特許 6222705 通信システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6222705

(24)【登録日】2017年10月13日

(45)【発行日】2017年11月1日

(54)【発明の名称】通信システム

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/227 20060101AFI20171023BHJP

   H04L 7/00 20060101ALI20171023BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/227 100

   H04L7/00 970

【請求項の数】2

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2015-89183(P2015-89183)

(22)【出願日】2015年4月24日

(65)【公開番号】特開2016-208341(P2016-208341A)

(43)【公開日】2016年12月8日

【審査請求日】2017年7月13日

【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用 平成２６年１１月１３日に電気学会通信研究会にて発表

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】000215202

【氏名又は名称】通研電気工業株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】000222037

【氏名又は名称】東北電力株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】504157024

【氏名又は名称】国立大学法人東北大学

(74)【代理人】

【識別番号】100153110

【弁理士】

【氏名又は名称】岡田 宏之

(74)【代理人】

【識別番号】100131037

【弁理士】

【氏名又は名称】坪井 健児

(72)【発明者】

【氏名】花海 丞

(72)【発明者】

【氏名】織田 健志

(72)【発明者】

【氏名】佐々木 範雄

(72)【発明者】

【氏名】安達 文幸

【審査官】 岡 裕之

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２００６／１３７３６４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２００２／０１８１６１５（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 小西 宗生 他，Ｍ系列を用いたＯＦＤＭ用周波数オフセット初期捕捉の一構成法，電子情報通信学会１９９８年総合大会講演論文集 通信１ PROCEEDINGS OF THE 1998 IEICE GENERAL CONFERENCE，１９９８年 ３月 ６日，p.606，B-5-242

【文献】 渡辺 幸太朗 他，特定小電力無線通信における低演算量同期手法の一検討，２０１１年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会 講演論文集１ ，２０１１年 ８月３０日，p.484，B-5-105

【文献】 佐々木 範雄 他，送電線ディジタル電力線搬送に用いる適応等化器のトレーニング符号，電気学会研究会資料，２０１４年１１月１３日，pp.43-48，CMN-14-62

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／２２７

Ｈ０４Ｌ ７／００

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

通信を開始する際のトレーニング時に通信装置間の周波数オフセットを補償するためのトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置と、前記トレーニングパターンを受信して周波数オフセット補償を行う受信側の通信装置とが有線伝送路を介して接続された通信システムであって、
前記送信側の通信装置は、２ⁿ−１ビットのＰＮ符号に１ビットを付加した２ⁿビットの符号列を生成する２ⁿ符号生成部と、前記２ⁿビットの符号列を４ＰＳＫ変調してシンボルパターンに変換する変調器と、該変調器から出力されたシンボルパターンを前記トレーニングパターンとして送信する送信部を備え、
前記受信側の通信装置は、前記送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンを４ＰＳＫで復調する復調器と、該復調器が復調したシンボルパターンを２ⁿ／２シンボル間隔でサンプリングして、２シンボル間の複素自己相関値を計算する複素自己相関計算部と、該複素自己相関計算部の計算結果から、平均化位相回転量を計算する位相回転量計算部と、を備えることを特徴とする通信システム。

【請求項2】

請求項１に記載の通信システムにおいて、
前記送信側の通信装置は、２^m−１ビットのＰＮ符号による符号列を生成する２^m−１符号生成部と、前記２ⁿビットの符号列と前記２^m−１の符号列を切り替えて出力する切替部とを有し、前記復調器は、該切替部により切り替えられた前記２ⁿビットの符号列または前記２^m−１の符号列を４ＰＳＫ変調してシンボルパターンに変換し、
前記受信側の通信装置は、
前記複素自己相関計算部から出力された複素自己相関値を入力し、
該入力した複素自己相関値が正相関の時に１、逆相関の時に−１、正相関または逆相関以外の値を０に変換する符号変換部と、該符号変換部が変換したｎシンボルを入力させるシフトレジスタと、該シフトレジスタのタップ出力値の合計を計算する加算器と、加算器の出力を監視する閾値判定回路とを備えたオフセット推定用ＰＮ符号判定部を有し、
該閾値判定回路は、複素自己相関値として常に１が入力されるときの前記加算器の出力値ｎに対して閾値ａを設定し、前記加算器からの出力がｎ−ａを下回った場合に、前記送信装置から送信されるシンボルパターンが前記２ⁿ符号列によるシンボルパターンから前記２^m−１符号列によるシンボルパターンに切り替わったことを判定する判定結果を出力することを特徴とする通信システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、送電線を用いた通信システムに関し、より具体的には、送電線を用いたデジタル電力線搬送による通信に適用可能な通信システムに関する。

