特許 6183704 定電流電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6183704

(24)【登録日】2017年8月4日

(45)【発行日】2017年8月23日

(54)【発明の名称】定電流電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20170814BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 J

【請求項の数】2

【全頁数】9

(21)【出願番号】特願2013-197946(P2013-197946)

(22)【出願日】2013年9月25日

(65)【公開番号】特開2015-29399(P2015-29399A)

(43)【公開日】2015年2月12日

【審査請求日】2016年8月1日

(31)【優先権主張番号】特願2013-142050(P2013-142050)

(32)【優先日】2013年7月5日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(72)【発明者】

【氏名】大竹 修

【審査官】 小原 正信

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−１２５１３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０１３２８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０９３８７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０３０４５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０４８５２５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／００３１９４０（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷をオン／オフ駆動する外部パルス信号に同期させて電力を供給すると共に、供給された電力を用いて前記負荷を設定された定電流で駆動する定電流電源装置であって、
前記定電流電源装置を定電流駆動するための制御回路と、
前記負荷を流れる負荷電流を検出し、定電流基準値と比較してフィードバック信号を前記制御回路へ出力する負荷電流検出手段と、
前記外部パルス信号に同期させて前記フィードバック信号をオン／オフするスイッチ手段と、
前記外部パルス信号に同期させた遅延信号を前記スイッチ手段へ出力して、前記スイッチ手段のオンを遅延させる遅延手段と、
前記負荷を流れる負荷電流を検出し、前記定電流の値よりも小さい予め設定された第２の基準値とを比較する負荷電流比較手段とを具備し、
前記負荷電流が第２の基準値に到達するか前記遅延手段からの出力があるまで、前記外部パルス信号に拘わらず、前記スイッチ手段をオフさせることを特徴とする定電流電源装置。

【請求項2】

負荷をオン／オフ駆動する外部パルス信号に同期させて電力を供給すると共に、供給された電力を用いて前記負荷を設定された定電流で駆動する定電流電源装置であって、
前記外部パルス信号に同期させて前記負荷に電力を供給する電力スイッチと、
前記電力スイッチを前記外部パルス信号に同期させて駆動するための駆動回路と、
前記定電流電源装置を定電流駆動するための制御回路と、
前記負荷を流れる負荷電流を検出し、定電流基準値と比較してフィードバック信号を前記制御回路へ出力する負荷電流検出手段と、
前記外部パルス信号に同期させて前記フィードバック信号をオン／オフするスイッチ手段と、
前記外部パルス信号に同期させた遅延信号を前記スイッチ手段へ出力して、前記スイッチ手段のオンを遅延させる遅延手段と、
前記駆動回路に流れる電流を検出する駆動電流検出手段と、を具備し、
該駆動電流検出手段によって検出された駆動電流のダウンエッジのタイミングで前記遅延手段の遅延時間が解除されるか、或いは遅延時間に到達して前記遅延手段から信号が出力されるまで、前記外部パルス信号に拘わらず前記スイッチ手段をオフさせることを特徴とする定電流電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、負荷を定電流で駆動する定電流電源装置に係り、特にデミング制御によるパルス信号（以下、ＰＷＭ信号と称す）で負荷を駆動する定電流電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

ＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）は、電流の大きさに応じて色調が変化する特性を有している。従って、ＬＥＤを定電流で駆動するが一般的であり、調光制御を行う場合には、調光信号であるＰＷＭ信号でＬＥＤをオン／オフ駆動させ、ＰＷＭ信号の平均値によって光量を調整している。

【0003】

一方、負荷を定電流で駆動する定電流電源装置としてスイッチング電源を用いる場合には、出力電流を検出してフィードバック制御を行う必要がある。上述のようにＰＷＭ信号によってＬＥＤを駆動する場合、ＬＥＤが点灯期間と消灯期間とを繰り返すことになり、当然ながら消灯期間ではＬＥＤに電流が流れず、出力電流がゼロとしてフィードバックされてしまう。このように、出力電流がゼロとしてフィードバックされると、過剰な電力が供給されすぎてしまうため、フィードバック制御をＬＥＤの点灯期間中に制限させることで、過剰な電力の供給を防止させることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

【0004】

特許文献１には、非絶縁方式の昇圧型チョッパー型のスイッチング電源が開示されており、ＬＥＤを点灯するＯＮ期間はＬＥＤ動作電流指示値に基づいて動作電流を供給し、ＬＥＤを消灯させるＯＦＦ期間はＬＥＤと供給電圧をｎ型ＭＯＳトランジスタにて切り離し、且つＬＥＤ供給電圧源であるスイッチング電源のスイッチング動作も同期してオフさせている。このように特許文献１では、ＰＷＭ信号に同期させてスイッチング電源をオン／オフ動作させることで、待機時の消費電力を低下させることを行っている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００４−１４７４３５号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

