特許 6154183 照明用ＬＥＤ電源回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6154183

(24)【登録日】2017年6月9日

(45)【発行日】2017年6月28日

(54)【発明の名称】照明用ＬＥＤ電源回路

(51)【国際特許分類】

   H05B 37/02 20060101AFI20170619BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20170619BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20170619BHJP

   H01L 33/00 20100101ALI20170619BHJP

【ＦＩ】

   H05B37/02 J

   H02M3/155 E

   H02M3/28 E

   H01L33/00 J

【請求項の数】7

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2013-94415(P2013-94415)

(22)【出願日】2013年4月26日

(65)【公開番号】特開2014-216254(P2014-216254A)

(43)【公開日】2014年11月17日

【審査請求日】2015年12月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】000126274

【氏名又は名称】株式会社アイ・ライティング・システム

(74)【代理人】

【識別番号】100092901

【弁理士】

【氏名又は名称】岩橋 祐司

(72)【発明者】

【氏名】松本 稔

【審査官】 安食 泰秀

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００９−３０３３１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 再公表特許第２０１２／１６４７８５（ＪＰ，Ａ１）

【文献】 特開昭６０−２２６７７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１１−５１４１３７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０８６２１０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０５Ｂ ３７／０２

Ｈ０１Ｌ ３３／００

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源を全波整流する全波整流器と、
前記全波整流器の出力端間に接続される１００μＦ以上、１０００μＦ未満の第１コンデンサと、
前記第１コンデンサの端子間電力をスイッチング素子の駆動により点灯電力に変換するスイッチング電源回路部と、
前記スイッチング電源回路部の出力端間に接続されるＬＥＤ発光部と、
を備え、
前記全波整流器の正極側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、コイルが挿入され、
前記全波整流器のグランド側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、コイルが挿入され、
これら２つの前記コイルのそれぞれの前記全波整流器側の端子間がコンデンサによって接続されていないことを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【請求項2】

請求項１記載の照明用ＬＥＤ電源回路において、前記全波整流器の各出力端と前記第１コンデンサの端子との間に挿入される前記コイルのインダクタンスが、３μＨ以上、１００μＨ以下であることを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【請求項3】

請求項１または２記載の照明用ＬＥＤ電源回路において、
前記全波整流器の各出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に挿入された前記各コイルには、抵抗がそれぞれ直列に接続されていることを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【請求項4】

交流電源を全波整流する全波整流器と、
前記全波整流器の出力端間に接続される１００μＦ以上、１０００μＦ未満の第１コンデンサと、
前記第１コンデンサの端子間電力をスイッチング素子の駆動により点灯電力に変換するスイッチング電源回路部と、
前記スイッチング電源回路部の出力端間に接続されるＬＥＤ発光部と、
を備え、
前記全波整流器の正極側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、抵抗が挿入され、
前記全波整流器のグランド側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、抵抗が挿入され、
これら２つの前記抵抗のそれぞれの前記全波整流器側の端子間がコンデンサによって接続されていないことを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【請求項5】

請求項４記載の照明用ＬＥＤ電源回路において、前記全波整流器の各出力端と前記第１コンデンサの端子との間に挿入される前記抵抗の大きさが、１Ω以上、３０Ω以下であることを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【請求項6】

請求項５記載の照明用ＬＥＤ電源回路において、
前記第１コンデンサの容量をＣ１（μＦ）として、前記抵抗の大きさをＲ１（Ω）とした場合に、コンデンサ容量Ｃ１に対する適切な抵抗値Ｒ１は、次式で示す範囲内であることを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。
［数１］
Ｒ１＝４８．８ｅ^{−０．００５８３Ｃ１}±６

【請求項7】

請求項４から６のいずれかに記載の照明用ＬＥＤ電源回路において、
前記全波整流器の各出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に挿入された前記各抵抗には、コイルがそれぞれ直列に接続されていることを特徴とする照明用ＬＥＤ電源回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、商用交流電源を用いて発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）を点灯させる照明用ＬＥＤ電源回路に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、ＬＥＤの光学性能が高くなってきており、ＬＥＤを用いた照明器具は寿命が長いなどの理由によって、従来の光源から置き換えられる状態にある。今後ＬＥＤの性能がますます向上していけば、さらに汎用の照明器具分野で採用されると考えられる。

