特許 6160152 ドライブ回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6160152

(24)【登録日】2017年6月23日

(45)【発行日】2017年7月12日

(54)【発明の名称】ドライブ回路

(51)【国際特許分類】

   H03K 17/687 20060101AFI20170703BHJP

【ＦＩ】

   H03K17/687 A

【請求項の数】1

【全頁数】8

(21)【出願番号】特願2013-59279(P2013-59279)

(22)【出願日】2013年3月22日

(65)【公開番号】特開2014-187443(P2014-187443A)

(43)【公開日】2014年10月2日

【審査請求日】2016年1月21日

(73)【特許権者】

【識別番号】000003942

【氏名又は名称】日新電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100068755

【弁理士】

【氏名又は名称】恩田 博宣

(74)【代理人】

【識別番号】100105957

【弁理士】

【氏名又は名称】恩田 誠

(72)【発明者】

【氏名】小倉 正嗣

【審査官】 白井 亮

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０３−１０６２１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開昭５９−１０３５６７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０２−０５０５１８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２８８４１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０３−１８３２０９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−０１７６５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２２５６４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−１３４８３６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−１８８１７８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｋ １７／６８７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＩＣの出力に基づいて負荷を駆動するドライブ回路であって、入力バッファを構成する一対の入力段トランジスタと、該トランジスタ間の出力ノードからの出力に基づいて動作する出力段スイッチとを備え、前記ＩＣの出力を受けて前記入力段トランジスタが動作し次いで前記出力段スイッチが動作して前記負荷を駆動するものであり、
前記入力段トランジスタの動作速度を第１コンデンサの充放電態様に基づいて変更可能とするその第１コンデンサが前段の抵抗を介して前記入力段トランジスタの制御端子に接続され、その制御端子と前記ＩＣの出力端子とが直接接続されると共に、
前記出力段スイッチの出力端子と逆方向には前記入力段トランジスタ間の出力ノードとの間にダイオードを接続し、負荷電流の検出に用いる前記出力段スイッチの出力端子間電圧を含む所定電圧まで第２コンデンサを充電させる充電電流を前記入力段トランジスタ間の出力ノードから得るべく該出力ノードと前記第２コンデンサとが接続されており、
前記入力段トランジスタ間の出力ノードは、第２の抵抗を介して前記出力段スイッチの制御端子に接続されているとともに、第４の抵抗を介して前記ダイオードと接続されており、該出力ノードに接続されている前記第４の抵抗と前記第２の抵抗とは並列になっていることを特徴とするドライブ回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＩＣの出力に基づいて負荷を駆動するドライブ回路に関する。

【背景技術】

【0002】

フォトカプラ搭載のＩＣ等からの出力に基づいて負荷を駆動するドライブ回路としては、多段のトランジスタにて構成したものが様々提案されている（例えば特許文献１の第６図等参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許第４９６８４８７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上記のようなドライブ回路は、ＩＣの出力に対して個々のトランジスタの応答性が高くなるような回路構成とし、負荷駆動に対する応答性をより向上させるが検討課題の一つとなっている。

【0005】

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、応答性の向上を図ることができるドライブ回路を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するドライブ回路は、ＩＣの出力に基づいて負荷を駆動するドライブ回路であって、入力バッファを構成する一対の入力段トランジスタと、該トランジスタ間の出力ノードからの出力に基づいて動作する出力段スイッチとを備え、前記ＩＣの出力を受けて前記入力段トランジスタが動作し次いで前記出力段スイッチが動作して前記負荷を駆動するものであり、前記入力段トランジスタの動作速度を第１コンデンサの充放電態様に基づいて変更可能とするその第１コンデンサが前段の抵抗を介して前記入力段トランジスタの制御端子に接続され、その制御端子と前記ＩＣの出力端子とが直接接続されると共に、前記出力段スイッチの出力端子と逆方向には前記入力段トランジスタ間の出力ノードとの間にダイオードを接続し、負荷電流の検出に用いる前記出力段スイッチの出力端子間電圧を含む所定電圧まで第２コンデンサを充電させる充電電流を前記入力段トランジスタ間の出力ノードから得るべく該出力ノードと前記第２コンデンサとが接続されており、前記入力段トランジスタ間の出力ノードは、第２の抵抗を介して前記出力段スイッチの制御端子に接続されているとともに、第４の抵抗を介して前記ダイオードと接続されており、該出力ノードに接続されている前記第４の抵抗と前記第２の抵抗とは並列になっている。

