度の電源電圧Ｖｃｃを所定の分圧比で分圧する分圧回路を構成する。この分圧回路は、第３しきい値Ｉｔｈ３に対応する分圧電圧Ｖｄｉｖ（例えば、０．２５Ｖ）をコンパレータ１６４の非反転入力端子に印加する。コンパレータ１６４の反転入力端子には第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４が印加される。第５抵抗１５４の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加され、他端はコンパレータ１６４の出力端子および第２キャパシタ１７０の一端と接続される。第２キャパシタ１７０の他端は、第６抵抗１５６の一端、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６８のベースおよび第８抵抗１６０の一端と接続される。第６抵抗１５６の他端は第２ダイオード１６６のカソードと接続され、第２ダイオード１６６のアノードは抑制スイッチ１７２のゲートと接続される。抑制スイッチ１７２のドレインは第１ＬＥＤ４０−１のカソードと接続される。抑制スイッチ１７２のソースは、第７抵抗１５８の一端、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６８のコレクタ、第８抵抗１６０の他端および第９抵抗１６２の一端と接続される。第９抵抗１６２の他端は第ＮＬＥＤ４０−Ｎのアノードと接続される。第７抵抗１５８の他端はｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６８のエミッタおよび第２ダイオード１６６のアノードと接続される。

【0039】

抑制部１３０では、第４接続ノードＮ４の電圧Ｖ_Ｎ４が分圧電圧Ｖｄｉｖ（駆動電流Ｉｏｕｔの大きさ＝第３しきい値Ｉｔｈ３に相当）を超えると、抑制スイッチ１７２がオンされる。抑制部１３０を流れるバイパス電流は第９抵抗１６２によって制限される。抑制スイッチ１７２のゲートソース間電圧は、第２キャパシタ１７０および第８抵抗１６０で規定される時定数で低下し、抑制部１３０を流れるバイパス電流も低下する。

【0040】

以上の構成によるＬＥＤ点灯回路１０の動作を説明する。
図７は、ＬＥＤ点灯回路１０の動作状態を模式的に示す波形図である。図７は、上から順に、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさ、変換駆動信号Ｓ１、を示す。図７は波形変更部１４２がないかまたは波形変更部１４２の影響を無視できる場合の波形を示す。特に第１スイッチング素子１１６のオン期間が短いほど波形変更部１４２の影響は小さくなる。

【0041】

変換駆動信号Ｓ１がハイレベルのとき第１スイッチング素子１１６はオン状態であり、駆動電流Ｉｏｕｔは上昇する（図２も参照）。駆動電流Ｉｏｕｔが上昇して第１しきい値Ｉｔｈ１に達すると、変換駆動信号Ｓ１はローレベルに遷移し、第１スイッチング素子１１６はオフ状態となる。第１スイッチング素子１１６のオフ状態では、駆動電流Ｉｏｕｔは減少する（図３も参照）。駆動電流Ｉｏｕｔが減少して第２しきい値Ｉｔｈ２に達すると、変換駆動信号Ｓ１は再びハイレベルに遷移する。第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２との平均値Ｉ_ＡＶＥは目標値Ｉｍに設定される。

【0042】

なお、波形変更部１４２によるスロープ補償は、図７に示される駆動電流Ｉｏｕｔの波形において、第１スイッチング素子１１６のオン期間中に第１しきい値Ｉｔｈ１を漸減させるかまたは駆動電流Ｉｏｕｔの見かけ上の上昇速度を大きくする作用を有する。この作用は、駆動電流Ｉｏｕｔと第１しきい値Ｉｔｈ１との相対的な関係では、第１スイッチング素子１１６のオン期間が長いほど第１しきい値Ｉｔｈ１を小さくする作用であると言うことができる。

【0043】

本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０では、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎへの出力段に平滑用のキャパシタが設けられていないので、第１スイッチング素子１１６のオンオフに対する駆動電流Ｉｏｕｔの追従性がより良くなる。特に、第１スイッチング素子１１６がオフされると駆動電流Ｉｏｕｔは小さくなり、第１スイッチング素子１１６がオンされると駆動電流Ｉｏｕｔは大きくなる。そして、駆動電流Ｉｏｕｔを目標値Ｉｍ付近で安定化させるために、平滑化の代わりに駆動電流Ｉｏｕｔの電流ヒステリシス制御が採用されている。これらの結果、電流フィードバックにおける応答を高速化できる。例えば、バイパス駆動部１１２およびバイパススイッチの作用によりＬＥＤの点灯数が変化したときに、駆動電流Ｉｏｕｔをそのような負荷の変動により速く追従させることができる。特に、ＬＥＤの点灯数を増やしたときの駆動電流Ｉｏｕｔのアンダーシュートや点灯数を減らしたときの駆動電流Ｉｏｕｔのオーバーシュートを抑制することができる。