【0003】

同時に、ＬＥＤ用の電源回路については、照明器具として高効率化を達成することが強く求められている。そのため、照明用ＬＥＤ電源回路には特にスイッチング素子を用いたスイッチング電源方式の定電流型が採用されてきており、今後もそのような傾向が続く可能性が高い。一般的な回路構成の例として、図１５に示すように、フィルタ回路２、全波整流器ＤＢ、ＤＢの出力端間に接続された第１コンデンサＣ１、第１コンデンサの端子間電力の供給を受けるスイッチング電源回路部４、電源回路部４の出力端間に接続された第２コンデンサＣ２からなるものがある。ＬＥＤ素子列は、第２コンデンサＣ２とともに、スイッチング電源回路部４の出力端間に並列に接続されている。

【0004】

数十マイクロ秒（μsec）オーダーの変動
上記のスイッチング電源回路部を伴ったＬＥＤ電源回路における課題として、ＬＥＤの「ちらつき」の問題がある。ＬＥＤは、電流又は電圧の極短時間での変動（高調波成分など）に敏感に反応する特性を有し、それがちらつきの原因の一つと考えられる。

【0005】

放電灯の点灯制御装置においても、ちらつき問題があり、様々な対策が講じられているが、ＬＥＤにおいては多少事情が異なっており、同様の対策では十分な解決が得られない場合がある。例えば、放電灯では、数ミリ秒〜数十ミリ秒のオーダーの変動に反応すると言われているが、ＬＥＤでは、数十マイクロ秒（μsec）オーダーの変動に反応し、放電灯と比べて、ＬＥＤでは１００分の１程度の変動にも敏感に反応する。一般的な制御回路のスイッチング素子のオンオフ動作によれば、前者の数ミリ秒〜数十ミリ秒のオーダーの変動が照明負荷へ伝搬することを防止できる。しかし、後者の数十マイクロ秒オーダーの変動には、制御回路の動作が追いつかず、その変動が照明負荷であるＬＥＤに伝搬すると、ちらつきが生じてしまう。

【0006】

このような数十マイクロ秒（μsec）オーダーの変動（パルス性のノイズ、インパルス）は、フィルタ回路２を潜り抜けて、交流電源から侵入する。ＬＥＤ電源回路においては、制御回路の動作スピードが追い付かず、ＬＥＤのちらつきの原因となり易い数十マイクロ秒（μsec）オーダーの高調波が、ＬＥＤ素子列まで伝播しないように何等かの方法で防止する必要がある。

【0007】

第１コンデンサＣ１に起因する高調波成分を低減させるために、第１コンデンサの容量を小さくするという内容の先行文献がある（特許文献１、２）。特許文献１では、第１コンデンサの容量を１μＦ未満に規定しており、特許文献２では、さらに第１コンデンサの容量を第２コンデンサの百分の一（１／１００）以下に規定している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特許５１４０２０３号公報

【特許文献2】特開２０１２−１９０８１４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかし、特許文献１、２のように第１コンデンサの容量を小さくすると、商用交流電源からの入力電流の高調波成分を低減させるという効果が認められるが、逆に、第１コンデンサの後段に設けられたスイッチング電源回路からのスイッチングノイズを低減しにくくなるという問題が生じる。理由としては、図１５に示すような従来の第１コンデンサＣ１は、スイッチング素子のスイッチング動作に起因する高周波電流（以下、スイッチングノイズと呼ぶ。）のバイパスの役目をするからである。第１コンデンサが大容量である方が、コンデンサのインピーダンスが低下して、バイパスの動作が強化される。そして、スイッチングノイズの発生源（スイッチング電源回路）からフィルタ回路へ漏れるノイズが低減し、このような高周波電流の流れる回路面積が小さくなって、外部へ出て行く高周波ノイズを防止できるので、第１コンデンサの容量が大きい方が好ましい。

