特許 6160372 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6160372

(24)【登録日】2017年6月23日

(45)【発行日】2017年7月12日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 1/08 20060101AFI20170703BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20170703BHJP

   H02M 7/537 20060101ALI20170703BHJP

【ＦＩ】

   H02M1/08 A

   H02M7/48 M

   H02M7/537 C

【請求項の数】3

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2013-181940(P2013-181940)

(22)【出願日】2013年9月3日

(65)【公開番号】特開2015-50862(P2015-50862A)

(43)【公開日】2015年3月16日

【審査請求日】2016年5月12日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088672

【弁理士】

【氏名又は名称】吉竹 英俊

(74)【代理人】

【識別番号】100088845

【弁理士】

【氏名又は名称】有田 貴弘

(74)【代理人】

【識別番号】100103229

【弁理士】

【氏名又は名称】福市 朋弘

(72)【発明者】

【氏名】笠松 晃

【審査官】 柳下 勝幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００４−１１２９８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１９６０６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−１５１７２２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ １／００ − １／４４

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／５３７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧が印加される正極(P1)および負極(P2)と、
前記正極に接続される第１電極と、第２電極と、前記第２電極と短絡して前記第１電極と前記第２電極とをオフ状態にする制御電極とを有する第１スイッチング素子(Su1,Sv1,Sw1,Sx1)と、
前記制御電極と接続される第１端と、前記第２電極と接続される第２端と、前記第１端と前記第２端との間に設けられる駆動用スイッチ素子(DS2)とを有する第１駆動回路(DRx1)と、
高電位端と、前記第２電極に接続された低電位端とを有し、前記第１駆動回路に動作電圧を与えるブートコンデンサ(Cx1)と、
前記正極と前記負極との間において前記負極側で前記第１スイッチング素子に対して直列に接続され、通常運転において前記第１スイッチング素子と排他的にオンし、前記通常運転に先立つ前記ブートコンデンサの初期充電動作においてオンする、第２スイッチング素子(Su2,Sv2,Sw2,Sx2)と、
前記高電位端に接続されたカソードを有し、オンした前記第２スイッチング素子と共に前記ブートコンデンサの充電経路となるブートダイオード(Dx10)と、
前記通常運転において前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態へ移行する期間における前記第２スイッチング素子の両端電圧の低下率の最大値よりも、前記初期充電動作において前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態へ移行する期間における前記低下率の最大値の方を、小さくする調整部(40)と、
前記第２スイッチング素子(Sx2)を駆動する第２駆動回路(DRx2)と、
前記第２駆動回路へと動作電圧を与える直流電源(E1)と
を備え、
前記第２スイッチング素子は、前記第２電極と接続される第３電極と、前記負極と接続される第４電極と、前記第３電極と前記第４電極とのオン／オフを司る第２制御電極とを有し、
調整部(40)は、
前記直流電源の低電位端と、前記第２スイッチング素子の前記第４電極とを接続する経路に設けられる抵抗(R40)と、
前記抵抗と並列に接続され、前記初期充電動作においてオフし、前記通常運転においてオンするスイッチ素子(S40)と
を有する、電力変換装置。

【請求項2】

前記抵抗(R40)および前記スイッチ素子(S40)は、前記直流電源(E1)の前記低電位端と前記第２駆動回路(DRx2)との間で前記経路に設けられる、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記抵抗(R40)および前記スイッチ素子(S40)は、前記第２駆動回路(DRx2)と前記第４電極との間で前記経路に設けられる、請求項１に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば三相インバータは、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを、三相分有している。各相において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子は、正極端と負極端との間で、互いに直列に接続されている。正極端と負極端との間には直流電圧が印加されている。上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との接続点は、各相の出力端として機能する。

【0003】

そして、これらの上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが適切に制御されることにより、三相インバータは、直流電圧を三相交流電圧に変換し、出力端を介して当該三相交流電圧を出力する。

【0004】

また、これら上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との各々には、駆動回路が設けられている。駆動回路は、外部からスイッチング信号を受け取り、これを、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子の各々へと出力する。下側スイッチング素子の駆動回路には、直流電源が接続されている。上側スイッチング素子の駆動回路には、直流電源の個数を低減すべく、ブートコンデンサが接続される場合がある。このブートコンデンサの高電位端と直流電源の高電位端との間には、ダイオードが設けられている。ダイオードの順方向は、直流電源からブートコンデンサへと向かう方向である。ダイオードは、ブートコンデンサが直流電源側へと放電することを防止する。

【0005】

このようなインバータにおいて、下側スイッチング素子をオンすると、直流電源を用いてブートコンデンサを充電できる。より詳細には、直流電源、ダイオード、ブートコンデンサおよび下側スイッチング素子を有する経路に電流が流れて、ブートコンデンサが充電される。

