特許 6226785 電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6226785

(24)【登録日】2017年10月20日

(45)【発行日】2017年11月8日

(54)【発明の名称】電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20171030BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 A

【請求項の数】7

【全頁数】18

(21)【出願番号】特願2014-54187(P2014-54187)

(22)【出願日】2014年3月17日

(65)【公開番号】特開2015-177703(P2015-177703A)

(43)【公開日】2015年10月5日

【審査請求日】2016年9月8日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002037

【氏名又は名称】新電元工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100106909

【弁理士】

【氏名又は名称】棚井 澄雄

(74)【代理人】

【識別番号】100149548

【弁理士】

【氏名又は名称】松沼 泰史

(74)【代理人】

【識別番号】100160093

【弁理士】

【氏名又は名称】小室 敏雄

(72)【発明者】

【氏名】呉 益東

(72)【発明者】

【氏名】安 永澤

(72)【発明者】

【氏名】町田 賢吾

(72)【発明者】

【氏名】木島 正幸

(72)【発明者】

【氏名】村田 雅昭

(72)【発明者】

【氏名】橋本 有加

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−１００４８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−１５２０１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００７−５２７６８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００５／０１０５３１１（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部と、
前記交流電源の電圧値を検出する入力電圧検出部と、
前記交流電源の電流値を検出する入力電流検出部と、
前記交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する出力電圧検出部と、
前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正することを特徴とする電源装置。

【請求項2】

前記制御部は、前記交流電源の交流電圧の前半の半周期で生成した電圧誤差信号と後半の半周期で生成した電圧誤差信号との差分値の絶対値が規定値を超える場合、前記前半の半周期または前記後半の半周期の何れかで前記入力電流検出部が検出する電流値に係数を乗じることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。

【請求項3】

前記制御部は、
前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値に電圧ゲインを乗算して得られる電圧誤差信号を生成する電圧誤差信号生成部と、
前記電圧誤差信号生成部において生成された電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する差分判定部と、
前記交流電源の電圧値と前記電圧誤差信号とに基づいて入力電流設定値を生成する乗算器と、
前記入力電流設定値と前記交流電源の電流値との電流差分値に基づいてＰＩＤ演算処理を行うことで電流誤差信号を生成する電流誤差信号生成部と、
前記電流誤差信号に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御する信号のデューティを演算するデューティ演算部と、
前記電圧誤差信号と前記オン／オフ制御の閾値との差分に基づいて、前記デューティ演算部におけるオフセット値を生成するオフセット演算部と、
を有し、
前記電圧ゲインは、前記ＰＩＤ演算処理により求められることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。

【請求項4】

前記制御部は、
前記デューティ演算部において、前記ＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩによって、
時比率ＤＵＴＹを、
ＤＵＴＹ＝Ｄｍａｘ−ＩＰＩ×Ｋｃｎｖ（Ｄｍａｘは時比率ＤＵＴＹの最大出力値（上限値）であり、Ｋｃｎｖは、前記電流誤差信号ＩＰＩを前記時比率ＤＵＴＹに変換する際の係数である。）に従って、
演算することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。

【請求項5】

前記電流誤差信号生成部における前記ＰＩＤ演算処理は、
電流差分値Ｅｉ（ｔ）を、
Ｅｉ（ｔ）＝入力電流設定値Ｉｒｅｆ−入力電流計測値Ｉｉｎ（ｔ）
により演算し、
前記ＰＩＤ演算処理で求める電流誤差信号ＩＰＩ＝Ｕｉ（ｔ）を、
Ｕｉ（ｔ）＝Ｋｉｐ×Ｅｉ（ｔ）＋｛Ｋｉｉ×Ｅｉ（ｔ−１）＋Ｕｉ（ｔ−１）｝＋Ｋｉｄ×｛Ｅｉ（ｔ）−Ｅｉ（ｔ−ｎ）｝
（Ｕｉ（ｔ−１）は、前回の前記ＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩであり、Ｅｉ（ｔ−１）、Ｅｉ（ｔ−ｎ）は、それぞれ、１回前、ｎ回前の前記ＰＩＤ演算処理における電流差分値Ｅｉを示し、Ｅｉ（ｔ）は今回の処理結果による値であり、Ｋｉｐ、Ｋｉｉ、Ｋｉｄは、ぞれぞれ、前記ＰＩＤ演算処理における比例（Ｐ）係数、積分（Ｉ）係数、微分（Ｄ）係数を示す。）
により演算することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。

【請求項6】

入力電圧検出部が、交流電源の電圧値を検出する交流電圧検出過程と、
入力電流検出部が、前記交流電源の電流値を検出する交流電流検出過程と、
出力電圧検出部が、前記交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出過程と、
制御部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御過程とを備え、
前記制御過程は、
前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する過程とを有することを特徴とする電源装置の制御方法。

【請求項7】

コンピュータを、
入力電圧検出部が、交流電源の電圧値を検出する交流電圧検出手段、
入力電流検出部が、前記交流電源の電流値を検出する交流電流検出手段、
出力電圧検出部が、前記交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段、
制御部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段として機能させ、
前記制御手段は、
前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する手段、
として機能させるための電源装置の制御プログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、家電機器や産業機器の各種機器の電力系統における電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラムに関するものである。