図５は、従来技術の定電流電源装置の回路構成を説明するための図である。また、図６は、従来技術の定電流電源装置の動作を説明するための波形図であり、（ａ）は外部からのＰＷＭ信号、（ｂ）は電流検出回路の検出ＡＭＰ駆動信号、（ｃ）は負荷のＬＥＤアレイ２に流れる電流をオンオフ制御するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧、（ｄ）はフィードバック信号、（ｅ）は誤差増幅器ＯＴＡ1の出力信号Ｉｃｏｍｐをそれぞれ示している。
図６を参照すると、時刻ｔ０にＰＷＭ信号が入力されると、ＰＷＭ信号に同期したＬＥＤ駆動信号も出力され、１次側から２次側に電力が供給されて出力電圧が立ち上がる。また、ほぼ同時刻にＬＥＤ電流が定電流で流れ初める。そして時刻ｔ２でＰＷＭ信号がオフされるとＬＥＤアレイ２に流れる電流もオフすることになる。

【0007】

従来技術では、ＰＷＭ信号に同期させてスイッチング電源をオン／オフ動作させ、かつ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧をオン／オフして負荷のＬＥＤアレイ２に流れる電流をオンオフ制御している。しかしながら、ＰＷＭ信号が比較的長いｔ０〜ｔ１期間に対し、ＰＷＭ信号のパルス幅が短いｔ８〜ｔ９期間においてはＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート・ソース間容量により、時刻ｔ８のＰＷＭ信号に対し立ち上がり時間が時刻ｔ８ａまで遅延してしまう。負荷のＬＥＤ電流を検出する誤差増幅器ＯＴＡ１は、図６（ｂ）に示す期間から信号入力されるので、ＬＥＤ電流が流れないｔ８〜ｔ８ａの期間はマイナス電流信号を出力する。時刻ｔ８ａ以降の誤差増幅器ＯＴＡ１は、（ｄ）に示すようにフィードバック信号が基準値Ｖｔｈ1を超えるのでプラス電流へ反転出力する。すなわち、時刻ｔ８〜ｔ８ａにかけてフィードバック信号を本来の制御値より低下させてしまい、その条件で出力電圧を上昇させ、時刻ｔ８ａ以降においてフィードバック信号を本来の制御値を戻そうとする。このため、負荷のＬＥＤ電流は瞬時ではあるが規定電流値を超えてしまう問題があり、負荷のＬＥＤの寿命及び信頼性を損なうものであった。

【0008】

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、光量が絞られてＰＷＭ信号のパルス幅が小さい場合にも、安定にＬＥＤ電流を流す制御を行うことができる定電流電源装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の定電流電源装置は、負荷をオン／オフ駆動する外部パルス信号に同期させて電力を供給すると共に、供給された電力を用いて前記負荷を設定された定電流で駆動する定電流電源装置であって、前記定電流電源装置を定電流駆動するための制御回路と、前記負荷を流れる負荷電流を検出し、定電流基準値と比較してフィードバック信号を前記制御回路へ出力する負荷電流検出手段と、前記外部パルス信号に同期させて前記フィードバック信号をオン／オフするスイッチ手段と、前記外部パルス信号に同期させた遅延信号を前記スイッチ手段へ出力して、前記スイッチ手段のオンを遅延させる遅延手段と、前記負荷を流れる負荷電流を検出し、前記定電流の値よりも小さい予め設定された第２の基準値とを比較する負荷電流比較手段とを具備し、前記負荷電流が第２の基準値に到達するか前記遅延手段からの出力があるまで、前記外部パルス信号に拘わらず、前記スイッチ手段をオフさせることを特徴とする。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、ＰＷＭ信号のオン幅が短い場合でもＬＥＤ電流を基準値に抑えることが可能になり、ＬＥＤの寿命及び信頼性を向上できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明に係る定電流電源装置の第１の実施形態の回路構成を示す回路構成図である。

【図2】図１に示す定電流電源装置の第１の実施形態の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。

【図3】本発明に係る定電流電源装置の第２の実施形態の回路構成を示す回路構成図である。

【図4】図３に示す定電流電源装置の第２の実施形態の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。

【図5】従来技術の定電流電源装置の回路構成を示す回路構成図である。

【図6】従来技術の定電流電源装置の動作を説明するための波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

