特許 6211377 ＰＷＭコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにＰＷＭインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6211377

(24)【登録日】2017年9月22日

(45)【発行日】2017年10月11日

(54)【発明の名称】ＰＷＭコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにＰＷＭインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20171002BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20171002BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 M

   H02M7/48 F

   H02M7/12 B

   H02M7/12 H

【請求項の数】12

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2013-214811(P2013-214811)

(22)【出願日】2013年10月15日

(65)【公開番号】特開2015-80294(P2015-80294A)

(43)【公開日】2015年4月23日

【審査請求日】2016年10月4日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006208

【氏名又は名称】三菱重工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100112737

【弁理士】

【氏名又は名称】藤田 考晴

(74)【代理人】

【識別番号】100118913

【弁理士】

【氏名又は名称】上田 邦生

(72)【発明者】

【氏名】角谷 敦之

(72)【発明者】

【氏名】相場 謙一

(72)【発明者】

【氏名】清水 健志

(72)【発明者】

【氏名】角藤 清隆

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０６−０６２５７９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０９−３０８２６３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−０９５２６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０５５６０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−２７２１１７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＰＷＭコンバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコンバータの制御装置であって、
前記ＰＷＭコンバータに入力される入力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングする電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された連続する２つの電流値がともに正の場合に第１電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第１電圧とは極性の異なる第２電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償手段と、
前記デッドタイム補償手段から出力されたデッドタイム補償電圧をＰＷＭ電圧指令に加算し、加算後のＰＷＭ電圧指令と前記キャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と
を備えるＰＷＭコンバータの制御装置。

【請求項2】

前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧を変更する場合に、前記キャリア信号に同期して前記デッドタイム補償電圧を段階的に変化させる請求項１に記載のＰＷＭコンバータの制御装置。

【請求項3】

前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧をゼロから前記第１電圧または前記第２電圧に変更する場合、前記入力電流の極性判定に用いる基準電流値に所定のオフセットを持たせ、該オフセットを持たせない場合に比べて、早期にデッドタイム補償電圧をゼロから前記第１電圧または前記第２電圧に変更する請求項１または請求項２に記載のＰＷＭコンバータの制御装置。

【請求項4】

前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して前記入力電流の検出を行う請求項１から請求項３のいずれかに記載のＰＷＭコンバータの制御装置。

【請求項5】

ＰＷＭインバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭインバータの制御装置であって、
前記ＰＷＭインバータから出力される出力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングする電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された連続する２つの電流値がともに正の場合に第３電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第３電圧とは極性の異なる第４電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償手段と、
前記デッドタイム補償手段から出力されたデッドタイム補償電圧をＰＷＭ電圧指令に加算し、加算後のＰＷＭ電圧指令と前記キャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と
を備えるＰＷＭインバータの制御装置。

【請求項6】

前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧を変更する場合には、前記キャリア信号に同期して前記デッドタイム補償電圧を段階的に変化させる請求項５に記載のＰＷＭインバータの制御装置。

【請求項7】

前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧をゼロから前記第３電圧または前記第４電圧に変更する場合、前記出力電流の極性判定に用いる基準電流値に所定のオフセットを持たせ、該オフセットを持たせない場合に比べて、早期にデッドタイム補償電圧をゼロから前記第３電圧または前記第４電圧に変更する請求項５または請求項６に記載のＰＷＭインバータの制御装置。

【請求項8】

前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して前記出力電流の検出を行う請求項５から請求項７のいずれかに記載のＰＷＭインバータの制御装置。

【請求項9】

ＰＷＭコンバータと、
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＰＷＭコンバータの制御装置と、
ＰＷＭインバータと、
請求項５から請求項８のいずれかに記載のＰＷＭインバータの制御装置と
を備える電動圧縮機モータの駆動装置。

【請求項10】

請求項９に記載の電動圧縮機モータの駆動装置を備える空調装置。

【請求項11】

ＰＷＭコンバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコンバータの制御装置に用いられるデッドタイム補償方法であって、
前記ＰＷＭコンバータに入力される入力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングし、
サンプリングした連続する２つの電流値がともに正の場合に第１電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第１電圧とは極性の異なる第２電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償方法。