【背景技術】

【0002】

近年、家電機器や産業機器の各種機器の電力系統に高調波電流が流入する問題に対して、機器内の電源装置には、インダクタとスイッチング素子の動作によるエネルギー蓄積効果を利用し、力率を改善しながら出力電圧を昇圧する交流直流変換回路（ＡＣ−ＤＣコンバータ）が用いられるようになっている。
このＡＣ−ＤＣコンバータにおける制御では、直流電圧値（出力電圧計測値Ｖｄｃ）とその目標値（目標出力電圧値Ｖｒｅｆ）との電圧差分値（Ｅｖ）に交流電圧値（入力電圧計測値Ｖｉｎ)を乗算して得られる値に応じて、上記スイッチング素子の導通比（スイッチング素子のスイッチング周期において、スイッチング素子が導通状態となる時間の割合である。時比率ＤＵＴＹとする）を決定し、力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction)を行っている。

【0003】

このような電源装置は、例えば特許文献１に示されるように、交流電源から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部（ＰＦＣ部）と、交流電源の電流値を検出する入力電流検出部と、交流電源の電圧値を検出する入力電圧検出部と、交流直流変換回路が出力する直流電圧値を検出する出力電圧検出部と、電流検出部と入力電圧検出部と出力電圧検出部で得られる各値に基づき力率改善を行い且つ、直流電圧値を予め設定された目標値になるように上記スイッチング素子の動作をＰＦＣ制御する制御部から構成される（特許文献１、図１参照）。

【0004】

ＰＦＣ制御は、一般に次のように実行される。上記制御部は、電圧制御ループにおいて、出力電圧計測値Ｖｄｃと目標出力電圧値Ｖｒｅｆとの電圧差分値Ｅｖを演算し、電圧誤差信号ＶＰＩを生成する。その後、この電圧誤差信号ＶＰＩと入力電圧計測値Ｖｉｎを正規化した値とを乗算することで、入力電流設定値Ｉｒｅｆを得る。次に、制御部は、電流制御ループにおいて、入力電流設定値Ｉｒｅｆと入力電流計測値Ｉｉｎとの電流差分値Ｅｉを演算し、電流誤差信号ＩＰＩを生成する。

【0005】

そして、電流誤差信号ＩＰＩの信号レベルに応じ、スイッチング素子の導通比（ＤＵＴＹ）を逐次変換することで、入力電圧計測値Ｖｉｎと入力電流計測値Ｉｉｎと波形が相似し、力率が１となるように、すなわち入力電圧と入力電流の位相が同相となるように、かつ、直流電圧が所定の目標出力電圧値Ｖｒｅｆとなるように制御する。

【0006】

ここで、出力電圧検出部で得られた直流電圧（出力電圧計測値Ｖｄｃ）には、交流直流変換回路の特性上、交流電源周波数の２倍の周波数のリップル成分が重畳されている。直流電圧にリップル成分が含まれたまま上記制御演算を行うと、電圧誤差信号ＶＰＩにおいてリップル成分の影響が現れ、最終的には入力電流（入力電流計測値Ｉｉｎ）の波形に歪みが生じてしまう。

【0007】

このリップル成分を排除するために、電圧制御ループにおいて、電圧差分値Ｅｖを演算する際の直流電圧値として、応答速度の遅い（カットオフ周波数１Ｈｚ程度）のローパスフィルタを通した値を用いるのが一般的である。一方、電流制御ループの電流誤差信号ＩＰＩは、入力電流（入力電流計測値Ｉｉｎ）を正弦波状に追従させるように逐次デューティを制御するので、カットオフ周波数を高めに設定するのが一般的である。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開２００８−２８９２２８号公報

【特許文献2】特開２０１２−１００４８４号公報

【特許文献3】特開２０１２−１００４８５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、上述のような構成によると、電源装置が、例えば２００Ｖの商用交流電源に接続され、入力交流電圧が供給される場合、ＰＦＣ起動時において、直流電圧は目標出力電圧値Ｖｒｅｆ（例えば４００Ｖ）まで上昇するが、電圧制御ループの応答が遅いので、予め目標出力電圧値Ｖｒｅｆが一定値で定められている場合など、目標出力電圧値Ｖｒｅｆとの電圧差分（電圧差分値Ｅｖ）が大きく、ＰＦＣ回路が昇圧動作をする特性上、電流制御ループの電流誤差信号ＩＰＩが急激に上昇する。この結果、目標出力電圧値Ｖｒｅｆまで上昇するまでの期間、スイッチング素子の導通比（ＤＵＴＹ）が広がった状態（スイッチング素子がオンする期間が長い状態）で動作して、ＰＦＣ起動時の突入電流が大きくなり、直流電圧は目標出力電圧値Ｖｒｅｆを超えてしまう。一方、上述のように電圧制御ループは応答速度を下げているので、直流電圧が目標出力電圧値Ｖｒｅｆまで戻るまでに時間を要し、電源装置の応答性が悪いという問題があった。