【0007】

この構成によれば、ＩＣの出力端子からの出力電流が第１コンデンサの充電以外で分岐経路や抵抗も無く入力段トランジスタの制御端子に直接的に作用することから、入力段トランジスタの制御端子に供給する制御電流が速やかに変化する。また、入力段トランジスタ間の出力ノードからの出力電流の一部は第２コンデンサの充電電流として分岐するが、その出力電流が十分に大きいために分岐の影響は小さく、出力段スイッチの制御端子に供給する制御電流の変化も速やかである。これらにより、入力段トランジスタ及び出力段スイッチの動作速度が敏速となり、負荷駆動に対する応答性が向上する。

【発明の効果】

【0008】

本発明のドライブ回路によれば、応答性の向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施形態におけるドライブ回路の回路図である。

【図2】実施形態の動作を説明するための各所の波形図である。

【図3】比較例におけるドライブ回路の回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、ドライブ回路の一実施形態について説明する。
図１に示すように、ドライブ回路１０は、フォトカプラ２１や保護回路２２等を搭載するハイブリッドＩＣ２０に対して用いるドライバ回路であり、該ＩＣ２０からの出力（出力信号Ｓａ）に基づいて負荷を駆動する。

【0011】

ドライブ回路１０は、入力バッファとして電源線間に直列接続された一対の入力段トランジスタＱ１，Ｑ２を備え、プルアップ側の入力段トランジスタＱ１にはＮＰＮバイポーラトランジスタが、プルダウン側の入力段トランジスタＱ２にはＰＮＰバイポーラトランジスタがそれぞれ用いられている。入力段トランジスタＱ１のコレクタ端子はプラス側電源線Ｖ_ＣＣに、入力段トランジスタＱ２のコレクタ端子はマイナス側電源線Ｖ_ＥＥにそれぞれ接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２の各エミッタ端子は互いに接続されている。入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子（制御端子）は、フォトカプラ搭載のＩＣ２０の出力端子Ｔ１と接続、本実施形態では抵抗等の他の素子を介さず直接接続されている。また、入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子（ＩＣ２０の出力端子Ｔ１）とトランジスタＱ２のコレクタ端子（マイナス側電源線Ｖ_ＥＥ）との間には、ベース端子側から順に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とが直列接続されている。

【0012】

入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子間のノードＮ１は、抵抗Ｒ２を介して出力段スイッチＱ３のゲート端子（制御端子）と接続されている。出力段スイッチＱ３は、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴが用いられるが、ＩＧＢＴ等であってもよい。出力段スイッチＱ３のゲート端子とソース端子との間には、抵抗Ｒ３が接続されている。

【0013】

また、出力段スイッチＱ３のドレイン端子と、入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子間のノードＮ１との間には、出力段スイッチＱ３が駆動する負荷電流Ｉｏが過電流か否かを検出するための過電流検出回路１１が備えられている。

【0014】

過電流検出回路１１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５及び複数のダイオード列Ｄａがこの順で直列接続され、抵抗Ｒ４の一端が入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子間のノードＮ１に、最終のダイオード列Ｄａのカソード端子が出力段スイッチＱ３のドレイン端子にそれぞれ接続されている。また、抵抗Ｒ４，Ｒ５間のノードＮ２とグランド線ＧＮＤとの間には、コンデンサＣ２が接続されている。

【0015】

また、ノードＮ２は、ＩＣ２０の検出端子Ｔ２と接続されている。ＩＣ２０内には保護回路２２が備えられ、該保護回路２２を構成するコンパレータ２３の非反転入力端子はその検出端子Ｔ２と接続されている。コンパレータ２３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。コンパレータ２３は、コンデンサＣ２の充電電圧（ノードＮ２の電圧）を検出電圧Ｖａとして入力し、該検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較に基づいて負荷電流Ｉｏが過電流かを判定する。そして、コンパレータ２３による過電流判定に基づいて、ＩＣ２０内の保護回路２２の動作が通常動作と保護動作のいずれかに切り替えられる。

【0016】

次に、本実施形態のドライブ回路１０の動作（作用）を説明する。
ＩＣ２０は、外部からＨ・Ｌレベルの制御信号を受けると、ＩＣ２０内のフォトカプラ２１を介して出力端子Ｔ１から出力信号Ｓａを入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子に出力する。

