特許 6124336 給電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6124336

(24)【登録日】2017年4月14日

(45)【発行日】2017年5月10日

(54)【発明の名称】給電装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/12 20160101AFI20170424BHJP

   H02J 7/00 20060101ALI20170424BHJP

【ＦＩ】

   H02J50/12

   H02J7/00 301D

【請求項の数】6

【全頁数】24

(21)【出願番号】特願2013-123810(P2013-123810)

(22)【出願日】2013年6月12日

(65)【公開番号】特開2014-241698(P2014-241698A)

(43)【公開日】2014年12月25日

【審査請求日】2016年5月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】390021577

【氏名又は名称】東海旅客鉄道株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】000005234

【氏名又は名称】富士電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100091281

【弁理士】

【氏名又は名称】森田 雄一

(72)【発明者】

【氏名】村井 敏昭

(72)【発明者】

【氏名】萩原 善泰

(72)【発明者】

【氏名】澤田 理

(72)【発明者】

【氏名】鳶川 雅之

(72)【発明者】

【氏名】市瀬 彩子

(72)【発明者】

【氏名】玉手 道雄

(72)【発明者】

【氏名】丸山 宏二

(72)【発明者】

【氏名】西嶋 与貴

【審査官】 木村 貴俊

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−２５３９６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１３／０２４３９６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−１４３１３５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０１９６０３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ ７／００− ７／１２、 ７／３４− ７／３６

５０／００−５０／９０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【請求項2】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【請求項3】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、 前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【請求項4】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【請求項5】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【請求項6】

外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、 前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、コイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する給電装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

電磁誘導によるコイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する方法として、例えば非接触給電が挙げられる。その原理は、複数のコイルを、空間を介して磁気的に結合することによっていわばトランスを形成し、前記コイル間の電磁誘導を利用して電力を授受するものである。
例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。

【0003】

ここで、図２８は、特許文献１に記載された非接触給電装置を示している。図２８において、高周波電源１００の両端には、コイルとしての一次側給電線１１０が接続されている。一次側給電線１１０には受電コイル１２０が磁気的に結合しており、一次側給電線１１０と受電コイル１２０とは一種のトランスを構成している。
受電コイル１２０の両端は、共振コンデンサＣ_ｒを介して全波整流回路１０の一対の交流端子に接続されている。なお、受電コイル１２０と共振コンデンサＣ_ｒとは、直列共振回路を構成している。

【0004】

全波整流回路１０は、ダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙをブリッジ接続して構成されている。
全波整流回路１０の一対の直流端子には、全波整流回路１０の直流出力電圧が基準電圧値に等しくなるように制御する定電圧制御回路２０が接続されている。この定電圧制御回路２０は、例えば、リアクトルＬ_１、ダイオードＤ_１、平滑コンデンサＣ_０及び半導体スイッチＳＷ_１からなる昇圧チョッパ回路により構成されており、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。
なお、図２８では、半導体スイッチＳＷ_１をスイッチングするための制御装置を省略してある。

【0005】

図２８の従来技術では、高周波電源１００により一次側給電線１１０に高周波電流を流し、受電コイル１２０を介して供給された高周波電力を全波整流回路１０に入力して直流電力に変換している。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線１１０と受電コイル１２０との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル１２０に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する。また、負荷Ｒの特性も、全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する原因となる。
このため、図２８の従来技術では、全波整流回路１０の直流出力電圧を定電圧制御回路２０によって一定値に制御している。

【0006】

非接触給電装置では、コイルを介して供給される電流の周波数が高いほど、電力伝送を行うために必要な励磁インダクタンスは小さくてよく、コイルやその周辺に配置するコアを小型化できる。しかし、高周波電源装置や受電回路を構成する電力変換器では、回路を流れる電流の周波数が高いほど半導体スイッチのスイッチング損失が増大して給電効率が低下するため、非接触給電される電力の周波数は数［ｋＨｚ］〜数十［ｋＨｚ］に設定するのが一般的である。

