特許 6158243 電力変換回路システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6158243

(24)【登録日】2017年6月16日

(45)【発行日】2017年7月5日

(54)【発明の名称】電力変換回路システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20170626BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 P

【請求項の数】2

【全頁数】10

(21)【出願番号】特願2015-61061(P2015-61061)

(22)【出願日】2015年3月24日

(65)【公開番号】特開2016-181993(P2016-181993A)

(43)【公開日】2016年10月13日

【審査請求日】2016年3月25日

(73)【特許権者】

【識別番号】000003609

【氏名又は名称】株式会社豊田中央研究所

(73)【特許権者】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001210

【氏名又は名称】特許業務法人ＹＫＩ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】▲高▼木 健一

(72)【発明者】

【氏名】井上 俊太郎

(72)【発明者】

【氏名】杉山 隆英

(72)【発明者】

【氏名】長下 賢一郎

(72)【発明者】

【氏名】新見 嘉崇

(72)【発明者】

【氏名】岡村 賢樹

【審査官】 佐藤 匡

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１４−１７６１９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１４／１０３１０５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０２４９４７２（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、
２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、
前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、出力電圧が相対的に小さい軽負荷時に、前記１次側変換回路と前記２次側変換回路のうちの送電側の時比率を変更制御するとともに、前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記左アームと前記右アームの相間位相差を変更制御し、前記送電側の時比率を前記１次側変換回路と前記２次側変換回路の位相差φに対して反比例するように変更制御し、かつ、前記１次側変換回路の前記相間位相差を前記２次側変換回路の時比率を用いて変更制御し、前記２次側変換回路の前記相間位相差を前記１次側変換回路の時比率を用いて変更制御する
ことを特徴とする電力変換回路システム。

【請求項2】

前記制御回路は、前記送電側の時比率δを前記１次側変換回路と前記２次側変換回路の位相差φに対して、
δ＝Ｋ／φ
但し、Ｋは係数
となるように変更制御し、かつ、前記１次側変換回路の前記相間位相差γ１を前記２次側変換回路の時比率δ２を用いて
γ１＝２π−δ２
となるように変更制御し、前記２次側変換回路の前記相間位相差γ２を前記１次側変換回路の時比率δ１を用いて
γ２＝２π−δ１
となるように変更制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は電力変換回路システムに関し、特に複数の入出力ポートを備える電力変換回路システムに関する。

【背景技術】

【0002】

ハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池自動車等、電気リッチな自動車の開発・普及に伴い、車載の電源回路も複雑化・大型化の傾向にある。例えば、ハイブリッド自動車では、走行用バッテリ、システム用バッテリ、プラグイン用の外部電源回路、走行用バッテリの直流電力を走行用モータに供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を交流電力に変換するためのＤＣ／ＡＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ、走行用バッテリの直流電力を補機に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等があり、構成が複雑化している。

【0003】

そこで、一つの回路で複数の入出力を備えるマルチポート電源の開発が進められている。マルチポート電源により、配線や半導体素子等の共有化により電源回路を小型化することが提案されている。

【0004】

特許文献１には、４つのポートを備える電力変換回路において、選択した複数のポートの間で電力変換することができる構成が記載されている。より具体的には、磁気結合リアクトル及びトランスを利用し、非絶縁型の双方向チョッパ回路と、絶縁型の双方向コンバータを結合した回路構成が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１１−１９３７１３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、マルチポート回路では、軽負荷時においてトランスのコア損失が支配的となり、これを抑制することがハイブリッド自動車のさらなる燃費改善に必要となる。トランスのコア損失の抑制には最大磁束密度の低減が有効であるが、単に時比率（デューティ）を変調するだけでは循環電流が生じてしまい、トランス以外での損失増大が生じてしまう。

【0007】

本発明の目的は、特に軽負荷時においてトランスのコア損失を低減し、これにより軽負荷時の変換効率を向上させることができる電力変換回路システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明は、１次側変換回路であって、１次側正極母線と１次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間にトランスの１次側巻線が接続される１次側変換回路と、２次側変換回路であって、２次側正極母線と２次側負極母線の間に左アームと右アームを備え、前記左アーム及び前記右アームはそれぞれ直列接続された２つのスイッチングトランジスタからなり、前記左アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点と前記右アームの２つのスイッチングトランジスタの接続点の間に前記トランスの２次側巻線が接続される２次側変換回路と、前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、出力電圧が相対的に小さい軽負荷時に、前記１次側変換回路と前記２次側変換回路のうちの送電側の時比率を変更制御するとともに、前記１次側変換回路及び前記２次側変換回路の前記左アームと前記右アームの相間位相差を変更制御し、前記送電側の時比率を前記１次側変換回路と前記２次側変換回路の位相差φに対して反比例するように変更制御し、かつ、前記１次側変換回路の前記相間位相差を前記２次側変換回路の時比率を用いて変更制御し、前記２次側変換回路の前記相間位相差を前記１次側変換回路の時比率を用いて変更制御する。