【0010】

このように、第１コンデンサに起因する高調波成分対策のために第１コンデンサを小容量化すること、スイッチングノイズの流出防止のために第１コンデンサを大容量化することが、相反してしまう。

【0011】

また、第１コンデンサの容量が大きいと、電源投入時の突入電流が大きくなるという問題が生じる。このような突入電流は、トライアック位相調光の誤動作の原因にもなるので、これを防ぐために何らかの対策を要することになってしまう。

【0012】

本発明は上記の課題に鑑みなされたものであり、商用交流電源からの入力電流の高調波成分の低減機能、および、スイッチングノイズのバイパス機能を、同時に実現する照明用ＬＥＤ電源回路を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

上記の課題を解決するために、発明者は、特許文献１、２に示されるような第１コンデンサの容量を小さくするという消極的な方法を採らず、全波整流器と第１コンデンサ間の電力線上に、抵抗、または、チョークコイルを挿入するという積極的な方法を採った。

【0014】

すなわち、本発明に係る照明用ＬＥＤ電源回路は、
交流電源を全波整流する全波整流器と、
前記全波整流器の出力端間に接続される１００μＦ以上、１０００μＦ未満の第１コンデンサと、
前記第１コンデンサの端子間電力をスイッチング素子の駆動により点灯電力に変換するスイッチング電源回路部と、
前記スイッチング電源回路部の出力端間に接続されるＬＥＤ発光部と、を備え、
前記全波整流器の正極側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、抵抗およびコイルの少なくとも一方が挿入されることを特徴とする。

【0015】

ここで、前記全波整流器のグランド側出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に、抵抗およびコイルの少なくとも一方が挿入されることが好ましい。
また、挿入された２つの前記抵抗または挿入された２つの前記コイルのそれぞれの前記全波整流器側の端子間がコンデンサによって接続されていないことが好ましい。
また、前記全波整流器の出力端とこれに接続する前記第１コンデンサの端子との間に挿入された前記抵抗および前記コイルが、直列に接続されていることが好ましい。

【0016】

なお、前記全波整流器の正極側出力端と前記第１コンデンサの端子との間に、前記抵抗が挿入される場合は、前記抵抗の大きさが、１Ω以上、３０Ω以下であることが好ましい。さらには、前記第１コンデンサの容量をＣ１（μＦ）として、前記抵抗Ｒ１の大きさをＲ１（Ω）とした場合に、コンデンサ容量Ｃ１に対する適切な抵抗値Ｒ１は、次式で示す範囲内であるとよい。
［数１］
Ｒ１＝４８．８ｅ^{−０．００５８３Ｃ１}±６ …（１）
一方、前記全波整流器の正極側出力端と前記第１コンデンサの端子との間に、前記コイルが挿入される場合は、前記コイルのインダクタンスが、３μＨ以上、１００μＨ以下であることが好ましい。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、全波整流器と第１コンデンサとの間に抵抗（若しくはコイル、又は、抵抗とコイルの両方）を挿入することによって、例えば１μＦ未満というような第１コンデンサの小容量化という制約を受けることなく、入力電流の高調波成分の侵入を減少させることができる。つまり、実質的に第１コンデンサを小容量化した場合の入力電流の高調波対策と同等の効果が得られる。特に、ＬＥＤのちらつきの原因となり易い数十マイクロ秒（μsec）オーダーの高調波の侵入を防止できるので、高調波によるちらつきを低減したＬＥＤ照明を実現できる。

【0018】

同時に、本発明によれば、第１コンデンサについて所望の大きさの容量を確保できるので、第１コンデンサによるスイッチングノイズのバイパスの動作が強化されて、スイッチング電源回路から全波整流器側へ漏れるスイッチングノイズが抑制される効果があり、高周波ノイズの拡散防止を実現できる。

【0019】

このように、第１コンデンサと、その前段に挿入する抵抗（若しくはコイル、又は、抵抗とコイルの両方）との組み合せによって、商用交流電源からの入力電流の高調波成分の低減機能、および、スイッチングノイズのバイパス機能を低下させることなく、これらの機能を同時に実現する照明用ＬＥＤ電源回路を提供することができる。