【0007】

図２８に示した非接触給電装置、特に、共振コンデンサＣ_ｒの後段の受電回路には、以下の問題点がある。
（１）受電回路が全波整流回路１０及び定電圧制御回路２０によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
（２）全波整流回路１０のダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙに加え、定電圧制御回路２０のリアクトルＬ_１、半導体スイッチＳＷ_１、ダイオードＤ_１でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。

【0008】

上記の問題点を解決する従来技術として、特許文献２に記載された非接触給電装置及びその制御方法が発明者らによって既に提案されている。
図２９は、特許文献２に記載された非接触給電装置を示している。
図２９において、３１０は受電回路である。この受電回路３１０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙにそれぞれ並列に接続されたコンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路（フルブリッジインバータ）の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。

【0009】

２００は、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置２００は、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉと受電回路３１０の直流端子間電圧（直流出力電圧）Ｖ_ｏとに基づいて、前記駆動信号を生成する。

【0010】

この非接触給電装置において、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを制御することにより、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３１０への給電電力は、受電コイル１２０の電流ｉと交流端子間電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖ_ｏに基づいて半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能となる。

【0011】

また、受電回路３１０をスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ及びダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙからなるブリッジ回路によって構成することで、負荷Ｒが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。
この非接触給電装置によれば、図２８の従来技術のように定電圧制御回路を用いることなく、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相制御により直流端子間電圧Ｖ_ｏを一定に制御することができる。また、受電回路３１０をブリッジ回路及び平滑コンデンサＣ_０のみによって構成可能であるため、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を図ることができると共に、構成部品数を少なくして損失を低減し、高効率で安定した非接触給電が可能である。加えて、コンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行わせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。

【0012】

しかしながら、特許文献２に記載された従来技術では、受電コイル１２０の電流ｉが交流端子間電圧ｖの基本波成分に対して進み位相となるため、受電回路３１０の入力力率が低下するという問題があり、これが装置全体の損失の増加を招き、更なる小型化を阻む要因となっている。
そこで、出願人は、特願２０１３−０７１４３２号（以下、先願という）として、受電回路の入力力率を改善した非接触給電装置（以下、先願発明という）を既に提案している。

【0013】

図３０は、先願発明の回路図である。
図３０において、受電回路３２０は、ブリッジ接続されたスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の一対の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の一対の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖ_ｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を生成し、出力する。図示されていないが、直流端子間電圧Ｖ_ｏは直流電圧検出器等の周知の電圧検出手段により検出される。

【0014】

次に、図３０において、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。
図３１は、受電コイル１２０の電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。図３１において、ＺＣＰ’は電流ｉのゼロクロス点を示す。
以下に、図３１の各期間（１）〜（４）における動作を説明する。

【0015】

（１）期間（１）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流端子間電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（２）期間（２）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（３）期間（３）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間（４）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流端子間電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
これ以降は、期間（１）のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

【0016】

図３１から明らかなように、先願発明によれば、制御装置２００が半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチング制御することで、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉの一方のゼロクロス点ＺＣＰ’の前後の期間αだけ零電圧となり、その他の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖ_ｏの検出値に基づいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能になる。
このとき、図３１に示すように、受電コイル１２０を流れる電流ｉとブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°になるので、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0017】

【特許文献1】特開２００２-３５４７１１号公報（段落［００２８］〜［００３１］，［００４１］〜［００４５］、図１，図６等）

【特許文献2】特開２０１２−１２５１３８号公報（段落［００１５］〜［００２７］、図１〜図３等）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0018】

先願発明では、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒによる共振周波数が電源周波数と完全に一致している場合には受電回路３２０の入力力率が１となるが、共振周波数が電源周波数からずれると、受電回路３２０の入力力率は低下する。その理由を、以下に説明する。

【0019】

図３２は、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒによる共振周波数が電源周波数からずれている場合の、受電回路３２０の入力側等価回路を示している。図３２では、受電コイル１２０に誘起される電圧ｖ_ｉｎを交流電源として表してあり、また、符号４００は、受電回路３２０と負荷Ｒとに相当するインピーダンスを示している。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。
更に、図３３は受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形を示している。
図３２に示すように、受電コイル１２０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、共振コンデンサＣ_ｒのキャパシタンスを部品の符号と同様にＣ_ｒ［Ｆ］とし、更に、電源周波数をｆ_ｓ［Ｈｚ］とした場合、インダクタンスＬと共振コンデンサＣ_ｒとの合成インダクタンスＬ_ｓ［Ｈ］は数式１により定義される。