【0009】

出力電圧が相対的に小さい軽負荷時（例えば出力電圧が５０〜１５０Ｗ程度）では、トランスのコア損が損失の支配要因であり、コア損を低減するためにはトランスの最大磁束を低減することが有効である。トランスの最大磁束を低減するためには、１次側変換回路と２次側変換回路のうちの送電側の励磁期間の短縮が必要である。しかしながら、単に送電側の励磁期間を短縮するために送電側の時比率（デューティ）を変更制御すると、送電側と受電側のパルス幅に相違が生じるため循環電流が増大してしまう。この循環電流は電力伝送に寄与しないため、循環電流の増大は伝送効率の低下を生じてしまう。

【0010】

そこで、本発明では、単に送電側の時比率を変更制御するのではなく、送電側の時比率を変更制御するとともに、これと合わせて１次側変換回路及び前記２次側変換回路の左アームと右アームの相間位相差を変更制御することで、送電側と受電側のパルス幅が等しくなるように制御し、循環電流を抑制する。

【0012】

本発明の１つの実施形態では、前記制御回路は、前記送電側の時比率δを前記１次側変換回路と前記２次側変換回路の位相差φに対して、
δ＝Ｋ／φ
但し、Ｋは係数
となるように変更制御し、かつ、前記１次側変換回路の前記相間位相差γ１を前記２次側変換回路の時比率δ２を用いて
γ１＝２π−δ２
となるように変更制御し、前記２次側変換回路の前記相間位相差γ２を前記１次側変換回路の時比率δ１を用いて
γ２＝２π−δ１
となるように変更制御する。

【発明の効果】

【0013】

本発明によれば、特に軽負荷時において、循環電流を抑制しつつトランスのコア損失を低減して変換効率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】実施形態の回路構成図である。

【図2】実施形態の前提となる基本的制御ブロック図である。

【図3】２次側変換回路の時比率のみを変調した場合のトランス電圧及びトランス電流の波形図である。

【図4】実施形態の制御ブロック図である。

【図5】従来のトランス電圧、トランス電流、トランス磁束の波形説明図である。

【図6】実施形態のトランス電圧、トランス電流、トランス磁束の波形説明図である。

【図7】実施形態の効率説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

【0016】

図１は、本実施形態における電力変換回路システムの回路構成図である。電力変換回路システムは、制御回路１０と電力変換回路１２からなる。電力変換回路１２は、磁気結合リアクトルを利用し、３つの直流電源間において双方向の電力伝送が可能な３ポートのマルチポート回路である。

【0017】

マルチポート回路は、１次側変換回路にポートＡ及びポートＣを備え、２次側変換回路にポートＢを備える。

【0018】

１次側変換回路の正極母線と１次側変換回路の負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＡは、１次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＡの入出力電圧をＶＡとする。ポートＣは、１次側変換回路の負極母線とトランスの間に配置される。ポートＣの入出力電圧をＶＣとする。

【0019】

左側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ１及びＳ２の接続点と、右側アームを構成するスイッチングトランジスタＳ３及びＳ４の接続点の間に、互いに直列に接続される磁気結合リアクトルが接続されるとともに、トランスの１次側巻線が接続される。すなわち、磁気結合リアクトルとトランスの１次側巻線は、２つの双方向チョッパ回路の中間点に接続される。

【0020】

他方、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６からなる左アームと、互いに直列に接続されるスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８からなる右アームが設けられ、これら左アームと右アームは互いに並列に接続されフルブリッジ回路を構成する。ポートＢは、２次側変換回路の正極母線と負極母線の間に配置される。ポートＢの入出力電圧をＶＢとする。

【0021】

トランスの２次側巻線は、左アームを構成するスイッチングトランジスタＳ５及びＳ６の接続点と、右アームを構成するスイッチングトランジスタＳ７及びＳ８の接続点の間に接続される。