【0006】

これにより、全ての駆動回路に直流電源を設ける構造に比して、直流電源の個数を低減することができ、製造コストを低減することができる。

【0007】

また本発明に関連する技術として、特許文献１が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開２００９−１５９６９７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら従来の技術では、ブートコンデンサを充電すべく下側スイッチング素子をオンすると、後に詳述するように、上側スイッチング素子が誤動作してオンする事態を招きやすい。上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との両方が同時にオンすると、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とに大電流が流れるので、このような事態は好ましくない。

【0010】

そこで、本発明は、ブートコンデンサの充電動作において、スイッチング素子が誤動作によりオンすることを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、直流電圧が印加される正極(P1)および負極(P2)と、前記正極に接続される第１電極と、第２電極と、前記第２電極と短絡して前記第１電極と前記第２電極とをオフ状態にする制御電極とを有する第１スイッチング素子(Su1,Sv1,Sw1,Sx1)と、前記制御電極と接続される第１端と、前記第２電極と接続される第２端と、前記第１端と前記第２端との間に設けられる駆動用スイッチ素子(DS2)とを有する第１駆動回路(DRx1)と、高電位端と、前記第２電極に接続された低電位端とを有し、前記第１駆動回路に動作電圧を与えるブートコンデンサ(Cx1)と、前記正極と前記負極との間において前記負極側で前記第１スイッチング素子に対して直列に接続され、通常運転において前記第１スイッチング素子と排他的にオンし、前記通常運転に先立つ前記ブートコンデンサの初期充電動作においてオンする、第２スイッチング素子(Su2,Sv2,Sw2,Sx2)と、前記高電位端に接続されたカソードを有し、オンした前記第２スイッチング素子と共に前記ブートコンデンサの充電経路となるブートダイオード(Dx10)と、前記通常運転において前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態へ移行する期間における前記第２スイッチング素子の両端電圧の低下率の最大値よりも、前記初期充電動作において前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態へ移行する期間における前記低下率の最大値の方を、小さくする調整部(40)と、前記第２スイッチング素子(Sx2)を駆動する第２駆動回路(DRx2)と、前記第２駆動回路へと動作電圧を与える直流電源(E1)とを備え、前記第２スイッチング素子は、前記第２電極と接続される第３電極と、前記負極と接続される第４電極と、前記第３電極と前記第４電極とのオン／オフを司る第２制御電極とを有し、調整部(40)は、前記直流電源の低電位端と、前記第２スイッチング素子の前記第４電極とを接続する経路に設けられる抵抗(R40)と、前記抵抗と並列に接続され、前記初期充電動作においてオフし、前記通常運転においてオンするスイッチ素子(S40)とを有する。

【0013】

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記抵抗(R40)および前記スイッチ素子(S40)は、前記直流電源(E1)の前記低電位端と前記第２駆動回路(DRx2)との間で前記経路に設けられる。

【0014】

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記抵抗(R40)および前記スイッチ素子(S40)は、前記第２駆動回路(DRx2)と前記第４電極との間で前記経路に設けられる。

【発明の効果】

【0015】

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、ブートコンデンサの充電動作の前には、第１駆動回路に動作電圧が与えられていないので、駆動用スイッチのインピーダンスは高い。そして充電動作において第２スイッチング素子をターンオンさせる際には、比較的緩やかな変化率で第２スイッチング素子の両端電圧が低下する。これにより、このターンオンに起因して、第１スイッチング素子の第１電極と制御電極との間の寄生容量を介して正極から駆動回路（駆動用スイッチ素子）へと流れる電流のピークを、低減することができる。この電流は、ハイインピーダンスの駆動用スイッチ素子を流れることにより、第１スイッチング素子の制御電極の制御電圧を増大させるところ、電流のピークを低減できるので、制御電圧の増大を抑制することができる。ひいては第１スイッチング素子が誤動作によりオンを抑制することができる。

【0016】

しかも、簡易な構成でその第１の態様を実現できる。

【0017】

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との一組が複数設けられる場合に、複数の第２スイッチング素子に対して、一つの直流電源および一つの調整部をそれぞれ共通して用いることができる。

【0018】

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、直流電源と第２駆動回路との間に抵抗およびスイッチ素子を設ける必要がないので、これらに起因する第２駆動回路の動作電圧（直流電源からの直流電圧）の低下を回避できる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】電力変換部の概念的な構成の一例を示す図である。