【0010】

このような問題の解決を図った技術として、例えば特開２０１２−１００４８４号公報（特許文献２参照）、特開２０１２−１００４８５（特許文献３参照）に開示された電源装置がある。しかしながら、この種の電源装置によれば、ＡＣ入力される入力電流計測値Ｉｉｎの計測回路が、入力電流の正側と負側とで別々の回路になっている。図１を援用して具体的に説明すると、商用交流電源（ＡＣ電源）から第１、第２の交流入力端子１ａ、１ｂのそれぞれを介して流れ込む入力電流のうち、正側の入力電流の計測回路は、シャント用の抵抗Ｒ１を含む回路から構成され、負側の入力電流の計測回路はシャント用の抵抗Ｒ２を含む回路から構成されている。このため、それぞれの計測回路がもつ部品のばらつきなどの誤差の相違によって、図６に例示するように、入力電流の１周期における正側と負側との波形にアンバランスが発生する。これにより、高調波電流が増加してしまうおそれがある。

【0011】

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、入力電流の計測回路が、入力電流の正側と負側とで別々の回路になっている場合に、高調波電流が増加することを抑制することができる電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本発明の一態様は、交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部と、前記交流電源の電圧値を検出する入力電圧検出部と、前記交流電源の電流値を検出する入力電流検出部と、前記交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正することを特徴とする電源装置である。

【0013】

また、本発明の一態様は、上述した電源装置であって、前記制御部は、前記交流電源の交流電圧の前半の半周期で生成した電圧誤差信号と後半の半周期で生成した電圧誤差信号との差分値の絶対値が規定値を超える場合、前記前半の半周期または前記後半の半周期の何れかで前記入力電流検出部が検出する電流値に係数を乗じる。

【0014】

また、本発明の一態様は、上述した電源装置であって、前記制御部は、前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値に電圧ゲインを乗算して得られる電圧誤差信号を生成する電圧誤差信号生成部と、前記電圧誤差信号生成部において生成された電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する差分判定部と、前記交流電源の電圧値と前記電圧誤差信号とに基づいて入力電流設定値を生成する乗算器と、前記入力電流設定値と前記交流電源の電流値との電流差分値に基づいてＰＩＤ演算処理を行うことで電流誤差信号を生成する電流誤差信号生成部と、前記電流誤差信号に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御する信号のデューティを演算するデューティ演算部と、前記電圧誤差信号と前記オン／オフ制御の閾値との差分に基づいて、前記デューティ演算部におけるオフセット値を生成するオフセット演算部と、を有し、前記電圧ゲインは、前記ＰＩＤ演算処理により求められる。

【0015】

また、本発明の一態様は、上述した電源装置であって、前記制御部は、前記デューティ演算部において、前記ＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩによって、時比率ＤＵＴＹを、ＤＵＴＹ＝Ｄｍａｘ−ＩＰＩ×Ｋｃｎｖ（Ｄｍａｘは時比率ＤＵＴＹの最大出力値（上限値）であり、Ｋｃｎｖは、前記電流誤差信号ＩＰＩを前記時比率ＤＵＴＹに変換する際の係数である。）に従って、演算する。

【0016】

また、本発明の一態様は、上述した電源装置であって、前記電流誤差信号生成部における前記ＰＩＤ演算処理は、電流差分値Ｅｉ（ｔ）を、Ｅｉ（ｔ）＝入力電流設定値Ｉｒｅｆ−入力電流計測値Ｉｉｎ（ｔ）により演算し、前記ＰＩＤ演算処理で求める電流誤差信号ＩＰＩ＝Ｕｉ（ｔ）を、Ｕｉ（ｔ）＝Ｋｉｐ×Ｅｉ（ｔ）＋｛Ｋｉｉ×Ｅｉ（ｔ−１）＋Ｕｉ（ｔ−１）｝＋Ｋｉｄ×｛Ｅｉ（ｔ）−Ｅｉ（ｔ−ｎ）｝（Ｕｉ（ｔ−１）は、前回の前記ＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩであり、Ｅｉ（ｔ−１）、Ｅｉ（ｔ−ｎ）は、それぞれ、１回前、ｎ回前の前記ＰＩＤ演算処理における電流差分値Ｅｉを示し、Ｅｉ（ｔ）は今回の処理結果による値であり、Ｋｉｐ、Ｋｉｉ、Ｋｉｄは、ぞれぞれ、前記ＰＩＤ演算処理における比例（Ｐ）係数、積分（Ｉ）係数、微分（Ｄ）係数を示す。

【0017】

また、本発明の一態様は、入力電圧検出部が、交流電源の電圧値を検出する交流電圧検出過程と、入力電流検出部が、前記交流電源の電流値を検出する交流電流検出過程と、出力電圧検出部が、前記交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出過程と、前記制御部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御過程とを備え、前記制御過程は、前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する過程とを有することを特徴とする電源装置の制御方法である。