【0022】

制御回路１０は、電力変換回路１２を制御する各種パラメータを設定し、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング制御を行う。制御回路１０は、外部からのモード信号に基づき１次側変換回路の２つのポート間で電力変換を行うモードと、１次側と２次側間での絶縁型電力伝送を行うモードを切り替える。ポートでいえば、ポートＡとポートＢ間では双方向絶縁型コンバータとして回路を動作させ、ポートＡとポートＣ間では双方向非絶縁型コンバータとして回路を動作させる。このとき、磁気結合リアクトルは、双方向絶縁型コンバータ動作では磁束を弱め合うため漏れインダクタンス成分を用い、双方向非絶縁型コンバータ動作では磁束を強め合うため励磁インダクタンス成分と漏れインダクタンス成分の和の成分を用いて電力伝送を行う。

【0023】

１次側変換回路と２次側変換回路の間の絶縁型電力伝送は、１次側変換回路と２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ８のスイッチング周期の位相差φで制御する。
１次側変換回路から２次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側が２次側に対して進み位相となるように位相差φを決定する。また、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、これとは逆に１次側が２次側に対して遅れ位相となるように位相差φを決定する。例えば、２次側変換回路から１次側変換回路に電力を伝送する場合、１次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ１及びＳ４をオンし、Ｓ２及びＳ３をオフする。また、２次側変換回路ではスイッチングトランジスタＳ５及びＳ８をオンし、Ｓ６及びＳ７をオフする。２次側変換回路では、
Ｓ５→トランス２次側巻線→Ｓ８
と電流が流れる。１次側変換回路では、
Ｓ４→トランス１次側巻線→Ｓ１
と電流が流れる。

【0024】

次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ８をオンし、それ以外はオフとする。前の期間と比べてスイッチングトランジスタＳ５がオンからオフに遷移するが、２次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ５がオフすると、スイッチングトランジスタＳ６に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、２次側の両端電圧はゼロに降下する。従って、２次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ５のオンオフとなる。

【0025】

さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ１、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。

【0026】

さらに次の期間では、スイッチングトランジスタＳ４、Ｓ６、Ｓ８をオンし、それ以外をオフとする。１次側変換回路のスイッチングトランジスタＳ１がオンからオフに遷移すると、スイッチングトランジスタＳ１に並列に接続されたダイオードを介して電流が流れ続け、スイッチングトランジスタＳ２がオンしない限り１次側の両端電圧はゼロにならない。従って、１次側の両端電圧を決めるのは、スイッチングトランジスタＳ２のオンオフとなる。

【0027】

上下のスイッチングトランジスタが短絡しないように、数百ナノ秒〜数マイクロ秒程度のデッドタイムを設けてもよい。すなわち、スイッチングトランジスタＳ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８がともにオフとなるような期間を設けてもよい。

【0028】

図１のマルチポート回路を例えばハイブリッジ自動車等に搭載する場合、ポートＡに４８Ｖ補機を接続し、ポートＣに１４Ｖ補機を接続し、ポートＢに主機バッテリ等を接続することができる。

【0029】

図２は、本実施形態の前提となる、制御回路１０の基本構成ブロック図である。１次側変換回路を受電側、２次側変換回路を送電側とし、電圧値ＶＢの電源が設置されたポートＢからポートＡ及びポートＣに電力を伝送する場合、ポートＡ及びポートＣのそれぞれの電圧参照値ＶＡ、ＶＣの値を検出すれば制御できる。

【0030】

制御回路１０は、機能ブロックとして、位相差指令値φ^＊生成部及び時比率（デューティ）指令値δ^＊生成部を備える。

【0031】

位相差指令値φ^＊生成部は、差分器とＰＩ（比例積分）制御器を備える。差分器は、ポートＡの電圧指令値ＶＡ^＊と参照値ＶＡとの差分を算出する。ＰＩ制御器は、算出された差分値をＰＩ制御して１次側変換回路及び２次側変換回路の位相差指令値φ^＊を生成する。生成された位相差指令値φ^＊で１次側変換回路と２次側変換回路の位相差φを制御することで、ポートＡの出力電圧値を一定に維持することができる。

【0032】

また、時比率指令値δ^＊生成部は、差分器とＰＩ制御器と加算器を備える。差分器は、ポートＣの電圧指令値ＶＣ^＊と参照値ＶＣとの差分を算出する。ＰＩ制御器は、算出された差分値をＰＩ制御する。加算器は、ＰＩ制御値にフィードフォワード項δＦＦを加算して１次側変換回路及び２次側変換回路時比率（デューティ）指令値δ^＊を生成する。図において、δ１^＊は１次側変換回路の時比率であり、これは２次側変換回路の時比率δ２^＊に等しい。生成された時比率指令値δ^＊で時比率を制御することで、ポートＣの出力電圧値を一定に維持することができる。なお、フィードフォワード項δＦＦは制御を安定化させるために付加しているもので、例えば
δＦＦ＝２π（１−ＶＣ／ＶＡ）
で決定されるが、本実施形態では必ずしも必須でない。