【0013】

（実施例１）
本発明の第１の実施形態の定電流電源装置は、ＬＥＤアレイ２を定電流で駆動する非絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータであり、図１に示すように、リアクトルＬ１と、整流ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１と、制御回路１と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１及びＱ２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１とを備えている。
また、制御回路１は、ＡＮＤ回路ＡＮＤ1及びＡＮＤ２と、バッファＢＦ１と、三角波発振器ＯＳＣ１と、コンパレータＰＷＭ＿ＣＰ１及びＣＰ１と、スイッチＳＷ１と、遅延回路ＤｅｌａｙとＯＲ回路ＯＲ１と、誤差増幅器ＯＴＡ１と、基準電圧Ｖｔｈ1,Ｖｔｈ２とを備える。

【0014】

リアクトルＬ１の一方の端子には直流電源Ｅの正極が接続され、直流電源Ｅの負極はＧＮＤに接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は、ダイオードＤ１のアノード及びＮＭＯＳＱ１のドレインが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは平滑コンデンサＣ１の正極とＬＥＤアレイ２のアノードに接続され、平滑コンデンサＣ１の負極とＮＭＯＳＱ１のソースはＧＮＤに接続されている。ＬＥＤアレイ２のカソードは、ＮＭＯＳＱ２のドレインに接続され、ＮＭＯＳＱ２のソースは抵抗Ｒ１を介してＧＮＤに接続されている。
直流電源Ｅから入力された直流電圧がリアクトルＬ１を介してＮＭＯＳＱ１でオンオフされ、直流電圧に重畳したリアクトルＬ１の蓄積エネルギーがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１へ供給される。ここで、ＰＷＭ信号に基づきＮＭＯＳＱ２がＯＮすると、平滑コンデンサＣ１の電力は負荷ＬＥＤアレイ２に流れる。ここで、制御回路１はＬＥＤアレイ２の電流が抵抗Ｒ１に流れるので、抵抗Ｒ１の電圧降下を検出し、基準電圧Ｖｔｈ1の値になるようにＮＭＯＳＱ１のオン／オフデューティーを制御することで定電流制御がおこなわれる。

【0015】

制御回路１は、ＮＭＯＳＱ２のゲート駆動のバッファＢＦ１と、ＰＷＭ制御部と、誤差増幅部と、電流検出タイミング部からなる。ＰＷＭ制御部は、三角波発振器ＯＳＣ１と、コンパレータＰＷＭ＿ＣＰ１と、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１からなる。誤差増幅部は、誤差増幅器ＯＴＡ１と、基準電圧Ｖｔｈ1と、コンデンサＣ２からなる。電流検出タイミング部は、遅延回路ＤｅｌａｙとＯＲ回路ＯＲ１と、コンパレータＣＰ１と、基準電圧Ｖｔｈ２と、スイッチＳＷ１からなる。

【0016】

ＰＷＭ制御部は、誤差増幅部の出力信号であるコンデンサＣ２の電圧をコンパレータＰＷＭ＿ＣＰ１の非反転端子に入力し、反転端子には三角波発振器ＯＳＣ１の信号を入力してＰＷＭパルス信号をＡＮＤ回路ＡＮＤ１の一方の端子に入力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ１の他方の端子にはＰＷＭ信号が入力され、ＰＷＭパルス信号とＰＷＭ信号とのＡＮＤされた信号がＮＭＯＳＱ２のゲート信号として出力される。従って、ＰＷＭ信号に同期して、誤差増幅部の出力信号に応じたＰＷＭパルス信号がＮＭＯＳＱ１のゲート信号として出力される。

【0017】

誤差増幅部は、抵抗Ｒ１の電圧を誤差増幅器ＯＴＡ１の反転端子に入力し、非反転端子には基準電圧Ｖｔｈ１が接続され、入力端子間の誤差電圧信号をスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ２へ電流信号として出力される。