【請求項12】

ＰＷＭインバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭインバータの制御装置に用いられるデッドタイム補償方法であって、
前記ＰＷＭインバータの出力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングし、
サンプリングした連続する２つの電流値がともに正の場合に第３電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第３電圧とは極性の異なる第４電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＰＷＭコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにＰＷＭインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来、例えば、空調装置の電動圧縮機モータの駆動等に、スイッチング素子をオンオフさせることで直流を交流に変換するＰＷＭインバータが用いられている（例えば、特許文献１参照）。ＰＷＭインバータでは、スイッチング素子の短絡を防止するためにデッドタイム（短絡防止時間）が設けられる。このデッドタイムによりインバータの電圧指令と出力電圧との間に誤差電圧が発生するため、これを補償するデッドタイム補償が一般的に行われている。

【0003】

また、近年、空調装置においては、高調波電流を低減するために、ＰＷＭコンバータが用いられている（例えば、特許文献２、３参照）。ＰＷＭコンバータにおいても、ＰＷＭインバータと同様、スイッチング素子の短絡を防止するためにデッドタイムが設けられ、このデッドタイムに起因する誤差電圧を補償するために、デッドタイム補償が行われている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００８−８６０８３号公報

【特許文献2】特開平９−１５４２８０号公報

【特許文献3】特開平１０−１６４８４５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

一般的に、ＰＷＭインバータのデッドタイム補償は、ＰＷＭ電圧指令に加算される一定の補償電圧（以下「デッドタイム補償電圧」という。）の極性を、インバータの出力電流のゼロクロス点に同期して切り替えることにより行われる。また、ＰＷＭコンバータのデッドタイム補償は、コンバータの入力電流のゼロクロス点に同期して、デッドタイム補償電圧の極性を切り替えることにより行われる。
しかしながら、例えば、インバータの出力電流やコンバータの入力電流にリップルが含まれている場合には、ゼロクロス点の検出誤差が大きくなり、この誤差が原因で、デッドタイム補償の精度が低下し、出力電流波形や入力電流波形の歪みを助長させるおそれがある。

【0006】

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、デッドタイム補償の精度を向上させることのできるＰＷＭコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにＰＷＭインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の第１態様は、ＰＷＭコンバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコンバータの制御装置であって、前記ＰＷＭコンバータに入力される入力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングする電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された連続する２つの電流値がともに正の場合に第１電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第１電圧とは極性の異なる第２電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償手段と、前記デッドタイム補償手段から出力されたデッドタイム補償電圧をＰＷＭ電圧指令に加算し、加算後のＰＷＭ電圧指令と前記キャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えるＰＷＭコンバータの制御装置である。

【0008】

上記ＰＷＭコンバータの制御装置において、前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧を変更する場合に、前記キャリア信号に同期して前記デッドタイム補償電圧を段階的に変化させることとしてもよい。

【0009】

上記ＰＷＭコンバータの制御装置において、前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧をゼロから前記第１電圧または前記第２電圧に変更する場合、前記入力電流の極性判定に用いる基準電流値に所定のオフセットを持たせ、該オフセットを持たせない場合に比べて、早期にデッドタイム補償電圧をゼロから前記第１電圧または前記第２電圧に変更することとしてもよい。

【0010】

上記ＰＷＭコンバータの制御装置において、前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して前記入力電流の検出を行うこととしてもよい。

【0011】

本発明の第２態様は、ＰＷＭインバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭインバータの制御装置であって、前記ＰＷＭインバータから出力される出力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングする電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された連続する２つの電流値がともに正の場合に第３電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第３電圧とは極性の異なる第４電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償手段と、前記デッドタイム補償手段から出力されたデッドタイム補償電圧をＰＷＭ電圧指令に加算し、加算後のＰＷＭ電圧指令と前記キャリア信号とを比較することによりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えるＰＷＭインバータの制御装置である。

【0012】

上記ＰＷＭインバータの制御装置において、前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧を変更する場合には、前記キャリア信号に同期して前記デッドタイム補償電圧を段階的に変化させることとしてもよい。

【0013】

上記ＰＷＭインバータの制御装置において、前記デッドタイム補償手段は、前記デッドタイム補償電圧をゼロから前記第３電圧または前記第４電圧に変更する場合、前記出力電流の極性判定に用いる基準電流値に所定のオフセットを持たせ、該オフセットを持たせない場合に比べて、早期にデッドタイム補償電圧をゼロから前記第３電圧または前記第４電圧に変更することとしてもよい。