【背景技術】

【0002】

伝送路としてメタルケーブルを用いたデジタル通信システムにおいては、送信装置および受信装置に実装されている水晶発信器の精度のばらつき等により、送信装置の搬送波と受信装置の復調用搬送波との間に周波数オフセットが生じ、それがビット誤り率等の特性を劣化させる要因となっている。
周波数オフセットは、送信側と受信側の通信装置に実装されている水晶発振器の周波数が、製作精度のばらつき等により生じる誤差であり、送受信で最大約±３０ｐｐｍほどの誤差が生じる。この誤差により、受信側の通信装置の復調器の出力に位相回転が生じ、適応等化器が正常動作できなくなり、ビット誤り率等の特性を劣化させる。このため、送受信間で生じる周波数オフセットを補正する構成が付与される。

【0003】

図５は、従来の周波数オフセットの補正回路の一例を示す図で、復調用搬送波のＰＬＬ回路に周波数オフセット量をフィードバック制御して周波数オフセットを補償するための回路が設けられた構成を示すものである。
周波数オフセットの補正回路１００では、受信側の通信装置でＡ／Ｄ変換器でデジタル変換された受信信号は、復調器１０１で復調され、適応等化器１０２で伝送路歪が補正され、復号化回路１０３で復号されて、誤り訂正部に出力される。そして適応等化器１０２の入力シンボル位相と、復号化回路１０３で判定したシンボル位相との位相差が位相補正量算出回路１０４で算出され、その算出量に応じてＰＬＬ回路１０５の発信周波数調整用電圧を制御し、復調器１０１の搬送周波数の位相を調整する。

【0004】

また、例えば特許文献１には、図６に示す構成の周波数オフセット補償回路が開示されている。この周波数オフセット補償回路１１０は、復調器から入力した受信ベースバンド信号を遅延検波回路１１１にて遅延検波し、遅延検波信号を相関回路１１２に出力する。トレーニング信号発生器１１７は、受信側にて予め既知のトレーニング信号を発生させる。差動符号化回路１１６は、トレーニング信号に基づき差動符号系列を発生し、トランスバーサルフィルタ１１５で遅延成分を含む差動符号系列を生成する。トランスバーサルフィルタ１１５には重み付け回路が設けられ、各遅延素子の出力信号の大きさをそれぞれ調整する。この重み付け回路は、ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズムを用いて伝送路の状態に応じて適応的に調節される。

【0005】

相関回路１１２では、遅延検波回路１１１から出力された遅延検波信号と、トランスバーサルフィルタ１１５から出力された差動符号系列とを用いて相関検出を行う。周波数オフセット推定回路１１３は、相関回路１１２からの出力から周波数オフセット推定値を出力する。複素乗算器１１４は、受信ベースバンド信号と周波数オフセット推定値とを入力して複素乗算を行い、周波数オフセットを補償して適応等化器へ出力する。

【0006】

また、特許文献２には、上記のような受信装置側に備えられるトレーニング信号発生器を省略した周波数オフセット補償回路が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開平７−６６８４２号公報

【特許文献2】特開２００４−２００９３９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

図５に示す従来の周波数オフセットの補正回路は、受信信号の位相を調整するための回路構成がフィードバック系になっていることから、伝送路が大きな遅延電力を発生させる系統であったり、雑音電力の大きい系統であった場合、位相制御にスリップが生じ、バースト性のビット誤りが発生してしまう。つまり伝送路に送電線を用いるデジタル通信システムにこの補償回路を適用した場合には、送電線で生じる信号強度の強い遅延波の影響により、周波数オフセット補正量の算出に大きな誤差が発生して、正確なオフセット補正量を推定することができない、という課題があった。

【0009】

また、図６に示す周波数オフセット補正回路は、このような課題を解決するものであるが、この方式の周波数オフセット補償回路の場合、既知信号となるトレーニング信号を発生させるトレーニング信号発生器１１７を必要とする、つまりこの補償回路では、受信装置にトレーニング信号発生器を設けているために、送信装置のトレーニング信号の符号パターンを同期させるのに時間を要するという問題がある。
また、遅延波を活用するためのトランスバーサルフィルタ１１５が必要とされ、トランスバーサルフィルタ１１５を動作させるためのＬＭＳなどのアルゴリズムを実装させる必要がある。
また、この方式は非最小位相系（直接波の電力より遅延波の電力が大きい系統）伝送路には有効な回路方式となるが、最小位相系（直接波の電力が遅延波の電力より必ず大きい）の伝送路には回路構成が大きくなり、適応等化器が２系統必要となることと等しくなってしまう。