【0020】

さらに、本発明によれば、全波整流器と第１コンデンサ間に抵抗（又はコイル）を加えたので、電源側から侵入する突入電流も弱くなり、特に、トライアック位相調光による調光制御が突入電流によって誤動作することも防止でき、良好な調光制御を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図2】本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図3】本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図4】本発明の第４実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図5】本発明の第５実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図6】本発明の第６実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。

【図7】本発明を適用可能なＬＥＤ電源回路の具体例を示す回路図である。

【図8】本発明を適用可能なＬＥＤ電源回路の他の具体例を示す回路図である。

【図9】シミュレーション回路を示す回路図である。

【図10】実施例１に係るシミュレーション結果を示すグラフである。

【図11】比較例１に係るシミュレーション結果を示すグラフである。

【図12】比較例２に係るシミュレーション結果を示すグラフである。

【図13】比較例３に係るシミュレーション結果を示すグラフである。

【図14】本発明に係る第１コンデンサと第１抵抗の好適な相関を示すグラフ。

【図15】従来の代表的なＬＥＤ電源回路を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0022】

第１実施形態
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１は第１実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。ＬＥＤ照明器具は、ＬＥＤ素子列からなるＬＥＤ発光部と、このＬＥＤ素子列に直流電源を供給するＬＥＤ電源回路１０とを有して構成されている。なお、ＬＥＤ電源回路には商用交流電源Ｖｓが供給される。

【0023】

ＬＥＤ電源回路１０は、交流電力に含まれるノーマルモードまたはコモンモードのノイズを除去するためのフィルタ回路部２と、フィルタ回路部２の出力を全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力端同士を結ぶ第１コンデンサとしてのバイパスコンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１の端子間電力を供給されるスイッチング電源回路部４と、この電源回路部４の出力端同士を結ぶ第２コンデンサとしての電解コンデンサＣ２とを備え、電解コンデンサＣ２に蓄積された直流エネルギーがＬＥＤ素子列に印加されるように構成されている。

【0024】

スイッチング電源回路部４は、バイパスコンデンサＣ１の端子間からの入力電力を所望の点灯電力に変換し、これを電解コンデンサＣ２およびＬＥＤ素子列に供給する。そのため、電源回路部４は、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子を内蔵し、スイッチング素子をオンオフ駆動制御する。

【0025】

本発明に特徴的な第１抵抗Ｒ１は、全波整流器ＤＢの正極側出力端と、これに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に、挿入されている。つまり、整流電流はすべて抵抗Ｒ１を通ってからバイパスコンデンサＣ１およびスイッチング電源回路部４に流れる。そして、抵抗Ｒ１は、ＬＥＤ電源回路の外部から侵入するインパルス状のノイズ、または、突入電流をブロックするように接続されている。

【0026】

また、バイパスコンデンサＣ１は、第１抵抗Ｒ１を通過した整流電流を部分平滑するため、および、スイッチング電源回路部４のスイッチング素子のオンオフ駆動により断続された電流の影響がフィルタ回路部２側に及ぶことを防止するバイパスとして設けられている。

【0027】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１と、全波整流器ＤＢおよびコンデンサＣ１間の正極側電力線に挿入された第１抵抗Ｒ１と、の組合せ回路を設けたため、商用交流電源からの入力電流の高調波成分が正極側電力線から侵入することを低減させることができる。特に、ＬＥＤのちらつきの原因となり易い数十マイクロ秒（μsec）オーダーの高調波の侵入を防止できるので、高調波によるちらつきを低減したＬＥＤ照明を実現できる。

【0028】

同時に、第１コンデンサＣ１について所望の大きさの容量を確保できるので、第１コンデンサＣ１によるスイッチングノイズのバイパスの動作が強化されて、スイッチング電源回路部４から全波整流器ＤＢ側へ漏れるスイッチングノイズが抑制される。

【0029】

さらに、全波整流器ＤＢと第１コンデンサＣ１間に第１抵抗Ｒ１を加えたので、電源側から侵入する突入電流も弱くなり、特に、トライアック位相調光による調光制御が突入電流によって誤動作することも防止でき、良好な調光制御を実現できる。