【0014】

上記ＰＷＭインバータの制御装置において、前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して前記出力電流の検出を行うこととしてもよい。

【0015】

本発明の第３態様は、ＰＷＭコンバータと、上記ＰＷＭコンバータの制御装置と、ＰＷＭインバータと、上記ＰＷＭインバータの制御装置とを備える電動圧縮機モータの駆動装置である。

【0016】

本発明の第４態様は、上記電動圧縮機モータの駆動装置を備える空調装置である。

【0017】

本発明の第５態様は、ＰＷＭコンバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコンバータの制御装置に用いられるデッドタイム補償方法であって、前記ＰＷＭコンバータに入力される入力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングし、サンプリングした連続する２つの電流値がともに正の場合に第１電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第１電圧とは極性の異なる第２電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償方法である。

【0018】

本発明の第６態様は、ＰＷＭインバータが備える複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭインバータの制御装置に用いられるデッドタイム補償方法であって、前記ＰＷＭインバータの出力電流を、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングし、サンプリングした連続する２つの電流値がともに正の場合に第３電圧を、連続する２つの電流値がともに負の場合に前記第３電圧とは極性の異なる第４電圧を、連続する２つの電流値が正負の場合にゼロを、デッドタイム補償電圧として出力するデッドタイム補償方法である。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、ＰＷＭコンバータの制御装置においては、入力電流波形の歪みを低減することができ、ＰＷＭインバータの制御装置においては、出力電流波形の歪みを低減することができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】本発明の一実施形態に係る電動圧縮機モータの駆動装置の構成を概略的に示した図である。

【図2】コンバータ制御装置の機能ブロック図である。

【図3】コンバータ制御装置におけるデッドタイム補償について説明するための図である。

【図4】インバータ制御装置の機能ブロック図である。

【図5】ゼロクロス点の検出誤差により、デッドタイム補償電圧の極性を誤ったタイミングで反転させてしまう場合を例示して示した図である。

【図6】変形例１に係るデッドタイム補償について説明するための図である。

【図7】デッドタイム補償電圧を、正の補償値からゼロ、ゼロから負の補償値のように、ステップ的に変化させた場合の入力電流波形と、デッドタイム補償電圧を段階的に変更した場合の入力電流波形とを比較して示した図である。

【図8】変形例２に係るデッドタイム補償について説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下に、本発明のＰＷＭコンバータの制御装置及びＰＷＭインバータの制御装置ならびにこれらのデッドタイム補償方法を空調装置の電動圧縮機モータの駆動装置に適用した場合の一実施形態について、図面を参照して説明する。

【0022】

図１は、本発明の一実施形態に係る電動圧縮機モータの駆動装置（以下、単に「駆動装置」という。）の構成を概略的に示した図である。図１に示すように、駆動装置１は、３相交流電源２からの交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータ（以下、単に「コンバータ」という。）３と、コンバータ３を制御するコンバータ制御装置４と、コンバータ３から出力される直流電力を３相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する電圧型ＰＷＭインバータ（以下、単に「インバータ」という。）５と、インバータ５を制御するインバータ制御装置６とを主な構成として備えている。

【0023】

図１において、コンバータ３は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対した３つのアームを有するブリッジ回路として構成されているが、コンバータ３の構成は特に限定されず、例えば、特開平９−１５４２８０号公報に示されるような１対のアームにより構成されていてもよい。

【0024】

インバータ５は、コンバータ３と同様、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子とを備えており、これらのスイッチング素子がインバータ制御装置６によって生成されたＰＷＭ信号に基づいて駆動されることにより、圧縮機モータ２０に供給される３相交流電圧が生成される。

【0025】

コンバータ制御装置４及びインバータ制御装置６は、例えば、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）であり、後述する各部の処理を実現するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有している。ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下のような各部における処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。

【0026】

コンバータ制御装置４は、例えば、出力電圧（平滑コンデンサ１５の両端電圧）を所定の目標電圧に一致させるためのＰＷＭ信号を相毎に生成し、コンバータ３に与える。
インバータ制御装置６は、例えば、圧縮機モータ２０の回転数を上位の制御装置（図示略）から与えられる回転数指令ωに一致させるようなＰＷＭ信号を相毎に生成し、インバータ５に与える。