【0044】

また、電力変換部１００は１段構成のコンバータで入力電圧Ｖｉｎの昇降圧を実現している。したがって、複数段構成のコンバータと比較して部品点数を少なくでき、電力効率を高めることができる。

【0045】

例えば公知のＳＥＰＩＣコンバータの形態では、スイッチング素子がオンのときに駆動電流が低下し、オフのときに上昇する。その場合、負荷や入力電圧の急変動により、万一駆動電流が２つのしきい値電流の間を外れると、駆動電流が低い方に外れた場合はスイッチング素子がオフし続け入力電圧からエネルギを蓄えられず、駆動電流は低下を続ける。駆動電流が高い方に外れた場合は駆動電流が低下するまでスイッチング素子がオンし続け、多大なエネルギを蓄えてしまう。これに対して、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０は、第１スイッチング素子１１６がオフされると駆動電流Ｉｏｕｔが小さくなり、第１スイッチング素子１１６がオンされると駆動電流Ｉｏｕｔが大きくなるよう構成される。したがって、ＳＥＰＩＣコンバータで生じうるような制御の暴走を防ぐことができる。

【0046】

以下、本発明者の独自の実験および検討に基づく、ＬＥＤ点灯回路１０における駆動電流Ｉｏｕｔのオーバシュートおよびアンダーシュートの発生メカニズムおよびその対策について説明する。

【0047】

上述の通り、ＬＥＤ点灯回路１０では出力段に平滑用キャパシタを設ける場合と比較してオーバシュートおよびアンダーシュートを抑制することができる。しかしながら、回路定数の設定等によって、オーバシュートやアンダーシュートが無視できるレベルの場合もあれば、オーバシュートやアンダーシュートが確認できる程度に発生する場合もある。本発明者は独自の検討により、ＬＥＤ点灯回路１０において第２インダクタ１２０の誘導係数を大きくし、伝達キャパシタ１０６の静電容量を小さくする（すなわち、ＬＣ共振エネルギを小さくし、ピーク電流を低減する）ことによって、オーバシュートおよびアンダーシュートを抑制できることを見出した。

【0048】

検討のため、伝達キャパシタ１０６の静電容量を故意に大きくし、かつ第２インダクタ１２０の誘導係数を故意に小さくした比較例を考える。
図８は、比較例において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。接続しているＬＥＤの数を急に少なくすることは、Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎのうちのいくつかをオンすることに対応する。
図９は、比較例において接続しているＬＥＤの数を急に多くしてアンダーシュートを発生させたときの波形図である。接続しているＬＥＤの数を急に多くすることは、Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎのうちのいくつかをオフすることに対応する。

【0049】

図８および図９において、ＬＥＤの数を変えたタイミングを太矢印で示す。太矢印前後で出力電圧（＝−Ｖｏｕｔ）は階段状に変化している。太矢印以前では、第１ダイオード１１８のアノード電圧Ｖａは、−（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）と０Ｖとを繰り返しており、伝達キャパシタ１０６には（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）の電圧が充電されている。

【0050】

ＬＥＤの数を減らす図８の波形では、破線丸印の領域で、（伝達キャパシタ１０６の充電電圧）＞（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）、すなわち伝達キャパシタ１０６が過剰に充電された状態になり、伝達キャパシタ１０６は第１インダクタ１１４を介して入力電圧Ｖｉｎ側へ放電し、駆動電流Ｉｏｕｔがオーバシュートする。

【0051】

ＬＥＤの数を増やす図９の波形では、破線丸印の領域で（伝達キャパシタ１０６の充電電圧）＜（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）、すなわち伝達キャパシタ１０６の充電が不足している状態になり、駆動電流Ｉｏｕｔが上昇するのに充分な電圧を第２インダクタ１２０へ供給できず、駆動電流Ｉｏｕｔがアンダーシュートする。

【0052】

したがって、駆動電流Ｉｏｕｔのオーバシュート／アンダーシュートを抑制するには、伝達キャパシタ１０６の静電容量を小さくすることが有効である。さらに、オーバシュート時の駆動電流Ｉｏｕｔは、伝達キャパシタ１０６と第１インダクタ１１４および第２インダクタ１２０との共振電流なので、第２インダクタ１２０の誘導係数を大きくすることがオーバシュート抑制に有効である。ただし、第２インダクタ１２０の誘導係数が大きくなると駆動電流Ｉｏｕｔの変化の速さは小さくなるので、第２インダクタ１２０の誘導係数を大きくしすぎると第１スイッチング素子１１６のスイッチング動作やスイッチング周波数に不都合が生じうる。