【0030】

第２実施形態
図２は第２実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態の特徴は、
第１実施形態の抵抗Ｒ１に加えて、２つ目の抵抗Ｒ２をグランド側電力線に挿入した点にある。この抵抗Ｒ２は、全波整流器ＤＢのグランド側出力端とこれに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に挿入されている。

【0031】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の組合せ回路を設けたため、第１実施形態の効果に加え、コモンモードのインパルス状のノイズや突入電流が、グランド側の電力線を通ってＬＥＤ素子列側に侵入することを防止できる。

【0032】

第３実施形態
図３は第３実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態の特徴は、
第１実施形態の抵抗Ｒ１に換えて、同じ位置にチョークコイルＬ１を挿入した点にある。つまり、チョークコイルＬ１は、全波整流器ＤＢの正極側出力端と、これに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に挿入されている。

【0033】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１とチョークコイルＬ１との組合せ回路を設けたため、第１実施形態と同様の効果を回路損失が無い状態で得ることができる。特に、チョークコイルＬ１のコアー材料を磁気飽和しにくいドラムコアーにすると良い。更には、スペースに余裕のある場合は、磁気飽和することがない空芯コイルを採用するのが良い。

【0034】

第４実施形態
図４は第４実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態の特徴は、第３実施形態のチョークコイルＬ１に加えて、２つ目のチョークコイルＬ２をグランド側電力線に挿入した点にある。このチョークコイルＬ２は、全波整流器ＤＢのグランド側出力端と、これに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に挿入されている。

【0035】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１、チョークコイルＬ１およびチョークコイルＬ２の組合せ回路を設けたため、第１および第３実施形態の効果に加え、コモンモードのインパルス状のノイズや突入電流が、グランド側の電力線を通ってＬＥＤ素子列側に侵入することを、回路損失が無い状態で防止することができる。

【0036】

第５実施形態
図５は第５実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態の特徴は、
第１実施形態の抵抗Ｒ１に換えて、同じ位置に、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ１の直列接続回路を挿入した点にある。つまり、Ｌ１とＲ１の直列接続回路が、全波整流器ＤＢの正極側出力端と、これに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に挿入されている。

【0037】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１と、Ｌ１とＲ１の直列接続回路とを組み合わせた回路構成にしたため、低い周波数成分の外部ノイズは、抵抗Ｒ１が主に対応し、高い周波数成分の外部ノイズは、チョークコイルＬ１が主に受け持つという、役割分担が可能になる。

【0038】

第６実施形態
図６は第６実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態の特徴は、第５実施形態のＬ１とＲ１の直列接続回路に加えて、２つ目の直列接続回路をグランド側電力線に挿入した点にある。つまり、Ｌ２とＲ２の直列接続回路が、全波整流器ＤＢのグランド側出力端とこれに接続されるバイパスコンデンサＣ１の端子との間に挿入されている。

【0039】

このように本実施形態では、バイパスコンデンサＣ１と、正極側およびグランド側の両電力線に挿入された直列接続回路とを組み合わせた回路構成にしたため、第１実施形態の効果に加え、コモンモードのインパルス状のノイズや突入電流が、グランド側の電力線を通ってＬＥＤ素子列側に侵入することを防止することができ、かつ、周波数の低いノイズを抵抗Ｒ１，Ｒ２が、周波数の高いノイズをチョークコイルＬ１，Ｌ２がそれぞれ受け持つという役割分担が可能になる。