【図2】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。

【図3】駆動回路の内部構成の一例を示す図である。

【図4】下側のスイッチング素子がターンオンするときの電圧および電流の一例を模式的に示す図である。

【図5】下側のスイッチング素子がターンオンするときに、上側のスイッチング素子側の構成に流れる電流を説明するための図である。

【図6】スイッチング素子の両端電圧の一例を模式的に示す図である。

【図7】下側のスイッチング素子がターンオンするときに上側のスイッチング素子側の構成に流れる電流と、上側のスイッチング素子の両端電圧との一例を模式的に示す図である。

【図8】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。

【図9】電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。

【図10】上側のスイッチング素子の寄生容量の静電容量と、上側のスイッチング素子の両端電圧との関係の一例を模式的に示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

実施の形態．
＜電力変換装置＞
図１に例示するように、電力変換部１はスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を備えている。また図１では、電源線ＬＨが正極端Ｐ１に接続され、電源線ＬＬが負極端Ｐ２に接続されている。これらの正極端Ｐ１および負極端Ｐ２の間には、正極端Ｐ１の電位を高電位とする直流電圧が印加される。スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２は、電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される。またスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２の間の点は交流線Ｐｕに接続される。スイッチング素子Ｓｖ１，Ｓｖ２とスイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２とについても同様であり、スイッチング素子Ｓｖ１，Ｓｖ２の間の点が交流線Ｐｖに接続され、スイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２の間の点が交流線Ｐｗに接続される。

【0021】

以下、スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１を総称してスイッチング素子Ｓｘ１とも呼び、スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２を総称してスイッチング素子Ｓｘ２とも呼び、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを総称して交流線Ｐｘとも呼ぶ。またここでは、スイッチング素子Ｓｘ１はスイッチング素子Ｓｘ２よりも電源線ＬＨ側に配置されるので、以下では、スイッチング素子Ｓｘ１を上側のスイッチング素子Ｓｘ１とも呼び、スイッチング素子Ｓｘ２を下側のスイッチング素子Ｓｘ２とも呼ぶ。

【0022】

スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、接合型トランジスタ等である。

【0023】

またスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２には、例えば、それぞれダイオードＤｘ１，Ｄｘ２が並列に接続される。ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２は、その順方向が電源線ＬＬから電源線ＬＨへと向かうように、設けられる。なお、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２が電源線ＬＬから電源線ＬＨに向けて導通可能であれば、これらのダイオードＤｘ１，Ｄｘ２を設けなくても構わない。

【0024】

これらのスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は、制御部３によってスイッチング信号が入力される。言い換えれば、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は制御部３によって制御される。この制御によって、電力変換部１が適切に動作して、直流電圧を交流電圧へと変換する。なおここでは、直流電圧を三相交流電圧に変換する三相の電力変換部１が例示されているものの、単相であってもよく、三相以上であってもよい。

【0025】

図１の例示では、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには負荷２が接続されている。この負荷２は例えばモータであり、電力変換部１によって印加される交流電圧に応じて回転する。

【0026】

＜駆動装置＞
次に、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２を駆動するために駆動装置について説明する。図２は、一対のスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２と、これを駆動する駆動装置との概念的な構成の一例を示している。また図２の例示では、コンデンサＣ１を用いて、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを示している。このコンデンサＣ１は実際に設けられても良い。このようなコンデンサＣ１は平滑コンデンサあるいはスナバコンデンサなどとして機能することができる。

【0027】

以下では、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の電源線ＬＨ側の電極を第１電極と呼び、電源線ＬＬ側の電極を第２電極と呼ぶ。

【0028】

図２に示すように、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極と第２電極との間には、駆動回路ＤＲｘ１が設けられている。駆動回路ＤＲｘ１は端子Ｐ１１，Ｐ１２を有しており、端子Ｐ１１は、抵抗Ｒｘ１を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極に接続され、端子Ｐ１２はスイッチング素子Ｓｘ１の第２電極に接続される。駆動回路ＤＲｘ１は、制御部３からスイッチング信号を入力し、これをスイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと出力する。この制御電極はスイッチング素子Ｓｘ１のオン／オフを司る。より詳細には、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極に印加される制御電圧Ｖｇ１がオン電圧を超えると、スイッチング素子Ｓｘ１がオンする。また制御電圧Ｖｇ１がオン電圧を下回ると、スイッチング素子Ｓｘ１はオフする。

【0029】

抵抗Ｒｘ１は、いわゆるゲート抵抗として機能することができ、例えば制御電圧Ｖｇ１の発振などを抑制することができる。なお抵抗Ｒｘ１は設けられていなくても構わない。

【0030】

スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極と第２電極との間には、駆動回路ＤＲｘ２が設けられている。なお、駆動回路ＤＲｘ２、端子Ｐ２１，Ｐ２２および抵抗Ｒｘ２は、駆動回路ＤＲｘ１、端子Ｐ１１，Ｐ１２および抵抗Ｒｘ１と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