【0033】

ハイブリッド自動車等の実際の走行では、出力電圧が５０〜１５０Ｗ程度の軽負荷が最も良く使用されるため、この軽負荷における効率増大が燃費向上のために必要となる。出力電圧が５０〜１５０Ｗ程度の軽負荷時では、回路に流れる負荷電流は小さいため、素子損失や巻線銅損に比べるとトランスのコア損失が支配的となる。トランスのコア損失は、動作周波数、コア体積及び最大磁束に依存するが、周波数やコア体積は、回路設計の際に決定されるパラメータのため変更できない。そこで、軽負荷時には最大磁束Ｂｍの低減を図ることが有効となる。

【0034】

トランスの最大磁束は、以下の式で与えられる。
Ｂｍ＝Ｔ・ＶＢ／（２Ｎ・Ａ_Ｔ）
ここで、Ｎは巻数、Ａ_Ｔは断面積、Ｔは励磁期間である。ＮやＡ_Ｔは設計値であるため制御により変更することはできない。従って、制御できるパラメータは励磁期間Ｔのみである。励磁期間Ｔは、トランスの送電側巻線に電圧ＶＢが印加される期間であり、動作周波数ω_ｓｗから以下の式で与えられる。
Ｔ＝（|δ２−π|＋π）／ω_ｓｗ
ここで、δ２は送電側である２次側変換回路の時比率のラジアン表示で、０＜δ２＜２πである。この式より、送電側である２次側変換回路の時比率δ２をπの値から離すことで励磁期間Ｔを短くし、最大磁束を低減できることがわかる。

【0035】

しかしながら、２次側変換回路の時比率のみを変更すると、１次側変換回路と２次側変換回路の時比率に相違が生じるためトランス巻線両側に印加される電圧波形に差が生じ、循環電流が生じてしまう。

【0036】

図３は、１次側変換回路と２次側変換回路の時比率が異なる場合の、トランス電圧とトランス電流の波形図である。図３（ａ）はトランス電圧の波形であり、１次側変換回路の電圧６×Ｖ１及び２次側変換回路の電圧Ｖ２を示す。図３（ｂ）はトランス電流の波形図であり、１次側変換回路の時比率δ１を０．７５とし、２次側変換回路の時比率δ２を０．６とした場合である。図３（ａ）に示すように、１次側変換回路と２次側変換回路の時比率が異なるとパルス幅に差異が生じる。このため、図３（ｂ）に示すように、非伝送期間において本来であればトランス電流はゼロでなければならないところ、非伝送期間においてもトランス電流、つまり循環電流が流れてしまう。循環電流は、例えばスイッチングトランジスタＳ２がオンのときにＳ２→Ｓ４→リアクトル→トランス１次側巻線→リアクトル→Ｓ２と流れ、電力伝送には寄与せず閉回路を循環するため、変換効率を著しく悪化させる要因となる。

【0037】

このため、本実施形態では、トランスの最大磁束を低減すべく励磁期間Ｔを短縮するとともに、循環電流の発生を抑制するために、２次側変換回路の時比率の変更に合わせて、１次側変換回路と２次側変換回路のそれぞれの相間位相差γ１、γ２を変更する。

【0038】

相間位相差は、１次側変換回路及び２次側変換回路それぞれにおける、左アーム（Ｕ相）と右アーム（Ｖ相）の間の位相差である。１次側変換回路のＵ相、Ｖ相をそれぞれＵ１相、Ｖ１相、２次側変換回路のＵ相、Ｖ相をそれぞれＵ２相、Ｖ２相とすると、相間位相差γ１はＵ１相とＶ１相の位相差であり、γ２はＵ２相とＶ２相の位相差である。相間位相差γ１、γ２は、基本的には同一であるが、本実施形態ではδ１とδ２が相違することを考慮して、相間位相差γ１、γ２を異なる値とすることで、１次側変換回路と２次側変換回路の電圧Ｖ１、Ｖ２のパルス幅を等しくする。

【0039】

図４は、本実施形態における制御回路１０の機能ブロック図である。図２に示す前提となる基本的な機能ブロック図と対比して、１次側変換回路及び２次側変換回路の相間位相差指令値γ１^＊、γ２^＊を、互いに逆側のブリッジ回路の時比率から生成する。すなわち、１次側変換回路の相間位相差指令値γ１^＊を２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊から生成し、２次側変換回路の相間位相差指令値γ２^＊を１次側変換回路の時比率指令値δ１^＊から生成する。