【0018】

電流検出タイミング部は、抵抗Ｒ１の電圧をコンパレータＣＰ１の非反転端子に入力し、反転端子には基準電圧Ｖｔｈ２が接続され、コンパレータＣＰ１の出力がＯＲ回路ＯＲ１の一方の入力端子に接続されている。ＯＲ回路ＯＲ１の他方の入力端子には遅延回路Ｄｅｌａｙの出力端子が接続され、遅延回路Ｄｅｌａｙの入力端子はＰＷＭ信号が入力される。また、ＰＷＭ信号はＡＮＤ回路ＡＮＤ２の一方の端子に入力される。ＯＲ回路ＯＲ１の出力がＡＮＤ回路ＡＮＤ２の他方の端子に入力され、ＡＮＤ回路ＡＮＤ２の出力はスイッチＳＷ１の制御端子に接続される。
これにより、スイッチＳＷ１のオンタイミングは、ＰＷＭ信号が入力されてから遅延回路Ｄｅｌａｙの所定の遅延時間直後または、ＬＥＤアレイ２の電流値が基準電圧Ｖｔｈ２を超えた時点のいずれかのタイミングによりオンし、スイッチＳＷ１のオフタイミングはＰＷＭ信号に同期してオフする。
ここで、遅延回路Ｄｅｌａｙの所定の遅延時間は、ＮＭＯＳＱ２のゲート容量によるゲート電圧遅れ時間よりも長く設定され、定電流電源装置の起動時に平滑コンデンサＣ１の電圧がＬＥＤアレイ２を駆動可能な電圧まで上昇にかかる期間の誤差電圧信号を得るための目的で、スイッチＳＷ１オン信号を生成させる。すなわち、定電流電源装置の起動時には出力電圧が十分に立ち上がっていないため、ＮＭＯＳＱ２がオン状態になってもＬＥＤアレイ２に電流が流れず、抵抗Ｒ１の電圧降下は生じない。従って、電流検出タイミング部のコンパレータＣＰ１の非反転端子に信号が入らないため、ＡＮＤ回路ＡＮＤ２の他方の端子にＨレベルを出力することができず、スイッチＳＷ１をオンすることができない。この理由から、ＰＷＭ信号を遅延回路Ｄｅｌａｙを介してＯＲ回路ＯＲ１の他方の入力端子にスイッチＳＷ１オン信号を入力する必要がある。
また、基準電圧Ｖｔｈ２は基準電圧Ｖｔｈ１よりも小さく設定され、ＬＥＤアレイ２の電流が流れ始めたことを検出して誤差増幅部での検出を開始させるタイミングを生成する。

【0019】

次に、図２では、図１に示す定電流電源装置の実施の形態の各部の信号波形、及び動作波形を示す。図２で示す波形は、図６に示すＰＷＭ信号のパルス幅が短い場合の波形に相当し、図６の拡大波形と同じ時間単位で示している。
ＰＷＭ信号のパルス幅が短いｔ１０〜ｔ１１期間においてはＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート・ソース間容量により、時刻ｔ１０のＰＷＭ信号に対し立ち上がり時間が時刻ｔ１０ａまで遅延してしまう点は従来と同じである。
ただし、図２（ｄ）で示す抵抗Ｒ１の電圧降下であるフィードバック信号は、時刻ｔ１０ａにおいて基準電圧値Ｖｔｈ２を超えるので、時刻ｔ１０ａにて電流検出タイミング部からスイッチＳＷ１のオン信号が出力され、誤差増幅器ＯＴＡ１の出力信号ＩｃｏｍｐがコンデンサＣ２へ出力される。従って、ＬＥＤ電流が流れないｔ１０〜ｔ１０ａの期間はＩｃｏｍｐ信号を出力しない。
時刻ｔ１０ａ以降の誤差増幅器ＯＴＡ１は、（ｄ）に示すようにフィードバック信号が基準値Ｖｔｈ1の値で安定し、（ｅ）に示すＩｃｏｍｐ信号の振れ幅は図６（ｅ）と比較して小さく、かつ安定する。

【0020】

これにより、ＬＥＤアレイ２に流れるＬＥＤ電流の立ち上がりは安定した基準値となり、ＬＥＤの寿命及び信頼性を向上することが可能になる。

【0021】

以上のように、本第１の実施の形態によれば、ＰＷＭ信号のオン幅が短い場合でもＬＥＤアレイ２に流れるＬＥＤ電流を基準値に抑えることが可能になり、ＬＥＤの寿命及び信頼性を向上できる。

【0022】

なお、上述の実施の形態では、ＬＥＤアレイ２を負荷として駆動する例を説明したが、直流で駆動することができる負荷であれば、ＬＥＤに限定されることはない。

【0023】

（実施例２）
本発明の第２の実施形態の定電流電源装置は、図3に示すように、第１の実施形態からコンパレータＣＰ1と基準電圧Ｖｔｈ２を削除し、バッファＢＦ１をＢＦ１ａに、遅延回路ＤｅｌａｙをＤｅｌａｙＡに変更し、ダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ１を追加したものである。
ここで、バッファＢＦ１ａは、ＮＰＮトランジスタＱ３とＰＮＰトランジスタＱ４からなるバッファ回路と、ＮＰＮトランジスタＱ３に流れるコレクタ電流を検出して抵抗Ｒ４へレベルシフトした信号を出力する、ゲート電流検出回路３を備える。