【0010】

また、特許文献２には、上記のように受信装置のトレーニング信号発生器を省略した周波数オフセット補償回路が記載されている。しかしながら、この補償回路では送電線で生じる信号強度の強い遅延波成分による位相回転補正が考慮されていないため、送電線に適用した場合、オフセット補正量に誤差が生じ、正しい復調信号が生成されないという問題が生じる。

【0011】

本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたものであり、オフセット補正を行う受信側の回路でトレーニング信号を発生させる必要なく、遅延電力および雑音電力が大きい有線伝送路においても周波数オフセットを高精度に推定して周波数オフセット補償を可能とする通信システムを提供することを目的とする。

【0012】

本発明者は、上記課題を解決するために鋭意検討をおこなったところ、周波数オフセットの推定に用いるトレーニング符号を携帯などの通信方式などで用いている２ⁿ−１個のビットのＰＮ符号に１ビット付加して、２ⁿの偶数個のビットにより４ＰＳＫ変調することを見出した。このことにより、４ＰＳＫ変調は２ⁿ／２の繰返しで同一の４ＰＳＫのシンボル点が必ず生成されるため、２ⁿ／２間のシンボルの相関は１にすることが可能になり、受信側にトレーニング信号発生器を設ける必要がなくなる。さらに、２ⁿ／２間隔の４ＰＳＫシンボル点はたえず同一になることから、遅延波の畳込み量も同一となり、２ⁿ／２間隔の遅延波の相関も１とすることが可能となる。このことにより、２ⁿ／２間隔のシンボルを用いて周波数オフセットを推定することにより、大きな遅延波が存在する伝送路でも高精度に周波数オフセットの推定と補正が可能とことを知見し、本発明に至ったものである。

【課題を解決するための手段】

【0013】

本発明による通信システムは、通信を開始する際のトレーニング時に通信装置間の周波数オフセットを補償するためのトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置と、前記トレーニングパターンを受信して周波数オフセット補償を行う受信側の通信装置とが有線伝送路を介して接続された通信システムであって、前記送信側の通信装置は、２ⁿ−１ビットのＰＮ符号に１ビットを付加した２ⁿビットの符号列を生成する２ⁿ符号生成部と、前記２ⁿビットの符号列を４ＰＳＫ変調してシンボルパターンに変換する変調器と、該変調器から出力されたシンボルパターンを前記トレーニングパターンとして送信する送信部を備え、前記受信側の通信装置は、前記送信側の通信装置から送信されたシンボルパターンを４ＰＳＫで復調する復調器と、該復調器が復調したシンボルパターンを２ⁿ／２シンボル間隔でサンプリングして、２シンボル間の複素自己相関値を計算する複素自己相関計算部と、該複素自己相関計算部の計算結果から、平均化位相回転量を計算する位相回転量計算部と、を備える通信システムである。これにより、オフセット補正を行う受信側の回路でトレーニング信号を発生させる必要なく、遅延電力および雑音電力が大きい有線伝送路においても周波数オフセットを高精度に推定して周波数オフセット補償を可能とする通信システムを提供することができる。

【0014】

さらに本発明による通信システムは、前記送信側の通信装置が、２^m−１ビットのＰＮ符号による符号列を生成する２^m−１符号生成部と、前記２ⁿビットの符号列と前記２^m−１の符号列を切り替えて出力する切替部とを有し、前記復調器は、該切替部により切り替えられた前記２ⁿビットの符号列または前記２^m−１の符号列を４ＰＳＫ変調してシンボルパターンに変換し、前記受信側の通信装置が、前記複素自己相関計算部から出力された複素自己相関値を入力し、該入力した複素自己相関値が正相関の時に１、逆相関の時に−１、正相関または逆相関以外の値を０に変換する符号変換部とを備えたオフセット推定用ＰＮ符号判定部を有し、該符号変換部が変換したｎシンボルを入力させるシフトレジスタと、該シフトレジスタのタップ出力値の合計を計算する加算器と、加算器の出力を監視する閾値判定回路とを備え、該閾値判定回路は、複素自己相関値として常に１が入力されるときの前記加算器の出力値ｎに対して閾値ａを設定し、前記加算器からの出力がｎ−ａを下回った場合に、前記送信装置から送信されるシンボルパターンが前記２ⁿ符号列によるシンボルパターンから前記２^m−１符号列によるシンボルパターンに切り替わったことを判定する判定結果を出力する通信システムである。これにより、受信側でトレーニングパターンを発生させずに、送信側から送信されたトレーニングンパターンに基づいて周波数オフセットを補償する構成であっても、送信されたトレーニングパターンから、そのトレーニングパターンの切り替えを簡単に判定することができるようになる。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、オフセット補正を行う受信側の回路でトレーニング信号を発生させる必要なく、遅延電力および雑音電力が大きい有線伝送路においても周波数オフセットを高精度に推定して周波数オフセット補償を可能とする通信システム提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】本発明に係るデジタル電力線搬送システムの送信側回路構成を説明するためのブロック図である。