【0018】

また、本発明の一態様は、コンピュータを、入力電圧検出部が、交流電源の電圧値を検出する交流電圧検出手段、入力電流検出部が、前記交流電源の電流値を検出する交流電流検出手段、出力電圧検出部が、前記交流電源の交流電圧から直流電圧を得る少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードからなる交流直流変換部が出力する直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段、制御部が、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部各々で得られる前記交流電源の電流値、前記交流電源の電圧値及び前記直流電圧の電圧値に基づき、前記直流電圧の電圧値が予め設定された目標出力電圧値になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段として機能させ、前記制御手段は、前記交流電源の交流電圧の半周期毎に前記直流電圧の電圧値と前記目標出力電圧値との電圧差分値から電圧誤差信号を生成し、前記電圧誤差信号の値に基づいて、前記入力電流検出部で半周期毎に検出した電流値を補正する手段、として機能させるための電源装置の制御プログラムである。

【発明の効果】

【0019】

以上説明したように、本発明によれば、正側と負側の入力電流のアンバランスを防ぎ、高調波電流が増加することを抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】本実施形態における電源装置を示す回路構成図である。

【図2】本実施形態における制御部１５の回路構成図である。

【図3】本実施形態における制御部１５による補正対象判定処理のフローチャートを示す図である。

【図4】本実施形態における制御部１５による入力電流補正処理のフローチャートを示す図である。

【図5】補正係数の補正後の入力電圧と入力電流との波形の一例を示す図である。

【図6】補正係数の補正前の入力電圧と入力電流との波形の一例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について説明する。
図１は、本実施形態における電源装置を示す回路構成図である。
図１に示す電源装置は、商用交流電源（ＡＣ電源）に接続される第１、第２の交流入力端子１ａ、１ｂの交流電圧を直流電圧に変換して第１及び第２の直流出力端子２ａ、２ｂとの間に直流電圧である出力電圧を発生し、これら出力端子間に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータ等に直流電圧を供給する電源装置である。

【0022】

電源装置は、第１、第２の交流入力端子１ａ、１ｂと第１及び第２の直流出力端子２ａ、２ｂとの間に、入力段のフィルタ回路ＦＬＴＲと、リレー回路ＲＹと、力率改善回路１０とを順番に設けている。本発明では、力率改善回路１０は、交流電源の交流電圧から直流電圧を得る交流直流変換部として機能し、後述するように少なくともスイッチング素子とインダクタとダイオードとからなる。電源装置は、更に、力率改善回路１０に含まれているスイッチング素子（トランジスタＱ１、Ｑ２、ダイオードＢＤ１、ＢＤ２）をオン／オフ制御するために、入力電圧検出部１１と、入力電流検出部１２と、スイッチ駆動部１３と、出力電圧検出部１４と、制御部１５とを有している。

【0023】

図１の力率改善回路１０において、直流出力端子２ａと直流出力端子２ｂとの間に、ダイオードＤ１、トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１が直列に接続される。また、直流出力端子２ａ、２ｂとの間には、ダイオードＤ２、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ２が直列に接続される。トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２各々には、それぞれダイオードＢＤ１及びダイオードＢＤ２が並列に接続され、これら２つの並列回路が力率改善回路１０のスイッチング素子として機能する。

【0024】

また、ダイオードＤ１とトランジスタＱ１との接続点が、インダクタＬ１を介して、交流入力端子１ａ側へ接続され、ダイオードＤ２とトランジスタＱ２との接続点が、インダクタＬ２を介して、交流入力端子１ｂ側へ接続される。直流出力端子２ａ、２ｂとの間には、また、電解コンデンサＣ２が接続される。なお、トランジスタＱ１及びＱ２は、図１において、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタとしているが、この場合、ダイオードＢＤ１及びＢＤ２は、ＭＯＳトランジスタ中の寄生ダイオードであってよい。また、トランジスタＱ１及びＱ２として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。

【0025】

交流入力端子１ａ、１ｂに接続される交流電源の正方向電圧期間において、トランジスタＱ１がオンしている時には、交流入力端子１ａ、インダクタＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＢＤ２及びインダクタＬ２から成る第１の閉回路が形成され、インダクタＬ１とインダクタＬ２とにエネルギーを蓄積する。次に、トランジスタＱ１がオフすると、交流入力端子１ａ、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、電解コンデンサＣ２、ダイオードＢＤ２及びインダクタＬ２から成る第２の閉回路が、インダクタＬ１とインダクタＬ２とに蓄積されたエネルギーを電解コンデンサＣ２へ供給し、電解コンデンサＣ２を交流電源電圧より高い値に充電する。

【0026】

一方、交流電源の負方向電圧期間においては、トランジスタＱ２がオンしている時には、交流入力端子１ｂ、インダクタＬ２、トランジスタＱ２、ダイオードＢＤ１、インダクタＬ１から成る第３の閉回路が形成され、インダクタＬ２にエネルギーを蓄積する。次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流入力端子１ｂ、インダクタＬ２、インダクタＬ１、ダイオードＤ２、電解コンデンサＣ２、ダイオードＢＤ１から成る第４の閉回路が、インダクタＬ２とインダクタＬ１とに蓄積されたエネルギーを電解コンデンサＣ２へ供給し、電解コンデンサＣ２を交流電源電圧より高い値に充電する。
なお、交流電源の正方向電圧期間または負方向電圧期間において、オンオフ動作を求められるのは、上述の通りトランジスタＱ１またはＱ２のいずれか一方のみであるが、２つのトランジスタを同じゲート信号を用いてオン／オフさせてもよい。