【0024】

バッファＢＦ１ａは図3に示すように、制御電源電圧＋Ｖｃｃ端子とＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ間に抵抗Ｒ２が接続され、かつ、ＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタ・ベースが抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ２に並列接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ４を介してＧＮＤに接地され、また、ダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ1の入力端子に接続されている。
ＮＰＮトランジスタＱ３とＰＮＰトランジスタＱ４のベース及びエミッタ同士は各々接続され、ベースはＰＷＭ信号に接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタはＧＮＤに接地されている。
ゲート電流検出回路３は、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートをオン駆動するＮＰＮトランジスタＱ３と直列接続され、抵抗Ｒ２の電圧降下に対応してＰＮＰトランジスタＱ５がオン状態になり、コレクタ電流を抵抗Ｒ４へ出力する。ＰＮＰトランジスタＱ５のコレクタと抵抗Ｒ４との接続点はダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ１の入力端子に接続され、ダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ１は、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電流の減少を検出する。
また、ダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ1の出力端子は遅延回路ＤｅｌａｙＡのリセット端子に接続される。遅延回路ＤｅｌａｙＡのリセット端子にＨレベルの信号が入力されると、その時点で遅延回路の遅延時間は解除され、入力信号を遅延させずに出力へ送出する。
または、リセット端子にＨレベルの信号が入力されない場合、遅延回路ＤｅｌａｙＡの遅延時間に到達すると、入力信号は出力へ送出される。

【0025】

第１の実施形態では抵抗Ｒ１の電圧降下をもとにＬＥＤアレイ２の電流が流れ始めるタイミングを検出していたのに対して、本発明の第２の実施形態の定電流電源装置は、ＮＭＯＳＱ２のターンオン駆動時に流れるゲート電流のダウンエッジ（立下り）を検出することでＬＥＤアレイ２の電流が流れ始めるタイミングとするものである。

【0026】

次に、図４では、図３に示す第２の実施形態の各部の信号波形、及び動作波形を示す。
図４（ｆ）はＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電流波形を示し、時刻ｔ１０にてＰＷＭ信号が入力されるとバッファＢＦ１ａを介してゲート電流が流れ、時刻ｔ１０ａ近傍からｔ１１にかけてゲート電流は下降しゼロとなります。ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電流の約１／２の値に下降する時刻ｔ１０ａにおいて、ダウンエッジトリガ回路ＴＲＧ１からトリガ信号が遅延回路ＤｅｌａｙＡのリセット端子に出力される。
これにより、遅延回路ＤｅｌａｙＡは入力信号の遅延時間を解除して出力するのでＡＮＤ回路ＡＮＤ２の他方の端子がＨレベルとなり、スイッチＳＷ１はオンに変わり、誤差増幅器ＯＴＡ１の出力信号ＩｃｏｍｐがコンデンサＣ２へ出力される。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電流の約１／２の値に下降する時刻ｔ１０ａにおいて、図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電圧がオン状態になっていることから、時刻ｔ１０ａ以降の誤差増幅器ＯＴＡ１において、図４（ｄ）に示すようにフィードバック信号は基準値Ｖｔｈ1の値で安定し、図４（ｅ）に示すＩｃｏｍｐ信号の振れ幅は図６（ｅ）と比較して小さく、かつ安定する。

【0027】

これにより、第２の実施例は第１の実施例同様に、ＬＥＤアレイ２に流れるＬＥＤ電流の立ち上がりは安定した基準値となり、ＬＥＤの寿命及び信頼性を向上することが可能になる。

【0028】

なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、
各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、
形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等に
することができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。

【符号の説明】

【0029】

１ 制御回路
２ ＬＥＤアレイ
３ ゲート電流検出回路
ＡＮＤ１、ＡＮＤ２ ＡＮＤ回路
ＢＦ１、ＢＦ１ａ バッファ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
ＣＰ１、ＰＷＭ＿ＣＰ コンパレータ
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｄｅｌａｙ、 ＤｅｌａｙＡ 遅延回路
Ｌ１ リアクトル
ＯＲ１ ＯＲ回路
ＯＳＣ１ 三角波発振回路
ＯＴＡ１ 誤差増幅器
Ｑ１、Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳ）
Ｑ３ ＮＰＮトランジスタ
Ｑ４、Ｑ５ ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
ＳＷ１ スイッチ
ＴＲＧ１ ダウンエッジトリガ回路
Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２ 基準電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】