【図2】本発明に係るデジタル電力線搬送システムの受信側回路構成を説明するためのブロック図である。

【図3】４ＰＳＫ変調におけるシンボル配置を示す複素平面を示す図である。

【図4】図３に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路の構成例を示す図である。

【図5】従来の周波数オフセットの補正回路の一例を示す図である。

【図6】従来の周波数オフセットの補正回路の他の例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0017】

以下に本発明に係る実施形態を具体的に説明する。
図１は、本発明に係る通信システムにおける通信装置の送信回路構成を説明するためのブロック図である。通信システムでは、通信を開始する際のトレーニング時に通信装置間の周波数オフセットを補償するためのトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置と、トレーニングパターンを受信して周波数オフセット補償を行う受信側の通信装置とが有線伝送路を介して接続される。図１では、トレーニング時にトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置の回路構成を示している。

【0018】

送信側の通信装置には、周波数オフセット推定用トレーニングパターンである２ⁿ−１ビットのＰＮ（Pseudorandom Noise）符号列（２ⁿ−１符号列）を発生させる周波数オフセット推定用ＰＮ発生器１１と、適応等化器用トレーニングパターンである２^m−１ビットのＰＮ符号列（２^m−１符号列）を発生させる適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器１２とを実装している。

【0019】

周波数オフセット推定用ＰＮ発生器１１で発生された２ⁿ−１符号列には、ビット発生部１４で発生された“０”の１ビットがビット付加部１５で付加されて、２ⁿビットの符号列（２ⁿ符号列）となる。２ⁿ符号列は、受信側の通信装置で周波数オフセットを推定するために使用される。周波数オフセット推定用ＰＮ発生器１１とビット付加部１５とが、本発明の２ⁿ符号生成部に該当し、適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器１２が本発明の２^m−１符号生成部に該当する。
各ＰＮ発生器で発生された２ⁿ符号列と２^m−１符号列は、切替部であるスイッチ１６にて切り替えられて変調器１３に出力される。この場合、２ⁿ符号列のｎは６〜８程度、２^m−１符号列のｍは１１〜１３程度となる。

【0020】

送信側の通信装置にて初期トレーニングが開始されると、周波数オフセット推定用ＰＮ発生器１１で発生され、１ビットが付加された２ⁿ符号列が変調器１３に入力される。ここでは変調器１３は、４ＰＳＫ（４Phase-Shift Keying）変調器として動作し、周波数オフセット推定用トレーニングパターンである２ⁿ符号列を４ＰＳＫ変調してＲＦ回路へ出力する。そして初期トレーニングの開始から所定の設定された時間ｔが経過すると、適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器１２で発生された２^m−１符号列に切替えられて、その２^m−１符号列が変調器１３に入力される。この場合にも変調器１３は４ＰＳＫ変調器として動作し、入力した２^m−１符号列を４ＰＳＫ変調する。

【0021】

変調器１３では、４ＰＳＫ変調により２ビットの符号が１シンボルに変換され、２ⁿ／２シンボルパターンと、２^m／２シンボルパターンが、それぞれ設定された時間出力される。
トレーニング終了後は、変調器１３は、４ＰＳＫ変調器から２ⁿＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調器に切替わり、入力されるデータ信号系列が変調される。
変調器１３から出力され符号列の信号は、ＲＦ回路にて周波数変換されて受信側の通信装置に送信される。ＲＦ回路は本発明の送信部を構成する。