【0027】

このような構成により、力率改善回路１０は、スイッチング素子をオン／オフするとともに、電解コンデンサＣ２の両端子間電圧を一定に制御するが、交流入力端子１ａ、１ｂに接続される交流電源の電圧の周波数よりも高い周波数で、スイッチング素子のオン／オフ制御を行う必要がある。そこで、制御部１５は、スイッチング素子の導通比（時比率ＤＵＴＹ）を決定する演算処理を、交流入力電圧、交流入力電流、直流電圧である出力電圧に基づいて行っている。

【0028】

このため、力率改善回路１０において、抵抗Ｒ１及びＲ２の各々の両端は、入力電流検出部１２へと接続され、トランジスタＱ１及びＱ２各々のゲート端子及びソース端子は、スイッチ駆動部１３へと接続され、直流出力端子２ａ、２ｂ出力端子は、出力電圧検出部１４へと接続される。また、インダクタＬ１及びＬ２の交流入力端子１ａ、１ｂ側が、入力電圧検出部１１へと接続される。

【0029】

入力電圧検出部１１は、交流電圧を検出して、入力電圧計測値Ｖｉｎ（交流電源の電圧値）を制御部１５へ出力する。また、入力電流検出部１２は、抵抗Ｒ１及びＲ２に流れる交流電流値を検出して、入力電流計測値Ｉｉｎを制御部１５へ出力する。また、出力電圧検出部１４（直流電圧検出部）は、直流出力端子２ａ、２ｂ間の電圧を検出して、出力電圧計測値Ｖｄｃを制御部１５へ出力する。

【0030】

制御部１５は、これらの入力される信号の電圧レベルに基づいて、時比率ＤＵＴＹを生成し、スイッチ駆動部１３に出力する。スイッチ駆動部１３は、時比率ＤＵＴＹに基づいて、スイッチング素子のドライブ信号を生成する。

【0031】

また、制御部１５は、リレー回路ＲＹのスイッチをオンさせる。そのため、入力電圧計測値Ｖｉｎを監視し、ＡＣ電源を電解コンデンサＣ２でピーク充電された、概ねＡＣ電源の実効値×√２の電圧値に達し、ＡＣ電源の実効値を認識可能となった時間経過後に、リレー回路ＲＹのスイッチをオンさせ、力率改善回路１０の交流入力端子に対するインピーダンスを下げる。なお、リレー回路ＲＹ中の抵抗（抵抗Ｒ３）は、リレー回路ＲＹの前後に設けられたコンデンサ容量とともに、ＣＲ時定数回路を構成し、スイッチング動作開始前の力率改善回路１０の電解コンデンサＣ２に急激な電流が流れないようにするものである。

【0032】

図２は、本実施形態における制御部１５の回路構成図である。
制御部１５は、電圧誤差信号生成部２１、デューティ演算部２３、正規化演算部３１〜３３、比較器４１、４３、乗算器４２、ＶＰＩ差分判定部４４、オフセット演算部２４を有する。制御部１５は、ＶＰＩ差分判定部４４において、電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）と電圧誤差信号ＶＰＩ（−）との差分値が第１の規定値（後述）を超える場合、半周期毎に正規化演算部３３の補正係数ｋ３の補正を行い、下記に示すフィードバック制御を行う。一方、上記差分値が第１の規定値以下である場合、正規化演算部３３の補正係数ｋ３の補正を行わず、下記に示すフィードバック制御を行う。

【0033】

ＶＰＩ差分判定部４４は、電圧誤差信号生成部２１において生成された電圧誤差信号ＶＰＩに基づいて正規化演算部３３の補正係数ｋ３の補正を行う回路であり、本実施形態の特徴的部分をなす。なお、詳細については、後述する。

【0034】

電圧誤差信号生成部２１は、比較器４１及びＶＰＩ生成部２６より構成され、電圧誤差信号ＶＰＩを生成する。比較器４１は、正規化演算部３１が出力電圧計測値Ｖｄｃを正規化した値（制御部１５の動作電圧に合うように、出力電圧計測値Ｖｄｃに係数ｋ１、例えば１／１００を乗じた値）と予め設定された目標出力電圧値Ｖｒｅｆとを比較し、その差分をとって電圧差分値Ｅｖを生成する。

【0035】

ＶＰＩ生成部２６は、電圧差分値Ｅｖと電圧ゲインＧｖとを乗算して、電圧誤差信号ＶＰＩを生成する。ここで、フィードバック制御系では周知の様に、ＰＩＤと呼ばれる、電圧誤差に対して比例Ｐ、積分Ｉ、微分Ｄの演算処理を加え、これらを必要に応じて合成してフィードバックし、系の応答性を改善することが行われる。電圧ゲインＧｖは、このＰＩＤ演算処理によって求められる値である。