【0017】

ＩＣ２０の出力端子Ｔ１からの出力信号ＳａがＨレベルになると、入力段トランジスタＱ１がオン、入力段トランジスタＱ２がオフし、ノードＮ１の電圧はＨレベルとなる。すると、ノードＮ１の電圧をゲート端子に受ける出力段スイッチＱ３はオンし、これにより負荷電流Ｉｏが流れ出す。一方、ＩＣ２０の出力端子Ｔ１からの出力信号ＳａがＬレベルになると、入力段トランジスタＱ１がオフ、入力段トランジスタＱ２がオンし、ノードＮ１の電圧はＬレベルとなる。すると、ノードＮ１の電圧をゲート端子に受ける出力段スイッチＱ３はオフし、これにより負荷電流Ｉｏは流れない。

【0018】

ここで、図３は、比較例におけるドライブ回路１０ｘを示す。このドライブ回路１０ｘでは、コンデンサＣ１の前段に挿入する抵抗Ｒ１がＩＣ２０の出力端子Ｔ１と入力段トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子との間に配置されている。また、過電流検出回路１１を構成する抵抗Ｒ４の一端の接続先がＩＣ２０の出力端子Ｔ１に変更されている。つまり、ＩＣ２０の出力端子Ｔ１からの出力信号ＳａがＨレベルで、入力段トランジスタＱ１をオン（入力段トランジスタＱ２はオフ）、次いで出力段スイッチＱ３をオンさせる場合、ＩＣ２０の出力端子Ｔ１から出力される出力電流Ｉａに着目すると、該出力電流Ｉａの一部は分岐して検出回路１１のコンデンサＣ２の充電電流Ｉｘとして消失し、残りの電流が抵抗Ｒ１を介し更にコンデンサＣ１の充電後に初めて入力段トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂとなる構成となっている。

【0019】

そのため、図３及び図２の一点鎖線で示すように、論理ゲート等を搭載するＩＣ２０は出力電流Ｉａの駆動能力が低いこともあり、入力段トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂの立ち上がりが緩やかとなり、該トランジスタＱ１の出力電流Ｉｃ、即ち出力段スイッチＱ３のゲート端子に向かうゲート電流Ｉｇの立ち上がりも緩やかとなる。結果、出力段スイッチＱ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの立ち上がりも緩やかとなって、該スイッチＱ３のオンへの切り替わりが緩慢な動作となる。

【0020】

これに対して本実施形態では、同じくＩＣ２０の出力端子Ｔ１からの出力信号ＳａがＨレベルで、入力段トランジスタＱ１をオン（入力段トランジスタＱ２はオフ）、次いで出力段スイッチＱ３をオンさせる場合、ＩＣ２０の出力端子Ｔ１から出力される出力電流Ｉａが分岐経路や抵抗も無く入力段トランジスタＱ１のベース端子に直接的に作用する構成となっている。

【0021】

そのため、図１及び図２の実線で示すように、入力段トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂの立ち上がりが速やかとなり、該トランジスタＱ１の出力電流Ｉｃ、即ち出力段スイッチＱ３のゲート端子に向かうゲート電流Ｉｇの立ち上がりも速やかとなる。ここで、入力段トランジスタＱ１（ノードＮ１）の出力電流Ｉｃの一部は分岐して検出回路１１のコンデンサＣ２の充電電流Ｉｘとして消失するのが懸念されるが、出力電流ＩｃはＩＣ２０の出力電流Ｉａと比べて十分に大きく分岐の充電電流Ｉｘが十分に小さくなることから、出力段スイッチＱ３のゲート電流Ｉｇへの影響は小さい。結果、出力段スイッチＱ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの立ち上がりも速やかであり、該スイッチＱ３のオンへの切り替わりが敏速な動作となる。

【0022】

因みに、本実施形態で用いるＩＣ２０は、ドライブ回路１０との組み合わせにおいて、入力段トランジスタＱ１がオフ、入力段トランジスタＱ２がオンし、出力段スイッチＱ３がオフする場合、負荷電流Ｉｏが許容範囲である場合には出力段スイッチＱ３は速やかにオフするが、過電流が生じた場合には緩やかにオフする所謂ソフトターンオフ機能を備えている。