【0022】

図２は、本発明に係る通信システムにおける通信装置の受信回路構成を説明するためのブロック図である。通信システムにおけるトレーニングパターンを受信する受信側の通信装置では、送信側の通信装置から送信された２ⁿ符号列による周波数オフセット推定用トレーニングパターンをＲＦ回路が受信すると、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器２１にて２ⁿ符号列によるシンボルパターンを復調する。

【0023】

そして複素自己相関計算回路（複素自己相関計算部）２４は、現在のシンボル点ｒ（ｎ）と、（２ⁿ／２）シンボル遅延回路２８により２ⁿ／２シンボル遅延されたｒ（ｎ−２ⁿ／２）とをシンボルパターンからサンプリングし、２シンボル間の自己相関を求める。ここでは送信側からは、ＰＮ符号により２ⁿ／２周期で同一の４ＰＳＫシンボル点が発生されているので、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２ⁿ／２）との自己相関であるｒ（ｎ）・ｒ^*（ｎ−２ⁿ／２）は、周波数オフセットがない場合、位相回転が０°であるため必ず１の値を示すことになる。なお上記の^*は共役複素数であることを示す。

【0024】

ここでは、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２ⁿ／２）との間の伝送路チャンネル時変特性は変動しないとすると、伝送路の遅延波による畳込み量は同一となり、遅延波の相関も１とすることができる。これにより遅延波の影響を除去することが可能となり、さらにランダムな平均化処理により雑音の影響も除去されて、周波数オフセットの要素のみを示す自己相関値が得られる。この理論については、さらに後述して詳細に説明する。

【0025】

４５°位相回転回路（位相回転部）２５は、複素自己相関計算回路２４から出力された複素自己相関値を４５°位相回転させる。これにより、複素自己相関値の座標は図３に示す複素平面のシンボル配置位置に変換される。ここでは、４５°位相を回転させることにより、シンボル点は、実部と虚部からなる複素平面の４つの象限（［＋＋］、［＋−］、［−−］、［−＋］）のいずれかに必ず配置されることになる。

【0026】

実部・虚部極性検出回路（実部・虚部極性検出部）２９では、４５°位相回転されたシンボル点が複素平面の４つの象限（［＋＋］、［＋−］、［−−］、［−＋］）のいずれにあるかを検出する。
例えば図３の複素平面において、シンボル点がａ（０．７０７＋ｊ０．７０７）にある場合、［＋＋］（実部と虚部が［＋］）が検出される。同様にシンボル点ｂ（−０．７０７＋ｊ０．７０７）では、［−＋］（実部が［−］、虚部が［＋］）が検出される。またシンボル点ｃ（−０．７０７−ｊ０．７０７）では、［−−］（実部と虚部が［−］）が検出される。またシンボル点ｄ（０．７０７−ｊ０．７０７）では、［＋−］（実部が［＋］、虚部が［−］）が検出される。

【0027】

送信シンボル偏移推定回路（送信シンボル偏移推定部）３０は、実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部と虚部の極性（符号）に従って位相偏移（位相回転量）を推定する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部および虚部が［＋＋］の場合、送信された現在のシンボルｓ（ｎ）と、２ⁿ／２前のシンボルｓ（ｎ−２ⁿ／２）とでは同一シンボルが送信されたことになり、送信シンボル偏移推定回路３０は、位相回転量は０°と推定することができる。
同様に、実部および虚部が［−＋］の場合には、位相回転量は９０°と推定でき、実部および虚部が［−−］の場合には、位相回転量は１８０°と推定でき、実部および虚部が［＋−］の場合には、位相回転量は２７０°と推定できる。

【0028】

送信シンボル偏移推定回路３０は、推定した位相回転量に応じて１、ｊ、−１、−ｊのいずれかの値を出力する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９が検出したシンボル点が［＋＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が０°と推定されたときには１を出力する。
また、シンボル点が［−＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が９０°と推定されたときには−ｊを出力し、シンボル点が［−−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が１８０°と推定されたときには−１を出力し、シンボル点が［＋−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が２７０°と推定されたときには−ｊを出力する。

【0029】

送信されたシンボルの自己相関はｓ（ｎ）・ｓ^*（ｎ−２ⁿ／２）で表わされるので、本方式によって、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、４ＰＳＫ変調された２ⁿ／２シンボルが送信される場合には、その４５°位相回転させた複素自己相関値は必ず［＋＋］となり、複素自己相関値として１の値が得られることになる。この理論について以下にさらに具体的に説明する。