【数1】

【0020】

一方、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒからなる共振回路の共振周波数は、数式２によって表される。

【数2】

従って、ｆ_ｃ＝ｆ_ｓのときＬ_ｓ＝０，ｆ_ｃ≠ｆ_ｓのときＬ_ｓ≠０となる。
また、図３１に示した制御方法によれば、ｖ’の位相はｉと一致している。このため、受電コイル１２０の電流ｉがＩｓｉｎωｔと表されるとき、ｖ’はＶ’ｓｉｎωｔと表すことができる。

【0021】

これに対し、ｖ_ｉｎは、図３２によりｖの基本波成分ｖ’とｖ_Ｌとの和によって表され、数式３のようになる。

【数3】

Ｌ_ｓ＝０の場合にはｖ_ｉｎ＝Ｖ’ｓｉｎωｔとなり、ｖ_ｉｎとｉ（＝Ｉｓｉｎωｔ）との位相差θは０になって受電回路３２０の入力力率は１となる。しかし、Ｌ_ｓ≠０の場合には、図３３に示すようにｖ_ｉｎとｉとは位相差θを持つため、入力力率は低下することとなる。

【0022】

そこで、本発明の解決課題は、Ｌ_ｓ≠０、すなわち受電コイル及び共振コンデンサによって構成される共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合にも、受電回路の入力力率を向上させて装置全体の損失を抑え、小型化及び低コスト化を可能とした給電装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0023】

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【0024】

請求項２に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内の一方のゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【0025】

請求項３に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【0026】

請求項４に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と 前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、その前後に、前記補償期間と前記共振回路に加わる電圧とに基づいて算出した同一期間だけ零電圧となり、その他の期間は前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【0027】

請求項５に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一相分、備えた給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【0028】

請求項６に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、
前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとの直列回路を、複数、並列に接続して構成される給電装置において、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記制御手段は、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、
前記入力電流の一周期内のそれぞれのゼロクロス点から、前記共振回路に加わる電圧と前記受電コイルの誘起電圧とから算出した補償期間をずらした点を中心として、前後に同じ期間だけ前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングするものである。

【発明の効果】

【0029】

本発明によれば、共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合でも、受電回路の入力力率を向上させて装置全体の損失を抑え、給電装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】本発明の第１実施形態を示す給電装置の回路図である。

【図2】図１の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図3】図１における受電回路の入力側等価回路図である。

【図4】図１の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図5】本発明の第２実施形態を示す給電装置の回路図である。

【図6】図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図7】図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図8】図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図9】図５の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図10】本発明の第３実施形態を示す給電装置の回路図である。

【図11】図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図12】図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図13】図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図14】図１０の給電装置を対象とした第１実施例の動作波形図である。

【図15】図１の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図16】図１の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図17】本発明の第４実施形態を示す給電装置の回路図である。

【図18】図１７の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図19】図１７の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図20】図１０の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図21】図１０の給電装置を対象とした第２実施例の動作波形図である。

【図22】図１の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図23】図１の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図24】図１７の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図25】図１７の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図26】図１０の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図27】図１０の給電装置を対象とした第３実施例の動作波形図である。

【図28】特許文献１に記載された従来技術の回路図である。

【図29】特許文献２に記載された従来技術の回路図である。

【図30】先願発明の回路図である。

【図31】図３０に示した先願発明の動作説明図である。

【図32】図３０に示した受電回路の入力側等価回路図である。

【図33】図３０に示した先願発明の動作説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0031】

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す給電装置の回路図である。なお、本発明は、非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では、本発明を非接触給電装置に適用した場合について説明する。

【0032】

図１に示す非接触給電装置は、図３０と同様に構成されている。すなわち、受電回路３２０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖ_ｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を生成し、出力する。