【0053】

伝達キャパシタ１０６の静電容量を小さくすると電流フィードバック制御に発振が生じやすくなる。発振は、デューティ比が最大に近い状態とデューティ比が最小に近い状態とが所定の周波数で繰り返す現象である。本発明者は、このような発振の発生を抑制しつつ伝達キャパシタ１０６の静電容量を小さくする方法として、以下の２つの方法を見出した。
（１）伝達キャパシタ１０６の静電容量の減少分に応じて、第１インダクタ１１４の誘導係数を小さくする。
（２）制御の応答を遅くする。

【0054】

（１）に対応し、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０では、伝達キャパシタ１０６の静電容量および第１インダクタ１１４の誘導係数を低く設定している。
図１０は、実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。図１０の波形は、抑制部１３０の作用がない場合の波形に対応する。
図１１は、実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に多くしてアンダーシュートを発生させたときの波形図である。
図１０および図１１のグラフのスケールはそれぞれ図８および図９のグラフのスケールに対応する。伝達キャパシタ１０６の静電容量および第１インダクタ１１４の誘導係数を低くすることにより、オーバシュートおよびアンダーシュートを抑制できることが分かる。

【0055】

（２）に対応し、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０は波形変更部１４２によるスロープ補償機能を有する。スロープ補償機能は第１スイッチング素子１１６のオン期間を減らすよう作用する。したがって、デューティ比が最大に近い状態が発生しにくくなるので、発振を抑制することができる。また、このように発振の発生が抑制される分、伝達キャパシタ１０６の静電容量をさらに低減することができる。

【0056】

なお、伝達キャパシタ１０６を介してのエネルギの伝達に関して、負荷としてのＬＥＤが１個になっても満足な伝達ができなければならないという要請がある。平均駆動電流Ｉ_ＡＶＥが１回のスイッチング周期（１／ｆ）の間流れるときに移動する電荷によって、伝達キャパシタ１０６の電圧がＬＥＤ１個の順方向降下電圧Ｖｆを下回らない場合に、この要請は満たされる。この関係を数式で表すと以下の通りである。ここでは伝達キャパシタ１０６の静電容量をＣｓと表記する。
Ｃｓ×Ｖｆ＞Ｉ_ＡＶＥ×（１／ｆ）
なお、単位は全てＭＫＳＡ単位系に従う。

【0057】

Ｃｓは上記関係式を満たすよう設定される。なお、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎの順方向降下電圧が全て実質的に等しい場合、ＶｆはＬＥＤ１個の順方向降下電圧であるからＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎを駆動するのに必要な電圧の最小値である。スイッチング周期の逆数（ｆ）は、第１スイッチング素子１１６のオンオフの周波数である。

【0058】

本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０では、抑制部１３０は駆動電流Ｉｏｕｔの大きさが第３しきい値Ｉｔｈ３を上回ると駆動電流Ｉｏｕｔの一部をバイパスする。したがって、オーバシュートが発生したときに伝達キャパシタ１０６に蓄えられる余分な電荷を抑制部１３０において消費することができる。これにより、オーバシュートが発生したときの駆動電流Ｉｏｕｔの上昇量を抑制することができる。ＬＥＤの寿命の観点からは、最大定格の存在等により、アンダーシュートよりもオーバシュートのほうが影響が大きい。したがって、そのようなオーバシュートをより効果的に抑制することにより、ＬＥＤの寿命を延ばすことができる。

【0059】

図１２は、実施の形態において接続しているＬＥＤの数を急に少なくしてオーバシュートを発生させたときの波形図である。図１２の波形は、抑制部１３０の作用がある場合の波形に対応する。図１０の波形と比較して、オーバシュートが発生したときの駆動電流Ｉｏｕｔの上昇量が抑えられていることが分かる。

【0060】

以上、実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０の構成と動作について説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【0061】

実施の形態では、ｃｕｋコンバータから出力段の平滑用キャパシタを除き、代わりに電流ヒステリシス制御によりコンバータのスイッチング素子のオンオフを制御する構成を有するＬＥＤ点灯回路１０について説明したが、これに限られない。例えば、第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路は、ｚｅｔａコンバータから出力段の平滑用キャパシタを除き、代わりに電流ヒステリシス制御によりコンバータのスイッチング素子のオンオフを制御する構成を有してもよい。