【0023】

過電流検出回路１１のコンデンサＣ２の充電電圧（ノードＮ１の電圧）は、ダイオード列Ｄａの順方向電圧Ｖ１と出力段スイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧Ｖ２との加算電圧値であり、出力段スイッチＱ３が駆動する負荷電流Ｉｏの大きさに応じてコンデンサＣ２の充電電圧、即ち検出電圧Ｖａが変化する。ＩＣ２０内の保護回路２２を構成するコンパレータ２３はその検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、負荷電流Ｉｏの電流値が許容範囲内では検出電圧Ｖａが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータ２３の出力はＬレベルとなっている。一方、負荷電流Ｉｏが過電流になると、コンデンサＣ２の充電電圧が上昇して検出電圧Ｖａが高くなり、コンパレータ２３の基準電圧Ｖｒｅｆを上回る。そして、コンパレータ２３の出力は、過電流異常を示すＨレベルに切り替わる。コンパレータ２３の出力がＨレベルになると、ＩＣ２０内の保護回路２２は通常動作から保護動作に切り替わる。

【0024】

ここで、入力段トランジスタＱ１をオフ、入力段トランジスタＱ２をオンさせる際には、入力段トランジスタＱ１側のオン時に充電されたコンデンサＣ１の充電電荷のＩＣ２０の出力端子Ｔ１に向けての放電が行われる。ＩＣ２０内においては、そのコンデンサＣ１の放電を行うために出力端子Ｔ１に接続され互いに並列をなす第１放電経路２４と第２放電経路２５が用意されている。第２放電経路２５の放電能力は、第１放電経路２４の放電能力に比べて例えば５０倍小さく構成されている。

【0025】

そして、負荷電流Ｉｏの電流値が許容範囲内でコンパレータ２３の出力がＬレベルの時には、通常動作として第１放電経路２４が選択され、コンデンサＣ１の放電が速やかに行われる。つまり、速やかに入力段トランジスタＱ１がオフ、入力段トランジスタＱ２がオンし、次いで出力段スイッチＱ３が速やかにオフする。

【0026】

これに対し、負荷電流Ｉｏの電流値が過電流となってコンパレータ２３の出力がＨレベルになると、保護動作に切り替わるべく第２放電経路２５が選択され、コンデンサＣ１の放電が緩やかに行われる。従って、入力段トランジスタＱ１のオフ、入力段トランジスタＱ２のオンも緩やかとなり、出力段スイッチＱ３も緩やかにオフするソフトターンオフ動作となり、負荷回路の過電流保護が図られるようになっている。

【0027】

次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）ＩＣ２０の出力がＨレベルで出力段スイッチＱ３をオンさせる場合、ＩＣ２０の出力端子Ｔ１からの出力電流ＩａがコンデンサＣ１の充電以外で分岐経路や抵抗も無く入力段トランジスタＱ１のベース端子に直接的に作用することから、入力段トランジスタＱ１のベース電流Ｉｂが速やかに変化する。また、入力段トランジスタＱ１，Ｑ２間のノードＮ１からの出力電流Ｉｃの一部はコンデンサＣ２の充電電流Ｉｘとして分岐するが、その出力電流Ｉｃが十分に大きいために分岐の影響は小さく、出力段スイッチＱ３のゲート端子に供給するゲート電流Ｉｇの変化も速やかである。これらにより、入力段トランジスタＱ１及び出力段スイッチＱ３の動作速度が敏速となり、負荷駆動に対する応答性を向上させることができる。

【0028】

尚、上記実施形態は、以下のように変更してもよい。
・ドライブ回路１０の回路構成は一例であり、素子の種類や数、接続態様等はこの限りではなく、適宜変更してもよい。

【0029】

・フォトカプラ２１を搭載したＩＣ２０のドライブ回路１０に適用したが、その他の構成のＩＣのドライブ回路に適用してもよい。

【符号の説明】

【0030】

１０…ドライブ回路、２０…ＩＣ、Ｑ１，Ｑ２…入力段トランジスタ、Ｑ３…出力段スイッチ、Ｃ１…コンデンサ（第１コンデンサ）、Ｃ２…コンデンサ（第２コンデンサ）、Ｄａ…ダイオード列（ダイオード）、Ｒ１…抵抗、Ｔ１…出力端子、Ｎ１…ノード（出力ノード）、Ｉｏ…負荷電流、Ｉｘ…充電電流、Ｉｂ…ベース電流（制御電流）、Ｉｇ…ゲート電流（制御電流）、Ｖ２…ソース・ドレイン間電圧（出力端子間電圧）、Ｖａ…検出電圧（所定電圧）。

【図1】

【図2】

【図3】