【0027】

次に、コンバータ制御装置４について図２を参照して説明する。
図２は、コンバータ制御装置４の機能ブロック図である。図２に示すように、コンバータ制御装置４は、電流検出部２１、３相電圧指令決定部２２、デッドタイム補償部２３、及びＰＷＭ信号生成部２４を主な構成として備えている。

【0028】

電流検出部２１は、コンバータ３に入力される入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングする。本実施形態では、キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出を行う。

【0029】

３相電圧指令決定部２２は、例えば、Ｒ相の電圧位相θと、所定の電圧指令値ｋとを用いて各相に対応する相電圧指令を決定する。例えば、以下の（１）から（３）式を用いてＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの相電圧指令Ｖｒ^＊，Ｖｓ^＊，Ｖｔ^＊を決定する。

【0030】

Ｖｒ^＊＝ｋｓｉｎ（θ） （１）
Ｖｓ^＊＝ｋｓｉｎ（θ−２π／３） （２）
Ｖｔ^＊＝ｋｓｉｎ（θ−４π／３） （３）

【0031】

ここで、電圧指令値ｋは、例えば、コンバータ３の起動時においては初期値に設定され、コンバータ３の起動後においては、予め設定されている所定のコンバータ電圧（平滑コンデンサ１５の両端電圧）の目標電圧Ｖｄｃ^＊とコンバータ電圧Ｖｄｃの計測値との差分ΔＶｄｃに対して比例積分制御した値を用いることとしてもよい。
なお、上記３相電圧指令決定部２２による相電圧指令の決定手法は上記手法に限定されず、適宜公知の技術を採用することが可能である。

【0032】

デッドタイム補償部２３は、電流検出部２１によって検出された電流値に基づいて、各相のデッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｓ，ΔＶｔを出力する。ここで、デッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｓ，ΔＶｔはいずれも同一手法により設定されるため、以下、Ｒ相を例に挙げ、デッドタイム補償電圧ΔＶｒについて図３を参照して説明する。

【0033】

図３において、（ａ）はゼロクロス点付近におけるコンバータ３の入力電流Ｉｒの拡大波形、（ｂ）はゼロクロス点（時刻ｔ２）でデッドタイム補償電圧ΔＶｒの極性を反転されるデッドタイム補償を行った場合の理想的な補償電圧波形、（ｃ）はデッドタイム補償部２３によって出力される補償電圧波形をそれぞれ示している。
図３（ａ）に示されるように、入力電流Ｉｒにはリップルが含まれていることから電流値が上下に振れている。実線で示された緩やか曲線は、リップルの振幅の中心点を結んで表されたリプル成分を除いた入力電流Ｉｒ＿ａｖｅを示している。また、入力電流Ｉｒに示されている○（丸）と□（四角）は、電流検出部２１によって電流検出が行われるタイミングを示している。

【0034】

デッドタイム補償部２３は、図３（ｃ）に示すように、電流検出部２１により、キャリア周波数の２倍の周波数でサンプリングされた電流値、すなわち、図３（ａ）において○と□とで示された電流値のうち、連続する２つの電流値が共に正の状態から、一方が正、他方が負の状態に変化したときに（図３の時刻ｔ１）、ゼロクロス点を通過すると判断して、デッドタイム補償電圧ΔＶｒを正の補償値＋Ｖｒｃ（第１電圧）からゼロに変更する。そして、入力電流Ｉｒが低下し、連続する２つの電流値のうち一方が正、他方が負の状態から、共に負の状態に変化したときに（図３の時刻ｔ３）、ゼロクロス点を通過したと判断して、デットタイム補償電圧ΔＶｒをゼロから負の補償値−Ｖｒｃ（第２電圧）に変更する。

【0035】

また、図示は省略するが、入力電流Ｉｒが負から正に切り替わる場合も同様である。すなわち、連続する２つの電流値が共に負の状態から、一方が負、他方が正の状態に変化したときに、ゼロクロス点を通過すると判断して、デッドタイム補償電圧ΔＶｒを負の補償値−Ｖｒｃからゼロに変更する。そして、入力電流Ｉｒが増加し、連続する２つの電流値のうち一方が正、他方が負の状態から、共に正の状態に変化したときに、ゼロクロス点付近を通過したと判断して、デッドタイム補償電圧ΔＶｒをゼロから正の補償値＋Ｖｒｃに変更する。なお、連続する２つの電流値が共に正の状態にある場合には、デッドタイム補償電圧ΔＶｒとして正の補償値＋Ｖｒｃが出力され、連続する２つの電流値が共に負の状態にある場合には、デッドタイム補償電圧ΔＶｒとして負の補償値−Ｖｒｃが出力される。