【0030】

複素自己相関計算回路２４で計算された自己相関値は、周波数オフセットが存在した状態で計算されている。周波数オフセットが存在する場合、例えば、６４シンボル（２ⁿ／２シンボルにおいてｎ＝７）間隔の自己相関値が常に「＋＋」の象限にあると判断されるためには、４５°位相回転させた周波数オフセットが±４５°の範囲内に入る必要がある。

【0031】

ここで水晶発振器の誤差は±３０ｐｐｍ以下とする仕様となっているため、これ以上の誤差を示すことはない。そして通信システムの通信に使用する最大周波数は４２５ｋＨｚであるため、±３０ｐｐｍの誤差があるときの周波数オフセット量は約±１３Ｈｚとなり、このときの回転量は、６４ＱＡＭのシンボルレートを３２ｋｂｐｓ（３１．２５μｓ）とすると、以下のようになる。
回転量≒３６０×freq.offset×Ｔｓ
≒３６０×１３Ｈｚ×３１．２５×１０−６
≒±０．１４６°

【0032】

これにより６４シンボル間では、±０．１４６×６４≒±９．３６°となり、±４５°を越えることはない。従ってトレーニング時の２ⁿ符号列を受信した場合には、自己相関値を４５°位相回転させた場合に、常に複素平面の［＋＋］の象限に入ることになり、送信シンボル偏移推定回路３０では位相回転が０°と推定されて、必ず１が出力されることになる。つまり、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして４ＰＳＫ変調された２ⁿ／２シンボルが送信される場合には、送信シンボル偏移推定回路３０から必ず１を出力させることができる。
なお、位相回転が±４５°を越えることが懸念される場合には、サンプリングするシンボル間隔を３２シンボル、もしくは１６シンボル等のように短い間隔とすることで、送信シンボル偏移推定回路３０から確実に１を出力させることができるようになる。

【0033】

位相回転量計算回路（位相回転量計算部）２６は、次の式（１）により周波数オフセットによる位相の回転量を計算する。

【0034】

【数1】

【0035】

上記式（１）では、その分母は、送信側で送られたものとして推定されるシンボル間隔（２ⁿ／２）における位相回転量であって、送信シンボル偏移推定回路３０から出力された出力値を用いる。また式（１）の分子は、実際に伝送路を経由して受信されたシンボル間の位相回転量となる。
ここで、上記のように周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、２ⁿ／２シンボルパターンが送られてきているため、送信シンボル偏移推定回路３０からは１が出力されるため、式（１）の分母は必ず１になり、Δｒとして、伝送路を介して受信された２ⁿ／２シンボル間の位相回転量が算出される。この位相回転量は、遅延波および雑音の要因が除去された周波数オフセットによる平均化位相回転量とされる。

【0036】

忘却係数平均化回路２７では、Δｒ（ｎ）をシンボルごとに平均化するため、次の式（２）を用いる。
Ｒ（ｎ）＝βＲ（ｎ−１）＋（１−β）ΔＲ（ｎ） ・・・（２）
ここでβは忘却係数で０．９９８程度の値を用いる。

【0037】

ＡＴＡＮ計算回路３２では、忘却係数平均化回路２７で得られたＲ（ｎ）の実部・虚部によりＡＴＡＮ（Arctangent）の計算を行い、２ⁿ／２で割ることにより、１シンボルの回転角Δθ（ｎ）を求める。

【0038】

第２複素乗算器３３と１シンボル遅延回路３４は、１シンボルの平均の位相回転角Δθ（ｎ）から、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器２１のｋ番目のシンボルの位相補正量Δφ（ｋ）を算出するため、次の式（３）に示す処理を行う。

【0039】

ｅ^-jΔφ^(k)＝ｅ^-j(Δφ^(k-1)+Δθ⁽ⁿ⁾⁾ ・・・（３）

【0040】

第１複素乗算器２２では、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器２１から出力されたベースバンド信号のｋ番目のシンボルの位相ｅ^j(ω^t+φ^(k))から、推定されたｋ番目のシンボルの位相補正量Δφ_(k)の補正を行うため、次の式（４）に示す処理を行い、最終的に周波数オフセットの補正を実行する。