【0031】

駆動回路ＤＲｘ２には、直流電源Ｅ１が接続されている。直流電源Ｅ１の低電位端は、後述の調整部４０を介して、スイッチング素子Ｓｘ２の第２電極と駆動回路ＤＲｘ２とに共通して接続されており、高電位端は駆動回路ＤＲｘ２に接続される。この直流電源Ｅ１は駆動回路ＤＲｘ２へと動作電圧を印加する。

【0032】

駆動回路ＤＲｘ２は、図３に示すように、駆動用スイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２を備えている。なお、駆動回路ＤＲｘ１の内部構成の一例は駆動回路ＤＲｘ２と同じであるので、図３においては、駆動回路ＤＲｘ１としての符号も付記される。

【0033】

駆動回路ＤＲｘ２について説明すると、駆動用スイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２は、直流電源Ｅ１の高電位端と低電位端との間で互いに直列に接続されている。ここでは、駆動用スイッチ素子ＤＳ１は駆動用スイッチ素子ＤＳ２よりも直流電源Ｅ１の高電位端側に配置されている。駆動用スイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２を接続する接続点は、端子Ｐ２１として機能し、駆動用スイッチ素子ＤＳ１とは反対側の駆動用スイッチ素子ＤＳ２の電極は、端子Ｐ２２として機能する。

【0034】

駆動用スイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２は、制御部３からスイッチング信号を受け取って、互いに排他的にオンする。例えば駆動用スイッチ素子ＤＳ１がオンし、駆動用スイッチ素子ＤＳ２がオフすると、駆動回路ＤＲｘ２に入力される動作電圧を、抵抗Ｒｘ２を介して、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極へと印加することができる。これにより、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電圧Ｖｇ２がオン電圧を超えることになり、スイッチング素子Ｓｘ２がオンする。一方で、駆動用スイッチ素子ＤＳ１がオフし、駆動用スイッチ素子ＤＳ２がオンすると、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極が、抵抗Ｒｘ２を介して、スイッチング素子Ｓｘ２の第２電極に短絡する。これにより、制御電圧Ｖｇ２がオン電圧を下回ることになり、スイッチング素子Ｓｘ２がオフする。

【0035】

図２の例示では、直流電源Ｅ１と駆動回路ＤＲｘ２の間において、直流電源Ｅ１に並列に接続されたコンデンサＣｘ２が設けられている。このコンデンサＣｘ２は動作電圧を平滑することができる。なお、コンデンサＣｘ２は設けられていなくても構わない。

【0036】

駆動回路ＤＲｘ１には、ブートコンデンサＣｘ１が接続されている。ブートコンデンサＣｘ１の低電位端は、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極と駆動回路ＤＲｘ１とに共通して接続されており、高電位端は駆動回路ＤＲｘ１に接続される。このブートコンデンサＣｘ１の両端電圧が、動作電圧として、駆動回路ＤＲｘ１に印加される。

【0037】

駆動回路ＤＲｘ１の内部構成の一例は、駆動回路ＤＲｘ２と同様であるので、ここでは繰り返しの説明を避ける。

【0038】

ブートコンデンサＣｘ１の高電位端と、直流電源Ｅ１の高電位端との間には、ブートダイオードＤｘ１０が設けられている。ブートダイオードＤｘ１０は、その順方向が直流電源Ｅ１からブートコンデンサＣｘ１へと向かうように、設けられる。ブートダイオードＤｘ１０は、ブートコンデンサＣｘ１が直流電源Ｅ１側へと放電することを防止できる。

【0039】

このような回路によれば、スイッチング素子Ｓｘ２をオンすることで、直流電源Ｅ１を用いてブートコンデンサＣｘ１を充電することができる。より具体的には、スイッチング素子Ｓｘ２のオンにより、直流電源Ｅ１、ブートダイオードＤｘ１０、ブートコンデンサＣｘ１およびスイッチング素子Ｓｘ２を有する充電経路に電流（以下、充電電流とも呼ぶ）が流れて、ブートコンデンサＣｘ１が充電される。

【0040】

このようなブートコンデンサＣｘ１の充電は、電力変換部１の通常運転（直流電圧を三相交流電圧に変換する運転）に先立って、実行される。ブートコンデンサＣｘ１が充電されないと、駆動回路ＤＲｘ１に動作電圧を印加できずにスイッチング素子Ｓｘ１の制御ができないからである。以下では、この充電を初期充電動作とも呼ぶ。