【0033】

次に、図２，図３に基づいて、請求項１に対応する第１実施例の力率改善作用について説明する。
図２は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
また、図３はこのときの受電回路３２０の入力側等価回路であり、前記同様に、符号４００は受電回路３２０と負荷Ｒとに相当するインピーダンスを示している。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。

【0034】

この実施例では、受電回路３２０の入力力率を改善するために、ｖの波高値が零となる期間の中点が電流ｉの一周期内の一方のゼロクロス点ＺＣＰから補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙに駆動信号を与える。この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間（それぞれαとする）は零電圧、その他の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧になり、ｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬ_ｓにおける電圧降下ｖ_Ｌを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。よって、ｉとｖ_ｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0035】

次に、入力力率を１にするための期間βの求め方を説明する。
まず、ｖ’は、フーリエ級数展開により数式４のように表される。

【数4】

図２より、数式４におけるａ_１，ｂ_１はそれぞれ数式５，６のように求められる。

【数5】

【数6】

【0036】

一方、図３より、ｖ’は数式７のように表すこともできる。

【数7】

【0037】

入力力率を１にするとき、ｉとｖ_ｉｎとの位相は一致するため、ｉ_ｉｎ（ωｔ）＝Ｉ_ｉｎｓｉｎ（ωｔ）と考えると、ｖ_ｉｎ（ωｔ）＝Ｖ_ｉｎｓｉｎ（ωｔ）となる。従って、数式７は数式８のように表すことができる。

【数8】

【0038】

Ｖ_Ｌ＝ωＬ_ｓＩとおくと、数式４〜６，８より、数式９，１０が成り立つ。

【数9】

【数10】

【0039】

従って、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１１，１２により求められる。

【数11】

【数12】

【0040】

すなわち、電源周波数と共振周波数とが一致せずにＬ_ｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１１，１２によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、配線インダクタンスが大きい場合など、他のインピーダンスの影響が大きく、図３における符号４００を純抵抗と見なせない場合には、符号４００に含まれるリアクタンス分も補償するように期間βを与えることで、入力力率を１とすることができる。このように符号４００を純抵抗と見なせない場合の期間βの与え方については、他の第２実施例、第３実施例においても同様である。
また、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を例えば図４のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0041】

次に、図５は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、この非接触給電装置についても、請求項１に対応する第１実施例によって受電回路３３０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
図５における受電回路３３０は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームとを直列に接続したスイッチングアーム直列回路を備え、このスイッチングアーム直列回路と、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙを直列接続したダイオード直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路を構成している。また、ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）にはダイオードＤ_０のアノードが接続され、ダイオードＤ_０のカソードとブリッジ回路の他方の直流端子（負側直流端子）との間に平滑コンデンサＣ_０が接続されている。その他の部分は図１と同様である。

【0042】

図６〜図９は、図５の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号とを示している。
図５の非接触給電装置において、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図６〜図９のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３３０の入力力率を１にすることができる。

【0043】

また、図１０は本発明に係る給電装置の第３実施形態を示す回路図である。請求項２に記載するように、図１０の給電装置を対象として第１実施例を適用した場合にも、受電回路３４０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
図１０における受電回路３４０は、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｕとの直列回路と、半導体スイッチＱ_ｙにダイオードＤ_ｙを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｖとの直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路が構成されている。その他の部分は図１と同様である。

【0044】

図１１〜図１４は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号とを示している。なお、図１１〜図１４は、図６〜図９におけるスイッチＱ_ｕの駆動信号をスイッチＱ_ｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図２と同じであれば、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図１１〜図１４のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。

【0045】

次に、請求項３に対応する第２実施例の力率改善作用について説明する。
図１５は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。このときの受電回路３２０の入力側等価回路は、図３と同様である。

【0046】

この実施例においては、受電回路３２０の入力力率を改善するために、ｖの波高値が零となる期間の中点が電流ｉの一周期内の両方のゼロクロス点ＺＣＰからそれぞれ補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙに駆動信号を与える。
この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間（それぞれα／２とする）は零電圧、その他の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧になり、ｖはｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬ_ｓにおける電圧降下ｖ_Ｌを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。よって、ｉとｖ_ｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0047】