【0036】

乗算器４２は、正規化演算部３２が入力電圧計測値Ｖｉｎを正規化した値（制御部１５の動作電圧に合うように、例えば、入力電圧計測値Ｖｉｎの最大値ｋ２で除した値）と電圧誤差信号ＶＰＩとを乗算して、入力電流設定値Ｉｒｅｆを生成する。

【0037】

電流誤差信号生成部２２は、比較器４３及びＩＰＩ生成部２７より構成され、電流誤差信号ＩＰＩを生成する。
比較器４３は、正規化演算部３３が入力電流計測値Ｉｉｎを正規化した値（制御部１５の動作電圧に合うように、入力電流計測値Ｉｉｎに係数ｋ３を乗じた値）と入力電流設定値Ｉｒｅｆとを比較し、その差分をとって電流差分値Ｅｉを生成する。ＩＰＩ生成部２７は、電流差分値Ｅｉと電流ゲインＧｉとを乗算して、電流誤差信号ＩＰＩを生成する。電流ゲインＧｉは、上記電圧ゲインＧｖと同様に、ＰＩＤ演算処理によって求められる値である。なお、電流制御ループにおけるＰＩＤ演算処理の詳細については、後述する。

【0038】

デューティ演算部２３は、電流誤差信号ＩＰＩに基づいて、スイッチング素子をオンするパルス幅（時比率ＤＵＴＹ）を、例えば電流誤差信号ＩＰＩから時比率ＤＵＴＹへの変換を行う演算式を用いて演算し、スイッチ駆動部１３へ出力する。スイッチ駆動部１３は、入力される時比率ＤＵＴＹでのスイッチング動作を行うか否かを、制御の動作指令などに基づいて判定してドライブ信号を出力し、スイッチング素子をオン／オフする。このスイッチング動作が実行されることにより、入力電圧計測値Ｖｉｎと入力電流計測値Ｉｉｎと波形が相似し、力率が１となるように、すなわち、入力電圧計測値Ｖｉｎと入力電流計測値Ｉｉｎの位相が同相となるように、かつ、直流電圧である出力電圧が所定の目標出力電圧値Ｖｒｅｆとなるように制御される。

【0039】

オフセット演算部２４は、オフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔと電圧誤差信号ＶＰＩとの差分により、オフセット値Ｏｆｆｓｅｔを生成する。オフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔは、予め設定された値であり、例えば、前述した特許文献２、３と同様に、電源装置の電圧制御ループの応答性を改善し得るように設定され得る。オフセット演算部２４は、生成したオフセット値Ｏｆｆｓｅｔをデューティ演算部２３に出力する。

【0040】

なお、上記回路構成においては、電圧差分（電圧差分値Ｅｖ）が大きくなると、誤差信号(ＩＰＩ)の電流または電圧レベルが上がり、デューティを拡げた状態（スイッチング素子がオンする期間が長い状態）でスイッチング動作し、電圧差分（電圧差分値Ｅｖ）が小さくなると、誤差信号(ＩＰＩ)の電流または電圧レベルが下がり、デューティを狭めた状態（スイッチング素子がオンする期間が短い状態）でスイッチング動作する論理構成となっている。

【0041】

次に、制御部１５におけるフィードバック制御について説明する。フィードバック制御は、出力電圧を予め設定された目標値になるように制御する出力電圧制御である。以下に、フィードバック制御の詳細を説明する。
最初に、制御部１５は、入力電圧検出部１１から、入力電圧計測値Ｖｉｎを取得し、電圧制御ループにおいて、入力電流設定値Ｉｒｅｆの演算処理を行う。演算は、乗算器４２が、次式（１）により、電圧誤差信号ＶＰＩと、正規化演算部３２が入力電圧計測値Ｖｉｎを正規化した値ＮＶｉｎ（制御部１５の動作電圧に合うように、入力電圧計測値Ｖｉｎの最大値ｋ２で除した値）とを乗ずることで行う。
Ｉｒｅｆ＝ＶＰＩ×ＮＶｉｎ…（１）

【0042】

次に、制御部１５は、入力電流検出部１２から入力電流計測値Ｉｉｎを取得し、電流制御ループにおいて、電流誤差信号ＩＰＩの演算処理を行う。演算は、電流誤差信号生成部２２が、以下の式（２）〜（４）で示すＰＩＤ演算により、入力電流設定値Ｉｒｅｆと、取得した入力電流計測値Ｉｉｎ（ｔ）とに基づいて行う。
電流差分値Ｅｉ（ｔ）＝入力電流設定値Ｉｒｅｆ−入力電流計測値Ｉｉｎ（ｔ）…（２）
Ｕｉ（ｔ）＝Ｋｉｐ×Ｅｉ（ｔ）＋｛Ｋｉｉ×Ｅｉ（ｔ−１）＋Ｕｉ（ｔ−１）｝＋Ｋｉｄ×｛Ｅｉ（ｔ）−Ｅｉ（ｔ−ｎ）｝…（３）
ＩＰＩ＝Ｕｉ（ｔ）…（４）
ここで、Ｕｉ（ｔ）は、今回のＰＩＤ演算処理で求める電流誤差信号ＩＰＩであり、Ｕｉ（ｔ−１）は、前回のＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩである。また、Ｅｉ（ｔ−１）、Ｅｉ（ｔ−ｎ）は、それぞれ、１回前、ｎ回前のＰＩＤ演算処理における電流差分値Ｅｉを示し、Ｅｉ（ｔ）は今回の処理結果による値である。また、Ｋｉｐ、Ｋｉｉ、Ｋｉｄは、ぞれぞれ、ＰＩＤ演算処理における比例（Ｐ）係数、積分（Ｉ）係数、微分（Ｄ）係数を示す。