【0041】

図２の例示では、ブートコンデンサＣｘ１の高電位端と直流電源Ｅ１の高電位端との間には、抵抗Ｒｘ１０が設けられている。抵抗Ｒｘ１０はブートダイオードＤｘ１０と直列に接続されている。この抵抗Ｒｘ１０は、ブートコンデンサＣｘ１の充電の際に、直流電源Ｅ１からブートコンデンサＣｘ１へと流れる突入電流を抑制することができる。なお、例えばブートコンデンサＣｘ１の静電容量が小さいために、抵抗Ｒｘ１０がなくても突入電流が問題にならない場合には、抵抗Ｒｘ１０は設けられていなくても構わない。

【0042】

ここで、調整部４０が設けられていない場合の、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作において発生しえるスイッチング素子Ｓｘ１の誤動作について、説明する。まず、ブートコンデンサＣｘ１を充電すべく、制御部３はスイッチング素子Ｓｘ２をターンオンさせる。図４は、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンさせるときの各電圧の一例を模式的に示している。

【0043】

図４に示すように、時点ｔ１において、制御電圧Ｖｇ２が立ち上がってオン電圧Ｖｏｎを超える。これにより、スイッチング素子Ｓｘ２はターンオンする。このターンオンに伴って、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２は低下してほぼ零に至るのに対して、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１は増大して、直流電圧Ｖｄｃとほぼ同じ値を採る。これは、スイッチング素子Ｓｘ２のオンにより、スイッチング素子Ｓｘ１単体で直流電圧Ｖｄｃを支持することになるからである。なお、図４は模式的な図であり、制御電圧Ｖｇ１および両端電圧Ｖ１は、実際には傾斜して立ち上がる。

【0044】

このようにスイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１が増大すると、図５に示すように、スイッチング素子Ｓｘ１の第１電極と制御電極との間の寄生容量Ｃ１１を介して電流ｉ１１が流れる。この電流ｉ１１は、電源線ＬＨから寄生容量Ｃ１１を経由しつつ、次の２つの経路を経由して、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極へと流れ得る。第１経路は、抵抗Ｒｘ１、および、駆動回路Ｄｘ１のうち端子Ｐ１１，Ｐ１２の間の部分（駆動用スイッチ素子ＤＳ２の寄生容量または抵抗分、ならびに、パターン配線の寄生容量など）を含む経路であり、第２経路は、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極と第２電極との間の寄生容量Ｃ１２を含む経路である。

【0045】

さて、通常運転に先立つブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作においては、駆動回路ＤＲｘ１には未だ動作電圧が供給されずに、動作していない。よって、駆動用スイッチ素子ＤＳ２はハイインピーダンスである。なお駆動用スイッチ素子ＤＳ２はハイインピーダンスであるものの、実際には抵抗分や寄生容量を介して、駆動用スイッチ素子ＤＳ２にわずかに電流が流れ得る。また、駆動用スイッチ素子ＤＳ２がハイインピ−ダンスなので寄生容量Ｃ１２にも大きな電流が流れる。制御電極と第２電極間が、通常運転のオフ状態よりもハイインピーダンスとなる。よって、寄生容量Ｃ１１を介して電流ｉ１１が流れると、制御電極と第２電極間がハイインピーダンスである為、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極には、この電流ｉ１１とハイインピーダンスとによる電圧が印加されることになるので、この電圧が制御電圧Ｖｇ１となる。そして、制御電圧Ｖｇ１がスイッチング素子Ｓｘ１のオン電圧を超えると、スイッチング素子Ｓｘ１がターンオンする。図４の例示では、制御電圧Ｖｇ１がオン電圧を超えているので、スイッチング素子Ｓｘ１がターンオンする。

【0046】

これにより、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオンすることになる。よって、電源線ＬＨからスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２を介して電源線ＬＬへと短絡電流が流れる。直流電圧Ｖｄｃは、駆動回路ＤＲｘ１，ＤＲｘ２の動作電圧に比して十分に大きく、しかも、短絡電流が流れる経路（スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２）には大きな抵抗が存在しないので、この短絡電流は比較的大きい。

【0047】

図４の例示では、スイッチング素子Ｓｘ２を流れる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｓｘ１のオンに伴って、増大する。なお、スイッチング素子Ｓｘ２には、ブートコンデンサＣｘ１を充電する充電電流と、短絡電流とが流れるので、電流Ｉ２は短絡電流と充電電流との和である。そして、制御電圧Ｖｇ１が低減に転じ、時点ｔ２においてオン電圧Ｖｏｎを下回ると、スイッチング素子Ｓｘ１がターンオフする。これにより、短絡電流は零となり、スイッチング素子Ｓｘ２には充電電流のみが流れる。よって、時点ｔ２以後において、電流Ｉ２は充電電流と一致する。

【0048】

以上のように、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作において、スイッチング素子Ｓｘ１が誤動作してオンすると、比較的大きな短絡電流が流れる。このような短絡電流は望ましくない。