【0062】

図１３は、第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路の電力変換部２００の構成を示す回路図である。電力変換部２００は、一次側回路２０２と、二次側回路２０４と、入力キャパシタ１０５に対応する入力キャパシタ２０５と、伝達キャパシタ２０６と、を含む。伝達キャパシタ２０６は、一次側回路２０２と二次側回路２０４との間に設けられる。

【0063】

一次側回路２０２は、第２スイッチング素子２１６と第３インダクタ２１４とを有し、第２スイッチング素子２１６がオンのとき第３インダクタ２１４がエネルギを蓄えるよう構成される。第２スイッチング素子２１６は例えば、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。第２スイッチング素子２１６のソースは入力キャパシタ２０５の一端と接続され、第２スイッチング素子２１６のソースには入力電圧Ｖｉｎが印加される。第２スイッチング素子２１６のドレインは第３インダクタ２１４の一端と接続される。第３インダクタ２１４の他端は接地される。第２スイッチング素子２１６のドレインと第３インダクタ２１４の一端との第５接続ノードＮ５は、伝達キャパシタ２０６の一端と接続される。第２スイッチング素子２１６は、第１スイッチング素子１１６と同様に、電流ヒステリシス制御に基づきオンオフされる。

【0064】

二次側回路２０４は、第３ダイオード２１８と第４インダクタ２２０と電流検出抵抗２２２とを有し、第４インダクタ２２０が駆動電流Ｉｏｕｔの変化の速さを制限するよう構成される。電流検出抵抗２２２は電流検出抵抗１２２に対応する。第４インダクタ２２０の一端は第３ダイオード２１８のカソードと接続される。第３ダイオード２１８のアノードは接地される。第４インダクタ２２０の一端と第３ダイオード２１８のカソードとの第６接続ノードＮ６は、伝達キャパシタ２０６の他端と接続される。

【0065】

一次側回路２０２、二次側回路２０４および伝達キャパシタ２０６はｚｅｔａコンバータから出力段の平滑用キャパシタを除いた構成に相当する。したがって、電力変換部２００は入力電圧Ｖｉｎの極性を反転せずに昇降圧して出力する非反転型のコンバータである。電力変換部２００は、第２スイッチング素子２１６がオンのとき駆動電流Ｉｏｕｔが上昇するよう構成される。

【0066】

第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路によると、実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０によって奏される作用効果と同様な作用効果が奏される。また、第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路は入力電圧の極性を反転させたくないアプリケーションに好適である。

【0067】

なお、第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路ではハイサイドのスイッチングとなる。ここで、スイッチング素子としてｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用した場合、ソース電圧が負極性になるため高周波スイッチングが困難となる。したがって、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用することとなる。しかしながら、一般に、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタはｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタよりも電力効率が悪い。したがって、スイッチング素子としてｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用可能な実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０のほうが、第１変形例に係るＬＥＤ点灯回路よりも電力効率の面で有利である。

【0068】

実施の形態では、抑制部１３０は駆動電流Ｉｏｕｔがオーバシュートを始めたら駆動電流Ｉｏｕｔの一部をバイパスする場合について説明したが、これに限られない。例えば、抑制部は駆動電流Ｉｏｕｔがオーバシュートを始めたら伝達キャパシタ１０６を強制的に放電させてもよい。この場合、抑制部を第１ダイオード１１８と並列に設ける。ただし、高周波で振動している第１ダイオード１１８のアノードへ強制放電する回路を付加することとなるので、回路構成が実施の形態の抑制部１３０よりも比較的複雑となりうる。

【0069】

あるいはまた、抑制部は、駆動電流Ｉｏｕｔがオーバシュートしないように駆動電流Ｉｏｕｔを制限またはクランプしてもよい。この場合、オーバーシュート時の駆動電流Ｉｏｕｔをより直接的に制限できるが、制限するための制御電圧を負電圧にする必要があるため、回路構成が実施の形態の抑制部１３０よりも比較的複雑となりうる。電力変換部の方式を「ｚｅｔａ（正極出力）」とすればクランプ回路を構成しやすいが、上記のようにスイッチング素子にｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを用いる必要があるので、そのデメリットとの兼ね合いになる。

【符号の説明】

【0070】

１０ ＬＥＤ点灯回路、 ２０ 電子制御ユニット、 ３０ 車載バッテリ、 ４０ ＬＥＤ、 １００ 電力変換部、 １０２ 一次側回路、 １０４ 二次側回路、 １０６ 伝達キャパシタ、 １０８ 制御部、 １１０ バイパススイッチ、 １１４ 第１インダクタ、 １２０ 第２インダクタ、 １３０ 抑制部。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】