【0041】

ｅ^jω^t＝ｅ^j(ω^t+φ^(k)-Δφ^(k)) ・・・（４）

【0042】

図４は、図３に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１の構成例を示す図である。オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１では、符号変換回路３１１により、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力値（＋１、ｊ、−１、−ｊ）が正相関（＋１）の時に１に変換し、逆相関（−１）の時に−１に変換し、それ以外の値を０に変換し、ｎシンボルをシフトレジスタ３１２に入力する。シフトレジスタ３１２では、そのタップ出力値を加算器３１３に入力する。加算器３１３には、シフトレジスタ３１２のタップ数Ｔ+１に相当する数だけ１、−１、または０の値が入力され、加算器３１３の出力は、入力された１数が合計されるので、出力値の最大値はＴ+１個となる。従ってこの場合、周波数オフセット推定用トレーニングパターンが送出されている時間領域では、シフトレジスタに入力されるｎシンボルが全て１であるため、加算器３１３の出力値は、必ずｎ値を示すことになる。

【0043】

しかし、送信側の通信装置で周波数オフセット推定用トレーニングパターンから適応等化器用トレーニングパターンに移行した場合は、２^m−１符号列は、２ⁿ／２シンボル間隔で相関が常に１にはならず、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、＋１、ｊ、−１、−ｊの値がランダムに出力されることになる。もしくは、ＰＮ発生器１２のシフトレジスタ（ｍ段）の初期設定値を、ＰＮ発生器１１で生成される１〜ｍ番目までのビット列と逆符号になる符号を設定することで、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、−１がｍ／２シンボルが連続で出力される。この場合には、シフトレジスタ３１２には＋１、−１、０がランダムに、もしくは−１が連続で入力され、加算器３１３からの出力値はｎ値でなくなる。
閾値判定回路３１４では、加算器３１３の出力値に（ｎ−ａ）の閾値を設定することで、（ｎ−ａ）以下の値となった場合、適応等化器用トレーニングパターンに切り替えられたことを判定することができる。
これにより、受信側でトレーニングパターンを発生させずに、送信側から送信されたトレーニングンパターンに基づいて周波数オフセットを補償する構成であっても、送信されたトレーニングパターンから、そのトレーニングパターンの切り替えを簡単に判定することができるようになる。

【0044】

閾値判定回路３１４の判定結果が、図２に示す信号出力制御回路２３に入力されると、信号出力制御回路２３は、これまでの適応等化器への信号出力抑制を解除し、適応等化器に信号を出力する。これにより適応等化器に対して適応等化器用トレーニングパターンが出力され、適応等化器におけるトレーニングが開始される。
さらに、オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１における閾値判定回路３１４の判定結果は、同時にＡＴＡＮ計算回路３２へも出力され、時間ｔシンボル経過後に平均化処理を終了し、１シンボルの回転角をΔθ（ｔ−Ｍ＋１）に前の値に固定する。なお、Ｍはシフトレジスタ３１２のレジスタ数である。

【0045】

上記のトレーニング終了後は、復調器２１は、４ＰＳＫ復調器から２ⁿＱＡＭ復調に切替わり、データ信号系列が復調される。

【0046】

次に上記の構成により、受信側で遅延波や雑音の影響を取り除いた周波数オフセットによる位相回転量の導出が可能となる理論について説明する。
上記のように、周波数オフセット推定用トレーニングパターンは、２ⁿ−１ビットのＰＮ符号列に１ビットが追加された２ｎ符号列が使用される。ここでは、例えばｎ＝７として説明する。

【0047】

この場合、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、ＰＮ７（２⁷−１）に１ビット（０）を付加した１２８ビットの繰り返しパターンを使用して、４ＰＳＫ変調を行う。このため、シンボルは以下のように６４シンボルの繰り返しとなる。
Ｓ₀、Ｓ₁、Ｓ₂・・・・Ｓ₆₄、Ｓ₀、Ｓ₁、Ｓ₂・・・
これに対して、周波数オフセットにより１シンボルの回転量Δφが加わるため、初期位相φとするとシンボルは次のように表すことができる。
Ｓ₀ｅ^jφ，Ｓ₁ｅ^j(φ⁺Δφ⁾，Ｓ₂ｅ^j(φ⁺²Δφ⁾，・・・Ｓ₆₄ｅ^j(φ⁺⁶⁴Δφ⁾，・・・

【0048】

受信した信号をｒ（ｎ）とすると、その６４シンボル前の受信信号はｒ_(n-64)となる。よって６４シンボル前のシンボルとの自己相関は、雑音をＷ_(n)とすると次式（５）で与えられる。この場合は遅延波の影響は考慮されていない。
ｒ_(n)ｒ^*_(n-64)＝（Ｓ_(n)mod64・Ｓ^*_(n-64)mod64）×ｅ^j64Δφ＋ｗ_(n) ・・・（５）