【0049】

なお、通常運転においては、スイッチング素子Ｓｘ２がターンオンする際のスイッチング素子Ｓｘ１の駆動用スイッチ素子ＤＳ２は、ローインピーダンスである。なぜなら、通常運転においては、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は相互に排他的にオンするように制御されるので、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンするときには、スイッチング素子Ｓｘ１はオフしているからである。つまり、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンするときには、駆動用スイッチ素子ＤＳ２がオンしているのである。よって、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンの際に電流ｉ１１が流れた（図５参照）としても、インピーダンスという観点では、通常運転における制御電圧Ｖｇ１の増大量は、初期充電動作における制御電圧Ｖｇ１の増大量に比べて小さい。

【0050】

そこで、本実施の形態では、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作において、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンに伴って流れる上記電流の最大値を低減することを企図するのである。

【0051】

本実施の形態にかかる駆動装置では、図２に示すように、調整部４０が設けられる。調整部４０は、スイッチング素子Ｓｘ２がオフ状態からオン状態へと移行する期間における、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２の、時間に対する低下率を調整する。つまり、スイッチング素子Ｓｘ２がターンオンする際の両端電圧Ｖ２の立ち下がりの傾斜を調整する。なお両端電圧Ｖ１，Ｖ２の和は直流電圧Ｖｄｃと等しいので、調整部４０は、両端電圧Ｖ１の立ち上がりの傾斜を調整することにもなる。

【0052】

図６は、ブートコンデンサＣｘ１の充電を行なうために、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンしたときの、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２と、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖｘ１との一例を模式的に示している。ここでは、ブートコンデンサＣｘ１の充電を行なう前の状態において、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の一組には直流電圧Ｖｄｃが印加されており、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々には、直流電圧Ｖｄｃに応じた電圧が印加されている。

【0053】

そして、スイッチング素子Ｓｘ２がターンオンするときに、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２は時間の経過と共に低下して、ほぼ零に至る。両端電圧Ｖ１，Ｖ２の和が直流電圧Ｖｄｃとなるので、両端電圧Ｖ１は、両端電圧Ｖ２の低下に応じて増大し、直流電圧Ｖｄｃとほぼ等しい値を採る。

【0054】

調整部４０は、この両端電圧Ｖ２の低下率を調整する。より詳細には、通常運転におけるスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２の低下率の最大値よりも、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作における両端電圧Ｖ２の変化率の最大値の方を、小さくする。図６では、通常運転における両端電圧Ｖ１，Ｖ２が破線で示され、初期充電動作における両端電圧Ｖ１，Ｖ２が実線で示されている。

【0055】

調整部４０の動作は、次のように言い換えることもできる。即ち、初期充電動作においてスイッチング素子Ｓｘ２のターンオンに要する時間を、通常運転に比して長くする。或いは、初期充電動作におけるスイッチング素子Ｓｘ２のターンオン速度を、通常運転に比して低減する、とも説明できる。

【0056】

これにより、初期充電動作における両端電圧Ｖ２は比較的緩やかに低減し、同様に、両端電圧Ｖ１は比較的緩やかに増大する。

【0057】

これを実現すべく、調整部４０は、例えば抵抗Ｒ４０とスイッチ素子Ｓ４０とを備えている。抵抗Ｒ４０は、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極と、直流電源Ｅ１との間に設けられている。より詳細には、スイッチング素子Ｓｘ２をオンするための経路（直流電源Ｅ１と駆動用スイッチ素子ＤＳ１と抵抗Ｒｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２とを含む経路）に設けられる。図２の例示では、抵抗Ｒ４０は、直流電源Ｅ１の低電位端と、駆動回路ＤＲｘ２との間に設けられている。

【0058】

スイッチ素子Ｓ４０は、例えばＭＯＳ電界効果トランジスタなどであって、抵抗Ｒ４０と並列に接続されており、例えば制御部３によって制御される。制御部３は、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作において、スイッチ素子Ｓ４０をオフさせた状態で、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンさせる。

【0059】

よって、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作においては、スイッチング素子Ｓｘ２をオンするための経路の抵抗値は、抵抗Ｒ４０の抵抗値の分、比較的大きくなる。この抵抗値が大きいと、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電圧Ｖｇ２は緩やかに増大する。これにより、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２も緩やかに低減することになる。ひいては、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１も緩やかに増大することになる。

【0060】

そして、両端電圧Ｖ１が緩やかに増大すると、これに起因して流れる電流ｉ１１の最大値を低減することができる。図７は、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンの際の両端電圧Ｖ１と電流ｉ１１との一例を模式的に示している。