【0043】

次に、制御部１５は、デューティ演算部２３において、ＰＩＤ演算処理で求めた電流誤差信号ＩＰＩによって、次式（５）に従って、時比率ＤＵＴＹを演算する。
ＤＵＴＹ＝Ｄｍａｘ−ＩＰＩ×Ｋｃｎｖ…（５）
ここで、Ｄｍａｘは時比率ＤＵＴＹの最大出力値（上限値）であり、最小出力値Ｄｍｉｎ（下限値）とともに、予め制御部１５において設定されている値である。また、Ｋｃｎｖは、電流誤差信号ＩＰＩを時比率ＤＵＴＹに変換する際の係数であり、実験またはシミュレーションにより予め算出されている係数値であり、同じく制御部１５において設定されている値である。

【0044】

続いて、制御部１５は、先に演算した電圧誤差信号ＶＰＩの示す値が予め設定された閾値（パルス幅制御の閾値。以下、オフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔとする。）を超えているか否かを判定する。電圧誤差信号ＶＰＩがオフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔを超えていると判定した場合、前回の処理結果である時比率ＤＵＴＹが、そのまま本更新サイクルにおける時比率ＤＵＴＹとなる。一方、電圧誤差信号ＶＰＩがオフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔ以下である判定した場合、制御部１５は、オフセット演算部２４において、オフセット判定閾値ＴＨｏｆｆｓｅｔと電圧誤差信号ＶＰＩとの差分により、オフセット値Ｏｆｆｓｅｔを、次式（６）により算出する。
Ｏｆｆｓｅｔ＝（ＴＨｏｆｆｓｅｔ−ＶＰＩ）×Ｋｏｆｆｓｅｔ…（６）
ここで、Ｋｏｆｆｓｅｔは、実験またはシミュレーションにより予め算出されている係数値であり、制御部１５において設定されている値である。

【0045】

次に、制御部１５は、デューティ演算部２３において、式（６）において求めたオフセット値Ｏｆｆｓｅｔによって、次式（７）に従って、時比率ＤＵＴＹを演算（減算）する。
ＤＵＴＹ（ｔ）＝ＤＵＴＹ（ｔ−１）−Ｏｆｆｓｅｔ…（７）
ここで、ＤＵＴＹ（ｔ）は、今回の減算処理で求める時比率ＤＵＴＹであり、ＤＵＴＹ（ｔ−１）は、前回の時比率ＤＵＴＹ更新制御（ＰＷＭ出力制御）の式（５）において算出した時比率ＤＵＴＹである。なお、本減算処理においても、ＤＵＴＹ（ｔ）は、上記最大出力値Ｄｍａｘ（上限値）と最小出力値Ｄｍｉｎ（下限値）との間になるように算出される。

【0046】

制御部１５は、デューティ演算部２３において、式（７）において算出した時比率ＤＵＴＹ（ｔ）を本更新サイクルにおける時比率ＤＵＴＹとし、スイッチ駆動部１３へ出力する。

【0047】

スイッチ駆動部１３は、入力される時比率ＤＵＴＹでのスイッチング動作を行うか否かを、制御の動作指令などに基づいて判定してドライブ信号を出力し、時比率ＤＵＴＹに応じたパルス幅のゲート信号を出力し、スイッチング素子（トランジスタＱ１、Ｑ２）をオン／オフする。このスイッチング動作が実行されることにより、入力電圧計測値Ｖｉｎと入力電流計測値Ｉｉｎと波形が相似し、力率が１となるように、すなわち、入力電圧計測値Ｖｉｎと入力電流計測値Ｉｉｎの位相が同相となるように、かつ、直流電圧が所定の目標出力電圧値Ｖｒｅｆとなるように制御される。

【0048】

上述したように、制御部１５は、フィードバック制御において、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｏ（出力電圧計測値Ｖｄｃ）を更新サイクル毎に計測する。制御部１５は、出力電圧計測値Ｖｄｃと目標出力電圧値Ｖｒｅｆとの電圧差分値Ｅｖを演算し、電圧誤差信号ＶＰＩを生成する。その後、制御部１５は、電圧誤差信号ＶＰＩと入力電圧計測値Ｖｉｎを正規化した値とを乗算することで、入力電流設定値Ｉｒｅｆを得る。次に、制御部１５は、入力電流設定値Ｉｒｅｆと入力電流計測値Ｉｉｎとの電流差分値Ｅｉを演算し、電流誤差信号ＩＰＩを生成する。
そして、制御部１５は、電流誤差信号ＩＰＩの信号レベルに応じ、スイッチング素子の導通比（ＤＵＴＹ）を逐次変換し、直流電圧が所定の目標出力電圧値Ｖｒｅｆとなるように制御する。