【0036】

上記手法により、各相のデッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｓ，ΔＶｔが設定され、ＰＷＭ信号生成部２４に出力される。
なお、Ｒ相とＳ相との位相差は１２０度であり、Ｒ相とＴ相との位相差は２４０度であるため、デッドタイム補償電圧ΔＶｒにそれぞれの相に対応する位相差を考慮することで、演算によりＲ相、Ｔ相のデッドタイム補償電圧ΔＶｓ、ΔＶｔをそれぞれ得ることとしてもよい。

【0037】

ＰＷＭ信号生成部２４は、３相電圧指令決定部２２から出力される相電圧指令Ｖｒ^＊，Ｖｓ^＊，Ｖｔ^＊に、デッドタイム補償部２３から出力されたデッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｓ，ΔＶｔをそれぞれ加算し、加算後の相電圧指令とキャリア信号とを比較することにより各相に対応するＰＷＭ信号を生成する。
このようにして生成されたＰＷＭ信号はコンバータ３に出力され、このＰＷＭ信号に基づいてコンバータ３を構成する各スイッチング素子が駆動される。

【0038】

次に、上記コンバータ制御装置４について図４を参照して説明する。
図４は、インバータ制御装置６の機能ブロック図である。図４に示すように、インバータ制御装置６は、電流検出部３１、３相電圧指令決定部３２、デッドタイム補償部３３、及びＰＷＭ信号生成部３４を主な構成として備えている。

【0039】

電流検出部３１は、インバータ出力電流（モータ電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをキャリア信号の２倍の周波数で検出する。例えば、上記コンバータ制御装置４と同様に、キャリア信号が最大値及び最小値をとるタイミングに同期して、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出を行う。

【0040】

３相電圧指令決定部３２は、圧縮機モータ２０の回転数を上位の制御装置（図示略）から与えられる回転数指令ωに一致させるような３相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する。なお、３相電圧指令の生成手法については様々な手法が公知技術として存在し、これらを適宜採用すればよく、ここでの詳細な説明は省略する。

【0041】

デッドタイム補償部３３は、電流検出部３１によって検出されるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、各相のデッドタイム補償電圧ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを出力する。デッドタイム補償部３３におけるデッドタイム補償電圧ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗの設定手法は、上述したコンバータ制御装置４におけるデッドタイム補償部２３と同様である。すなわち、例えば、モータ電流Ｉｕを例に挙げると、電流検出部３１により、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングされた電流値のうち、連続する２つの電流値が共に正の状態から、一方が正、他方が負の状態に変化したときに、ゼロクロス点を通過すると判断して、デッドタイム補償電圧ΔＶｕを正の補償値＋Ｖｕｃ（第３電圧）からゼロに変更する。そして、モータ電流Ｉｕが低下し、連続する２つの電流値のうち一方が正、他方が負の状態から、共に負の状態に変化したときに、ゼロクロス点を通過したと判断して、デットタイム補償電圧ΔＶｕをゼロから負の補償値−Ｖｕｃ（第４電圧）に変更する。

【0042】

また、図示は省略するが、モータ電流Ｉｕが負から正に切り替わる場合も同様である。なお、連続する２つの電流値が共に正の状態にある場合には、デッドタイム補償電圧ΔＶｕとして正の補償値＋Ｖｕｃが出力され、連続する２つの電流値が共に負の状態にある場合には、デッドタイム補償電圧ΔＶｕとして負の補償値−Ｖｕｃが出力される。

【0043】

なお、Ｕ相とＶ相との位相差は１２０度であり、Ｕ相とＷ相との位相差は２４０度であるため、デッドタイム補償電圧ΔＶｕにそれぞれの相に対応する位相差を考慮することで、演算によりＶ相、Ｗ相のデッドタイム補償電圧ΔＶｖ、ΔＶｗをそれぞれ得ることとしてもよい。