【0061】

本実施の形態と異なって、両端電圧Ｖ１が比較的急峻に増大すると、これに応じて寄生容量Ｃ１１の両端電圧も比較的速やかに増大することになる。つまり、電流ｉ１１の最大値が比較的大きくなる（図７の破線の電流ｉ１１参照）。

【0062】

このように電流ｉ１１が大きくなる理由については、次のようにも説明できる。即ち、制御電圧に比べて直流電圧Ｖｄｃが非常に大きい場合、寄生容量Ｃ１１の電圧は、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１とほぼ同じであると考えることができる。よって、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１の変化が急峻であれば、寄生容量Ｃ１１の電圧の変化も急峻であり、急峻な電圧変化をもたらすには、電流ｉ１１も急峻である。したがって、両端電圧Ｖ１の増大率が大きいほど、電流ｉ１１のピークが大きくなる。

【0063】

一方で、両端電圧Ｖ１が比較的緩やかに増大すると、これに応じて電流ｉ１１の最大値が比較的に小さくなる（図７の実線の電流ｉ１１参照）。ひいては、電流ｉ１１に起因するスイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧Ｖｇ１の増大を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｓｘ１が誤動作してオンすることを抑制できる。これにより、短絡電流を抑制して、ブートコンデンサＣｘ１を充電できる。

【0064】

次に、制御部３は、通常運転を開始する前に、スイッチ素子Ｓ４０をオンする。これにより、通常運転において、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンの際に、両端電圧Ｖ２の低下率を高めることができる。言い換えれば、スイッチング素子Ｓｘ２を速やかにターンオンすることができる。これは、スイッチング損失を小さくするという観点で望ましい。

【0065】

なお、通常運転にてスイッチング素子Ｓｘ２をターンオンする際には、上述したように駆動用スイッチ素子ＤＳ２がローインピーダンスであるので、電流ｉ１１に起因する制御電圧Ｖｇ１の増大は問題になりにくい。

【0066】

以上のように、本実施の形態では、よりスイッチング素子Ｓｘ１の誤動作が生じやすい初期充電動作では、ターンオン時のスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２の低下率を小さくして、スイッチング素子Ｓｘ１の誤動作を抑制し、スイッチング素子Ｓｘ１の誤動作が生じにくい通常運転では、ターンオン時のスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２の低下率を高くして、スイッチング素子Ｓｘ２の高速スイッチングを実現するのである。

【0067】

なお、図２のように、スイッチ素子Ｓ４０と抵抗Ｒ４０とで調整部４０を形成すれば、簡単な構成で調整部４０の機能を実現することができる。

【0068】

また、上述の例では、駆動回路ＤＲｘ１は駆動用スイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２を有しているものの、駆動用スイッチ素子ＤＳ１に替えて、プルアップ抵抗が設けられても良い。これによっても、スイッチング素子Ｓｘ１を駆動することができる。

【0069】

また、上述の例では、スイッチング素子Ｓｘ２を１回オンすることで、ブートコンデンサＣｘ１を充電している。しかるに、これに限らず、スイッチング素子Ｓｘ２のオン／オフを繰り返し切り替えることで、ブートコンデンサＣｘ１を間欠的に充電しても良い。

【0070】

また、上述の例では、直流電源Ｅ１の低電位端は、調整部４０を介してスイッチング素子Ｓｘ２の第２電極に接続されているものの、調整部４０を迂回して、直接に、スイッチング素子Ｓｘ２の第２電極に接続されていても良い。

【0071】

＜調整部４０の位置Ａ＞
スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２の第２電極は、共通して電源線ＬＬに接続されている（図１も参照）。よって電源線ＬＬに印加される電位が、スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｖ２の制御電圧Ｖｇ２の基準として機能する。したがって、低電位端が電源線ＬＬに接続される直流電源Ｅ１を、各スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２の駆動回路ＤＲｘ２の動作電源として、共通に用いることができる。

【0072】

さらに、調整部４０は、３つの駆動回路ＤＲｕ２，ＤＲｖ２，ＤＲｗ２の各々と直流電源Ｅ１との間に設けられていてもよい。換言すれば、調整部４０は駆動回路ＤＲｕ２，ＤＲｖ２，ＤＲｗ２に対して共通に設けられてもよい。

【0073】

この場合、スイッチング素子Ｓｘ２のいずれをオンしても、対応するブートコンデンサＣｘ１の充電経路には、調整部４０が介在するので、そのスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２の低下率の最大値を小さくすることができる。よって、対応する両端電圧Ｖ１の増大率の最大値を低減でき、以ってスイッチング素子Ｓｘ１の誤動作を低減できる。