【0049】

よって６４シンボル間隔のΔｒ（ｎ）は以下の式（６）で与えられる。

【0050】

【数2】

【0051】

遅延波が存在する場合には、上記の式（６）に遅延波ａ_(n)ｅ^jφ⁽ⁿ⁾、ａ_(n-64)ｅ^jφ^(n-64)が加わり、以下の式（７）となる。
ｒ_(n)ｒ^*_(n-64)＝（Ｓ_(n)mod64・Ｓ^*_(n-64)mod64）×（ｅ^j64Δφ・ａ_(n)ａ_(n-64)ｅ^j(φ^(n)-φ^(n-64)）＋ｗ_(n)ｗ^*_(n-64) ・・・（７）

【0052】

よって遅延波が存在する場合の６４シンボル間隔の位相回転量Δｒ（ｎ）は以下の式（８）で与えられる。

【0053】

【数3】

【0054】

このことから、位相回転量には、周波数オフセットによる回転量と遅延波による位相の回転量が付加されることになる。ここで、

【0055】

【数4】

【0056】

である。ｘ［ｋ］はｋ番目のシンボル信号で、ｈ［ｎ−ｋ］は伝送路のインパルス応答で、Ｍ個のインパルス応答である。
そこで式（８）において、遅延波による位相回転の影響を除去するには、φｉ_(a)とφｉ_(n-64)を同一の回転量とすればよいことがわかる。従って、式（９）および式（１０）が示しているように、ｘ［ｋ］とｘ［ｋ−６４］においてｋ=−１〜Ｍのシンボル信号が同一となるような系列を用いれば、６４シンボル間隔での畳み込み量は絶えず同一となり、φｉ_(n)とφｉ_(n-64)は同一振幅、かつ同一回転量に規定することができる。
つまり、前述したようにＰＮ７（２７−１）に１ビット（０）を付加した信号系列で４ＰＳＫ変調を行うことにより、遅延波による位相回転の影響を除去することができる。
よって式（８）は遅延波の回転量の影響が除去され、以下の式（１１）となる。

【0057】

【数5】

【0058】

さらにオフセット推定用トレーニングパターンは、６４シンボル周期であるため、Ｓ_(n)とＳ_(n-64)では同一シンボル点が発生されることから、式（１１）の分母は必ず１の値を示すことになる。つまり、位相回転が０°の場合、Ｓ_(n)mod64・Ｓ^*_(n-64)mod64は以下のように常に１になる。
（０．７０７＋ｊ０．７０７）（０．７０７−ｊ０．７０７）＝１
（０．７０７−ｊ０．７０７）（０．７０７＋ｊ０．７０７）＝１
（−０．７０７＋ｊ０．７０７）（−０．７０７−ｊ０．７０７）＝１
（−０．７０７−ｊ０．７０７）（−０．７０７＋ｊ０．７０７）＝１
よって式（１１）の自己相関ｒ_(n)ｒ^*_(n-64)を求めることで、周波数オフセットによる位相回転量を算出することができる。さらに式（１２）は、平均化処理により、ランダムな雑音の平均値はゼロとなり式（１２）で示される。

【0059】

【数6】

【0060】

ここでＡ_(n)＝ａ_(n)ａ_(n-64)である。

【符号の説明】

【0061】

１１…周波数オフセット推定用ＰＮ発生器、１２…適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器、１３…変調器、１４…ビット発生部、１５…ビット付加部、１６…スイッチ、２１…復調器、２２…第１複素乗算器、２３…信号出力制御回路、２４…複素自己相関計算回路、２５…４５°位相回転回路、２６…位相回転量計算回路、２７…忘却係数平均化回路、２８…（２ｎ／２）シンボル遅延回路、２９…実部・虚部極性検出回路、３０…送信シンボル偏移推定回路、３１…オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路、３２…ＡＴＡＮ計算回路、３３…第２複素乗算器、３４…１シンボル遅延回路、１００…補正回路、１０１…復調器、１０２…適応等化器、１０３…復号化回路、１０４…位相補正量算出回路、１０５…ＰＬＬ回路、１１０…周波数オフセット補償回路、１１１…遅延検波回路、１１２…相関回路、１１３…周波数オフセット推定回路、１１４…複素乗算器、１１５…トランスバーサルフィルタ、１１６…差動符号化回路、１１７…トレーニング信号発生器、３１１…符号変換回路、３１２…シフトレジスタ、３１３…加算器、３１４…閾値判定回路。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】