【0044】

ＰＷＭ信号生成部３４は、３相電圧指令決定部３２から出力される相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に、デッドタイム補償部３３から出力されたデッドタイム補償電圧ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗをそれぞれ加算し、加算後の相電圧指令とキャリア信号とを比較することにより、各相に対応するＰＷＭ信号を生成する。
このようにして生成されたＰＷＭ信号はインバータ５に出力され、このＰＷＭ信号に基づいてインバータ５を構成する各スイッチング素子が駆動される。

【0045】

このような電動圧縮機モータの駆動装置１によれば、コンバータ制御装置４においては、図２及び図３に示すように、電流検出部２１によって、コンバータ３に入力される入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングされ、デッドタイム補償部２３に出力される。デッドタイム補償部２３では、電流検出部２１から入力された電流値Ｉｒにおいて、連続する２つの電流値の極性が共に正の場合には正の補償値＋Ｖｒｃが、連続する２つの電流値の極性が異なる場合にはゼロの補償値が、連続する２つの電流値の極性が共に負の場合には負の補償値−Ｖｒｃがデッドタイム補償電圧ΔＶｒとして出力される。また、同様に、デッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｔについても決定され、ＰＷＭ信号生成部２４に出力される。ＰＷＭ信号生成部２４では、３相電圧指令決定部２２によって生成された３相電圧指令Ｖｒ^＊，Ｖｓ^＊，Ｖｔ^＊に、それぞれ対応するデッドタイム補償電圧ΔＶｒ，ΔＶｓ，ΔＶｔが加算され、加算後の各相電圧指令とキャリア信号とが比較されることにより、各相に対応するＰＷＭ信号が生成される。これらＰＷＭ信号は、コンバータ３に出力され、これに基づき各スイッチング素子が駆動される。

【0046】

また、インバータ制御装置６においては、図４に示すように、電流検出部３１によって、インバータ５から出力されるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングされ、デッドタイム補償部３３に出力される。デッドタイム補償部３３では、電流検出部３１から入力された電流値Ｉｕにおいて、連続する２つの電流値の極性が共に正の場合には正の補償値＋Ｖｕｃが、連続する２つの電流値の極性が異なる場合にはゼロの補償値が、連続する２つの電流値の極性が共に負の場合には負の補償値−Ｖｕｃがデッドタイム補償電圧ΔＶｕとして出力される。また、同様に、デッドタイム補償電圧ΔＶｖ，ΔＶｗについても決定され、ＰＷＭ信号生成部３４に出力される。ＰＷＭ信号生成部３４では、３相電圧指令決定部３２によって生成された３相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に、それぞれ対応するデッドタイム補償電圧ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗが加算され、加算後の相電圧指令とキャリア信号とがそれぞれ比較されることにより、各相に対応するＰＷＭ信号が生成される。これらＰＷＭ信号は、インバータ５に出力され、これに基づき各スイッチング素子が駆動される。

【0047】

そして、上記のようにＰＷＭ信号に基づいてコンバータ３及びインバータ５のスイッチング素子が駆動されることにより、圧縮機モータ２０には、安定した３相交流電力が供給され、圧縮機モータ２０の回転速度が上位装置から入力される回転数指令ωに制御される。

【0048】

以上のように、本実施形態に係るコンバータ制御装置４及びそのデッドタイム補償方法によれば、コンバータ３に入力される入力電流が、キャリア信号の２倍の周波数でサンプリングされるので、入力電流に含まれるリップルの大きさを概ね把握することができ、ゼロクロス点付近の検知精度を向上させることが可能となる。更に、ゼロクロス点を点としてではなく期間として捉え、ゼロクロス点を通過する期間（図３（ｃ）の時刻ｔ１からｔ３の期間）において、デッドタイム補償電圧をゼロに設定するので、後述のように、ゼロクロス点の検出誤差により、デッドタイム補償電圧の極性を誤ったタイミングで反転させてしまう場合に比べて、デッドタイムに起因する電圧誤差を低減させることが可能となる。