【0040】

以上の第１実施形態から第６実施形態で説明した照明用ＬＥＤ電源回路１０〜６０について、具体的な回路例を２例挙げて、説明する。

【0041】

１つ目の例は、図７に示すフライバック・コンバータを利用した電源回路１１０である。フィルタ回路部２には、１対のノイズ防止用コンデンサＣ０，Ｃ０’と、チョークコイルを有する。チョークコイルは１対のコイルＴ１からなる。２つのコイルＴ１は、交流電源Ｖｓからの各ラインに１つずつ挿入されている。また、第１のノイズ防止用コンデンサＣ０は１対のコイルＴ１の交流電源側の各端子を結び、第２のノイズ防止用コンデンサＣ０’は１対のコイルＴ１の全波整流器側の各端子を結んでいる。これにより、交流電力に含まれるノーマルモードのノイズがノイズ防止用コンデンサＣ０，Ｃ０’で除去され、コモンモードのノイズの変換部への進入が１対のコイルＴ１により阻止される。しかし、一般的に、コイルＴ１は、内部で発生する微弱な高周波ノイズの外部への流出を防ぐ目的で
挿入されており、コストの関係もあり、その電流容量は最小限で設計されている。外部から侵入するインパルス状のノイズに対しては、コイルＴ１のコアー材料が磁気飽和し、スルーで通過してしまうので、本発明が非常に有効となるのである。

【0042】

スイッチング電源回路部４は、バイパスコンデンサＣ１の端子間電力が供給されるように接続されたフライバック・コンバータである。この電源回路部４の機能は、全波整流器ＤＢからの整流電流を電力変換して、出力端子間に接続された電解コンデンサＣ２を充電することである。また、電源回路部４の出力端子に対して電解コンデンサＣ２とともに並列接続されたＬＥＤ素子列へ、電解コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーを用いて、所定の大きさの連続する直流電流を供給することである。さらに、電源回路部４は、力率改善回路としても機能し、全波整流器ＤＢに入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形できる。

【0043】

電源回路部４の具体的構成は以下の通りである。電源回路部４は、フライバック・トランスＴ２と、スイッチング素子Ｑ１と、２次側ダイオードＤ２と、スイッチング素子Ｑ１を制御する制御回路１４とを有する。トランスＴ２は、全波整流後の整流電圧を一次電圧として用いて二次電圧を電解コンデンサＣ２に印加する。

【0044】

スイッチング素子Ｑ１とトランスＴ２の一次巻線Ｔ２ａとの直列回路は、全波整流器ＤＢの出力端子間に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン側端子は、一次巻線Ｔ２ａに接続され、Ｑ１のソース側端子は、全波整流器ＤＢのグランドラインに接続されている。スイッチング素子Ｑ１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。制御回路１４に設けられている駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のゲートに駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。そして、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により二次巻線Ｔ２ｂに二次電圧が誘起される。

【0045】

二次巻線Ｔ２ｂの端子間には、二次側ダイオードＤ２と電解コンデンサＣ２とが直列に接続される。二次側ダイオードＤ２は、発生した二次電流を整流する。整流後の二次電流は、電解コンデンサＣ２の正極に供給され、これを充電する。なお、ＬＥＤ素子列２と抵抗Ｒ６の直列回路が、電解コンデンサＣ２の両端子間を結んでいる。

【0046】

電源回路部４にはノイズ除去回路（Ｄ１，Ｃ３，Ｒ５）が設けられている。ノイズ除去回路は、一次側ダイオードＤ１およびノイズ除去コンデンサＣ３の直列回路と、抵抗Ｒ５とを有している。Ｄ１とＣ３の直列回路は、トランスの一次巻線Ｔ２ａの両端子を結ぶように接続されている。つまり、一次側ダイオードＤ１のアノード側端子は、一次巻線Ｔ２ａとスイッチング素子Ｑ１の接続点につながれ、カソード側端子はノイズ除去コンデンサＣ３に接続される。ノイズ除去コンデンサＣ３および抵抗Ｒ５は並列回路を形成している。このノイズ除去回路は、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態である時に、一次巻線Ｔ２ａに蓄えられたエネルギーを開放して、スイッチング駆動に伴うノイズを低減させるために設けられている。また、スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ１のドレインに印加される電圧を低減させる効果もあり、安価ＦＥＴの採用が可能になる。

【0047】

２つ目の例は、図８に示す降圧チョッパー回路を利用した電源回路２１０である。

【0048】

全波整流器ＤＢの出力端間に接続されたコンデンサは、全波整流出力によって充電される電解コンデンサＣ１であり、本発明の第１コンデンサに相当する。

【0049】

スイッチング電源回路部２４は、降圧チョッパー回路であり、電解コンデンサＣ１からの入力電力を変換して、出力端子間に接続されたＬＥＤ素子列に所定の大きさの連続する直流電流を供給する。