【0040】

より詳細には、位相差指令値φ^＊を図２の場合と同様にポートＡの電圧指令値ＶＡ^＊と参照値ＶＡから生成し、１次側変換回路の時比率指令値δ１^＊を図２の場合と同様にポートＣの電圧指令値ＶＣ^＊と参照値ＶＣ及びフィードフォワード項δＦＦ（但し、これは必須ではない）から生成する。

【0041】

他方、軽負荷時には、２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊を上記のようにπの値から離すようにδ１^＊から変更することで励磁期間Ｔを短くするとともに、１次側変換回路の相間位相差指令値γ１^＊を
γ１^＊＝２π−δ２^＊
により２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊から生成し、かつ、２次側変換回路の相間位相差指令値γ２^＊を
γ２^＊＝２π−δ１^＊
により１次側変換回路の時比率指令値δ１^＊から生成する。具体的には、送電側である２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊は、
δ２^＊＝Ｋ／φ^＊
により生成する。

【0042】

このことは、２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊を位相差φに反比例するように変更制御することを意味する。但し、Ｋは係数であり、δ２^＊＞δ１^＊である。

【0043】

軽負荷時において、伝送電力の低下、つまり位相差φの低下に伴い２次側変換回路の時比率指令値δ２^＊が増大し、励磁期間Ｔが小さくなって最大磁束が低減することになる。

【0044】

図５は、制御回路１０の構成が図２の場合のトランス電圧、トランス電流、トランス磁束の波形図である。図５（ａ）はトランス電圧、図５（ｂ）はトランス電流、図５（ｃ）はトランス磁束である。

【0045】

また、図６は、制御回路１０の構成が図４の場合のトランス電圧、トランス電流、トランス磁束の波形図である。図６（ａ）はトランス電圧、図６（ｂ）はトランス電流、図６（ｃ）はトランス磁束である。いずれも回路シミュレーション結果である。

【0046】

図５と図６のトランス電流及びトランス磁束に着目すると、図６では図５に比べてトランス磁束が２００ｍＴから１６０ｍＴと低減し、かつ、循環電流がゼロ近傍まで抑制されている。

【0047】

図７は、制御回路１０の構成が図２の場合と図４の場合の出力電力に対する効率の回路シミュレーション結果を示す。図において符号１００は図２の場合、つまり２次側変換回路の時比率を変更制御せず、相間位相差γ１、γ２も変更制御しない場合の効率であり、符号２００は図４の場合、つまり２次側変換回路の時比率、及び相間位相差γ１、γ２を変更制御した場合の効率である。本実施形態では循環電流を抑制できるため、その分だけ効率が増大し、特に出力電力が５０〜１５０Ｗと小さい場合においてその効果が顕著である。

【0048】

以上のように、本実施形態では、ハイブリッド自動車等において軽負荷（５０〜１５０Ｗ）での効率改善が必要であるところ、時比率と相間位相差をともに制御することで循環電流を抑制しつつトランスのコア損失を低減でき、効率を向上させることが可能である。

【0049】

本実施形態では、送電側である２次側変換回路の時比率を変更するとともに１次側変換回路の相間位相差γ１を変更することで最大磁束を低減しつつ循環電流を抑制しているが、高負荷時（１５０Ｗ以上）及び軽負荷時（５０〜１５０Ｗ）のいずれにおいても図４に示す本実施形態の制御ブロックで制御する他に、高負荷時には図２に示す基本的な制御ブロックで制御し、軽負荷時には図４に示す本実施形態の制御ブロックで制御する等、負荷に応じて制御を切り替えてもよい。

【0050】

また、本実施形態では、２次側変換回路から１次側変換回路に電力伝送する場合について説明したが、１次側変換回路から２次側変換回路に電力伝送する場合も同様に適用し得ることは言うまでもない。この場合、送電側である１次側変換回路の時比率δ１を位相差φに反比例するように設定し、かつ、相間位相差γ１を２次側変換回路の時比率δ２から設定し、γ２を１次側変換回路の時比率δ１から設定すればよい。すなわち、送電側を１次側変換回路、受電側を２次側変換回路とすると、
γ１^＊＝２π−δ２^＊
γ２^＊＝２π−δ１^＊
δ１^＊＝Ｋ／φ^＊
により時比率指令値δ１^＊、相間位相差指令値γ１^＊、γ２^＊を生成すればよい。

【符号の説明】

【0051】

１０ 制御回路、１２ 電力変換回路。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】