【0074】

しかも、調整部４０を共通して用いるので、駆動回路ＤＲｘ２のそれぞれに対応して調整部４０を設ける場合に比べて、製造コストを低減することができる。

【0075】

＜調整部４０の位置Ｂ＞
図８の例示では、調整部４０は、駆動回路ＤＲｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２との間に設けられている。この構造によれば、直流電源Ｅ１の両端電圧が駆動回路ＤＲｘ２の動作電圧として機能する。つまり、直流電源Ｅ１と駆動回路ＤＲｘ２との間に抵抗Ｒ４０およびスイッチ素子Ｓ４０を設ける必要がない。したがって、これらに起因する駆動回路ＤＲｘ２の動作電圧の低下を回避できる。

【0076】

以下、参考例として他の駆動装置について説明する。

【0077】

参考例．
図９は、参考例にかかる電力変換装置の概念的な一例を示す図である。本参考例では、スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２にそれぞれ並列に接続される抵抗Ｒｕ３，Ｒｖ３，Ｒｗ３が設けられている。以下では、抵抗Ｒｕ３，Ｒｖ３，Ｒｗ３を総称して抵抗Ｒｘ３とも呼ぶ。一方で、スイッチング素子Ｓｘ１に対しては、抵抗が設けられていない。

【0078】

抵抗Ｒｕ３，Ｒｖ３，Ｒｗ３は十分に大きい抵抗値を有しており、通常運転においてスイッチング素子Ｓｘ２がオフしているときに、抵抗Ｒｘ３を流れる電流は十分に小さい。これにより、抵抗Ｒｘ３は、スイッチング素子Ｓｘ２のオン／オフのスイッチング機能を実質的に阻害しない。

【0079】

また抵抗Ｒｘ３が設けられているので、通常運転前において、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオフしているときの、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２をより小さくすることができる。その理由について、正確性を犠牲にして簡易に説明すると、抵抗Ｒｘ３を設けることで、スイッチング素子Ｓｘ２と抵抗Ｒｘ３との一組の合成抵抗値を低減することができるので、両端電圧Ｖ２を低減できるのである。

【0080】

ここでは、抵抗Ｒｘ３の抵抗値を次のように設定する。即ち、ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作の前におけるスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２が、直流電圧Ｖｄｃのｋ（０＜ｋ＜０．５）倍となるように、設定される。一例として、直流電圧Ｖｄｃが３００Ｖである場合に、両端電圧Ｖ２が５０Ｖとなるように、抵抗Ｒｘ３の抵抗値が設定される。

【0081】

この状態で、ブートコンデンサＣｘ１を充電すべく、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンすると、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１は２５０Ｖから３００Ｖへと変化する。

【0082】

このように、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１を比較的高い領域で変化させることができる。

【0083】

図１０は、寄生容量Ｃ１１の静電容量と、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１との関係を示す模式的な図である。図１０から理解できるように、寄生容量Ｃ１１の静電容量は、両端電圧Ｖ１が大きいほど小さい。

【0084】

本参考例では、抵抗Ｒｘ３を設けることにより、両端電圧Ｖ１を比較的高い領域で変化させることができるので、寄生容量Ｃ１１の静電容量を低減することができる。そして、寄生容量Ｃ１１の静電容量が小さいほど、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンに起因して、寄生容量Ｃ１１を流れる電流が小さい。これは、寄生容量Ｃ１１の静電容量が小さいほど、両端電圧Ｖ１の増大に応じて寄生容量Ｃ１１の電圧を増大させるのに必要となる電流が、小さくて済むからである。

【0085】

この参考例では、スイッチング素子Ｓｘ２を１回オンすることにより、ブートコンデンサＣｘ１を充電している。ただし、これに限らない。ブートコンデンサＣｘ１の初期充電動作において、スイッチング素子Ｓｘ２を繰り返しスイッチングしても構わない。このときスイッチング素子Ｓｘ２がオフする期間を調整することで、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２を小さい範囲で変化させることができる。例えば制御電圧を１０Ｖとすると、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧Ｖ２を０Ｖ〜（１０Ｖ＋１Ｖ）の範囲内で変化させることができる。このとき、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧Ｖ１は（３００Ｖ−（１０Ｖ＋１Ｖ））〜３００Ｖの範囲内で変化することとなり、さらに寄生容量Ｃ１１の静電容量を小さくすることができる。よって、スイッチング素子Ｓｘ２のターンオンに起因するスイッチング素子Ｓｘ１の誤動作を更に抑制することができる。

【符号の説明】

【0086】

４０ 調整部
Ｃｘ１ ブートコンデンサ
Ｄｘ１０ ブートダイオード
ＤＲｘ２ 駆動回路
ＤＳ２ 駆動用スイッチ素子
Ｐ１ 正極
Ｐ２ 負極
Ｒ４０ 抵抗
Ｓ４０ スイッチ素子
Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｘ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２，Ｓｘ２ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】