【0049】

すなわち、図５（ｂ）に示すように、キャリア信号が最小値をとるタイミングに同期して入力電流Ｉｒの検出を行う場合を想定すると、ゼロクロス点を通過する前に、デッドタイム補償電圧の極性が反転されることとなる。また例えば、図５（ｃ）に示すように、キャリア信号が最大値をとるタイミングに同期して入力電流の検出を行う場合を想定すると、ゼロクロス点を通過した後に、デッドタイム補償電圧の極性が反転されることとなる。このように、キャリア周波数に同期して入力電流をサンプリングし、ゼロクロス点であると判断した時点でデッドタイム補償電圧の極性を反転させるような補償を行うと、本来与えるべきデッドタイム補償電圧とは逆極性のデッドタイム補償電圧が出力される期間が生じ（図５（ｂ）、（ｃ）における期間ａ）、デッドタイムに起因する誤差電圧を有効に低減することができない。

【0050】

これに対し、本実施形態に係るコンバータ制御装置４によれば、上述のように、キャリア信号の２倍の周波数で電流検出を行うとともに、ゼロクロス点を一点としてではなく期間として捉え、この期間においてはデッドタイム補償電圧をゼロに設定することから、ゼロクロス点の検出誤差に起因するデッドタイム補償電圧の誤差を低減することが可能となる。これにより、入力電流の歪みを低減させることができ、高調波抑制効果を向上させることができる。

【0051】

また、同様に、本実施形態に係るインバータ制御装置６によれば、キャリア信号の２倍の周波数でモータ電流の検出を行うとともに、ゼロクロス点を点としてではなく期間として捉え、この期間においてはデッドタイム補償電圧をゼロに設定することから、ゼロクロス点の検出誤差に起因するデッドタイム補償電圧の誤差を低減することが可能となる。これにより、モータ電流の歪みを低減させることができ、電動圧縮機モータの効率を向上させることが可能となる。

【0052】

〔変形例１〕
コンバータ制御装置４において、デッドタイム補償電圧を切り換える場合に、図６（ｂ）に示すように、段階的にデッドタイム補償電圧を変更させることとしてもよい。このように、デッドタイム補償電圧を段階的に変更することにより、高調波抑制効果を更に向上させることが可能となる。図７は、図３（ｃ）に示すように、デッドタイム補償電圧を、正の補償値＋Ｖｒｃからゼロ、ゼロから負の補償値−Ｖｒｃとステップ的に変化させた場合の入力電流波形（図７（ａ））と、図６（ｂ）に示すように、デッドタイム補償電圧を段階的に変更した場合の入力電流波形（図７（ｂ））とを比較して示した図である。図７に示すように、デッドタイム補償電圧を段階的に変更する方が、高調波抑制効果が高いことがわかる。
なお、この方法は、インバータ制御装置６におけるデッドタイム補償においても同様に適用することが可能である。

【0053】

〔変形例２〕
図３（ｃ）や図６（ｂ）に示すようなデッドタイム補償を行った場合、図８（ｂ）に示すように、デッドタイム補償電圧をゼロに変更する時点（時刻ｔ１）からゼロクロス点（時刻ｔ２）までの期間Ａと、ゼロクロス点（時刻ｔ２）からデッドタイム補償電圧を負の補償値−Ｖｒｃに変更（時刻ｔ３）するまでの期間Ｂとを比較すると、期間Ｂの方が長いことがわかった。期間Ａ，Ｂの差は、入力電流波形の歪みの原因になるおそれがある。したがって、図８（ｂ）に示すように、ゼロクロス点を挟んで後半の期間Ｂにおいては、入力電流の極性判定に用いる基準電流値に所定のオフセットを持たせ、オフセットを持たせない場合に比べて、早期にデッドタイム補償電圧をゼロから所定の値に切り替えることとした（時刻ｔ３´）。なお、オフセットの量については、入力電流Ｉｒ等に含まれるリップルの幅などを事前試験やシミュレーションなどにより把握し、ゼロクロス点を挟んで前半の期間Ａと後半の期間Ｂとが略同じ長さになるような値に設定するとよい。なお、この方法は、インバータ制御装置６におけるデッドタイム補償においても同様に適用することが可能である。

【0054】

本発明は、上述の実施形態のみに限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲において、例えば、上述した各実施形態を部分的または全体的に組み合わせる等して、種々変形実施が可能である。

【符号の説明】

【0055】

１ 電動圧縮機モータの駆動装置
２ ３相交流電源
３ コンバータ
４ コンバータ制御装置
５ インバータ
６ インバータ制御装置
２０ 圧縮機モータ
２１、３１ 電流検出部
２２、３２ ３相電圧指令決定部
２３、３３ デッドタイム補償部
２４、３４ ＰＷＭ信号生成部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】