次に、入力力率を１にするためのβの求め方を説明する。ｖ’は、第１実施例と同様に数式４によって表される。また、図１５より、ａ_１，ｂ_１はそれぞれ数式１３，１４により求められる。

【数13】

【数14】

【0048】

第１実施例と同様にして、数式４，８，１３，１４より、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１５，１６のように求められる。

【数15】

【数16】

【0049】

従って、Ｌ_ｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１５，１６によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を例えば図１６のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0050】

更に、図１７は本発明に係る給電装置の第４実施形態を示す回路図であり、第２実施例を図１７の非接触給電装置に適用することも可能である。
図１７に示す受電回路３５０は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を備え、このスイッチングアーム直列回路と、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙを直列接続したダイオード直列回路とを並列接続することにより、ブリッジ回路が構成されている。その他の部分は図１と同様である。なお、この受電回路３５０は、図５の受電回路３３０からダイオードＤ_０を除去したものに相当する。

【0051】

図１８，図１９は、図１７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号とを示している。
図１７の非接触給電装置において、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図１８，図１９のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３５０の入力力率を１にすることができる。

【0052】

また、請求項４に示すように、図１０の非接触給電装置に第２実施例を適用することも可能である。
図２０，図２１は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号を示している。なお、図２０，図２１は、図１８，図１９におけるスイッチＱ_ｕの駆動信号をスイッチＱ_ｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図１５と同じであれば、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図２０，図２１のようにした場合でも、数式１５，１６のα，βを適用してスイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。

【0053】

次いで、請求項５に対応する第３実施例の力率改善作用について説明する。
図２２は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。このときの受電回路３２０の入力側等価回路は、図３と同様である。

【0054】

この第３実施例では、受電回路３２０の入力力率を改善するために、電流ｉの一周期内でｖの波高値が零となる期間αによって挟まれる期間の中点が、電流ｉの一周期内の二つのゼロクロス点ＺＣＰからそれぞれ補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙに駆動信号を与える。この駆動信号により、ｖの波形は、前記中点の前後の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となり、その他の期間αでは零電圧となって、ｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。このとき、図３に示すように、ｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬ_ｓにおける電圧降下ｖ_Ｌを補償するようにβを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。従って、ｉとｖ_ｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0055】

次に、受電回路３２０の入力力率を１にするためのβの求め方を説明する。
ｖ’は、第１実施例と同様に数式４によって表される。図２２より、ａ_１，ｂ_１はそれぞれ数式１７，１８のように求められる。

【数17】

【数18】

【0056】

第１実施例と同様にして、数式４，８，１７，１８より、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１９，２０によって求められる。

【数19】

【数20】

【0057】

従って、Ｌ_ｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１９，２０によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にする制御を行うことができる。
なお、図１の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を例えば図２３のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

【0058】

同様にして、図１７に示す非接触給電装置に第３実施例を適用することも可能である。
図２４，図２５は、図１７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示している。
図１７の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図２４，図２５のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３５０の入力力率を１にすることができる。

【0059】

また、請求項６に記載するように、図１０に示す非接触給電装置に第３実施例を適用することも可能である。
図２６，図２７は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号を示している。なお、図２６，図２７は、図２４，図２５におけるスイッチＱ_ｕの駆動信号をスイッチＱ_ｙに置き換えたものと同一である。
図１０の非接触給電装置において、ｖの波形が図２２と同じであれば、スイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘの駆動信号を例えば図２６，図２７のようにした場合でも、数式１９，２０のα，βを適用してスイッチＱ_ｙ，Ｑ_ｘを駆動すれば、受電回路３４０の入力力率を１にすることができる。

【符号の説明】

【0060】

１００：高周波電源
１１０：一次側給電線
１２０：受電コイル
２００：制御装置
３２０，３３０，３４０，３５０：受電回路
４００：インピーダンス
４０１：容量性リアクタンス成分
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ：半導体スイッチ
Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙ，Ｄ_０：ダイオード
Ｃ_０：平滑コンデンサ
Ｃ_ｒ：共振コンデンサ
ＣＴ：電流検出手段
Ｒ：負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】