【0050】

具体的には電源回路部２４は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ３と、ダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御回路１６とで構成される。電源回路部の出力端間には平滑コンデンサＣ２が接続される。平滑コンデンサＣ２の両端にＬＥＤ素子列と抵抗Ｒ６が直列接続される。この平滑コンデンサＣ２は、本発明の第２コンデンサに相当する。電解コンデンサＣ１の正極側端子にスイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、電解コンデンサＣ１のグランド側端子とスイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬ３および平滑コンデンサＣ２が直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１をオンにして電解コンデンサＣ１の充電電力によってインダクタＬ３に磁気エネルギーを蓄積させ、スイッチング素子Ｑ１をオンからオフに切り替えた際、磁気エネルギーの放出によるインダクタＬ３からの電流をＬＥＤ素子列経由で再びインダクタＬ３に戻すように、インダクタＬ３およびＬＥＤ素子列の直列回路の両端間を、インダクタＬ３に戻る方向のみ電流を流すダイオードＤ１で接続することによって構成されている。

【実施例1】

【0051】

以下、本発明の効果を分かりやすく説明するために、図９のシミュレーション回路に基づく、入力電流の高調波成分のシミュレーション試験結果について説明する。シミュレーションは、市販品の回路シミュレーションソフトを用いた。また、本発明に係る第１抵抗Ｒ１と第１コンデンサＣ１の好適な相関関係について説明する。

【0052】

図９の回路構成では、交流電源Ｖ１に１μＦのノイズ除去用コンデンサＣ０が接続され、このコンデンサＣ０の端子間に全波整流器（Ｄ１〜Ｄ４）が接続されている。全波整流器の正極側出力端に、３０Ωの第１抵抗Ｒ１および１００μＦの第１コンデンサＣ１が直列接続され、第１コンデンサＣ１の端子間に負荷抵抗として４０００Ωの抵抗Ｒ３が接続されている。

【0053】

ここでは、第１抵抗Ｒ１の大きさ、および、第１コンデンサＣ１の容量の設定値を、表１のように変更してシミュレーションを実施した。Ｒ１＝０．１Ωは、短絡と同等であることを意味する。

【0054】

（表１）
―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――
抵抗Ｒ１ 第１コンデンサＣ１ 試験結果
―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――
実施例１ ３０Ω １００μＦ 図１０
比較例１ ０．１Ω １００μＦ 図１１
比較例２ ３０Ω １μＦ 図１２
比較例３ ０．１Ω １μＦ 図１３
―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――

【0055】

図１０〜１３の各（Ａ）、（Ｂ）は、交流電源Ｖ１（実効値１００Ｖ）を印加直後の各ポイントでの動作波形である。（Ａ）は、第１コンデンサＣ１の電圧波形を示し、縦軸に電圧値ｖ(OUT)（Ｖ）をとり、横軸に経過時間Ｔ（ｍsec）をとった。（Ｂ）は、抵抗Ｒ１を流れる電流波形を示し、縦軸に電圧値ｉ(R1)（Ａ）をとり、横軸に経過時間Ｔ（ｍsec）をとった。シミュレーションの都合上、電流波形がマイナス値を示しているが、これをプラス値と見なす。また、出力電力を５Ｗと仮定した。各（Ｃ）は、抵抗Ｒ１に流れる入力電流の高周波成分の分布を示し、縦軸に信号強度Ｈａｒｍ(i(R1))をとり、横軸に周波数Ｆ（ｋＨｚ）をとった。

【0056】

実施例１と比較例１では、一般的な低力率の電源回路として第１コンデンサを１００μＦに設定した。いずれの場合も、第１コンデンサが平滑コンデンサとして動作し、図１０、１１の各（Ａ）のように、全波整流器ＤＢの出力電圧が第１コンデンサＣ１によって平滑化される。

【0057】

しかし、比較例１のように抵抗Ｒ１を短絡状態と同等まで小さくした場合は、第１コンデンサＣ１の容量が大きいため、図９のシミュレーション回路は低力率として動作する。その結果、図１１（Ｂ）のように、略１０ｍsec毎に流れる電流波形は鋭いピーク状となり、図１１（Ｃ）に示すように、広帯域の高調波成分が発生する。
これに対して、実施例１では３０Ωの抵抗Ｒ１を挿入したため、第１コンデンサＣ１の容量は同じであっても、図１０（Ｂ）のように、略１０ｍsec毎に流れる電流波形は比較的緩やかなピーク状になり、図１０（Ｃ）に示すように、比較例１よりも高調波成分が全帯域に渡って減少した。これは、挿入した抵抗Ｒ１の効果が良く出たと言える。

【0058】

一方、比較例２と３の結果から分かるように、第１コンデンサＣ１の容量を１μＦと小さく設定すると、原理的には、抵抗Ｒ１の効果の差が表れるはずであるが、シミュレーション結果では、ほとんど区別がつかなかった。これは、第１コンデンサＣ１の容量が小さく、ＤＢの出力電圧は平滑化されずに、ほぼ全波の脈流電圧として負荷抵抗に印加されるからと言える。しかし、比較例２、３の場合は、第１コンデンサＣ１の容量が小さいため、スイッチングノイズのバイパス機能が弱くなってしまうという問題を抱えている。

【0059】

これらのシミュレーションの結果、第１コンデンサＣ１を１００μＦのように大容量に設定した場合には、抵抗Ｒ１の挿入による高調波成分の低減効果がより明確になった。また、第１コンデンサＣ１の容量が大きければ、後段の各種スイッチング電源からのスイッチングノイズの低減効果も大きくなる。従って、このシミュレーションからも、高調波成分の低減効果と、スイッチングノイズの低減効果とを同時に実現できることが言える。

【0060】

次に、第１コンデンサＣ１（μＦ）と抵抗Ｒ１（Ω）との良好な相関関係の一例を求め、その結果を図１４のグラフに実線にて示す。なお、図７のフィルタ回路部のコンデンサＣ０’を一般的な容量である１μＦに仮定した。また、交流電源として実効値１００Ｖの電圧を印加することにした。この相関関係の導出においては、スイッチング電源回路部４のスイッチング周波数を一般的な周波数である５０ＫＨｚに設定した。ここで、第１コンデンサＣ１を１０００μＦ程度の大容量に設定すれば、第１コンデンサＣ１のスイッチングノイズのバイパス機能が最大限に発揮されるとみなすことができ、挿入する抵抗Ｒ１は不要とした。そして、第１コンデンサＣ１を１０００μＦの大容量から１００μＦまで順次減少させていった場合に、フィルタ回路部２へのスイッチングノイズの漏れの程度が低下しないで同等に維持できるような抵抗Ｒ１の大きさを順次算出した。

【0061】

図１４に示すカーブを指数関数でフィッティングしたところ、次式の近似関数が得られた。
［数２］
Ｒ１＝４８．８ｅ^{−０．００５８３Ｃ１} …(２)

【0062】

図１４に示すように、良好な抵抗Ｒ１の大きさは、１Ω以上、３０Ω以下程度である。また、図１４に２本の破線によって挟まれた範囲は、第1コンデンサＣ１の容量に対する適切な抵抗Ｒ１の大きさの範囲を表している。この範囲を数式で示すと、次式になる。
［数３］
Ｒ１＝４８．８ｅ^{−０．００５８３Ｃ１}±６ …(１)

【0063】

一方、抵抗Ｒ１の代わりに、チョークコイルを使用する場合の良好なコイルＬ１のインダクタンスは、３μＨ以上、１００μＨ以下程度である。

【符号の説明】

【0064】

２ フィルタ回路部
４ スイッチング電源回路部
１０，２０，３０，４０，５０，６０，１１０，２１０ ＬＥＤ電源回路
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
ＤＢ 全波整流器
Ｌ１，Ｌ２ チョークコイル
ＬＥＤ ＬＥＤ素子列（ＬＥＤ発光部）
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｖｓ 商用交流電源

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】