【0049】

次に、制御部１５の動作について説明する。図３は、本実施形態における制御部１５による補正対象判定処理のフローチャートを示す図である。図４は、本実施形態における制御部１５による入力電流補正処理のフローチャートを示す図である。

【0050】

概略的には、制御部１５は、補正対象判定処理を行う。補正対象判定処理は、正規化演算部３３の補正係数ｋ３の補正を行うか否かを判定する。また、補正対象判定処理は、制御部１５が補正係数ｋ３の補正を行うと判定した場合、交流電源の交流電圧における前半の半周期の補正係数と交流電源の交流電圧における後半の半周期の補正係数のどちらの補正係数を補正対象とするか判定する処理である。
制御部１５は、補正対象判定処理を行った後、入力電流補正処理を行う。入力電流補正処理は、補正対象判定処理において判定した補正対象の補正係数を補正する処理である。

【0051】

まず、制御部１５の補正対象判定処理の動作について説明する。
ステップＳ１０１において、制御部１５は、更新サイクル毎に、上述したフィードバック制御を行う。このフィードバック制御の過程で、制御部１５は、ＶＰＩ差分判定部４４において、電圧誤差信号生成部２１で交流電源の交流電圧の半周期毎に生成された電圧誤差信号ＶＰＩを操作量として取得する。ＶＰＩ差分判定部４４は、交流電源の交流電圧における前半の半周期（以下、「前半の半周期」という。）で取得した電圧誤差信号ＶＰＩと交流電源の交流電圧における後半の半周期（以下、「後半の半周期」という。）で取得した電圧誤差信号ＶＰＩとの差分値の絶対値を算出する。なお、前半の半周期、つまり交流電圧が正である場合に取得した電圧誤差信号ＶＰＩを電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）とする。一方、後半の半周期、つまり交流電圧が負である場合に取得した電圧誤差信号ＶＰＩを電圧誤差信号ＶＰＩ（−）とする。

【0052】

ステップＳ１０２において、ＶＰＩ差分判定部４４は、算出した絶対値が第１の規定値を超えるか否かの判定を行う。算出した絶対値が第１の規定値を超える場合（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、ＶＰＩ差分判定部４４は、ステップＳ１０３に進む。一方、算出した絶対値が第１の規定値以下の場合（ステップＳ１０２：ＮＯ）、ＶＰＩ差分判定部４４は、ステップＳ１０６に進む。なお、第１の閾値は、正側の入力電流の計測回路と負側の入力電流の計測回路との部品のばらつきなどの誤差の相違に応じて予め決定される値である。本実施形態では、第１の規定値は、上記計測回路の部品のばらつきに起因した高調波電流が許容範囲の限界値となるときの上記絶対値に相当する。従って、ステップＳ１０２において、上記絶対値が第１の規定値を超えることは、前述した入力電流の１周期における正側と負側との波形のアンバランスに起因した高調波電流が許容範囲を超えることを意味する。逆に、上記絶対値が第１の規定値以下であることは、上記波形のアンバランスに起因する高調波電流が許容範囲内であることを意味する。ただし、この例に限定されず、高調波電流を抑制することができることを限度として、第１の規定値は任意に設定し得る。

【0053】

ステップＳ１０３において、ＶＰＩ差分判定部４４は、電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）と電圧誤差信号ＶＰＩ（−）とのどちらが大きい値か判定する。具体的には、例えば、ＶＰＩ差分判定部４４は、電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）から電圧誤差信号ＶＰＩ（−）を減算する。ＶＰＩ差分判定部４４は、減算した値が正ならば（ステップＳ１０３：ＹＥＳ）、電圧誤差信号ＶＰＩ（−）より電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）の方が大きいと判定し、ステップＳ１０４に進む。一方、ＶＰＩ差分判定部４４は、減算した値が負ならば（ステップＳ１０３：ＮＯ）、電圧誤差信号ＶＰＩ（−）より電圧誤差信号ＶＰＩ（＋）の方が小さいと判定し、ステップＳ１０５に進む。

【0054】

ステップＳ１０４において、制御部１５は、正規化演算部３３において、前半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるｋ３を初期値に設定し、後半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるｋ３を、例えば、１．０に設定する。なお、前半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるｋ３をＫ_ｐｏｓとし、後半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるｋ３をＫ_ｎｅｇとする。制御部１５は、Ｋ_ｐｏｓとＫ_ｎｅｇとを任意の値に設定後、補正対象判定処理を終了する。初期値は、予め実験等で決定されている補正係数の値である。

【0055】

ステップＳ１０５において、制御部１５は、正規化演算部３３で、前半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるＫ_ｐｏｓをある定数、例えば、１．０に設定し、後半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるＫ_ｎｅｇを初期値に設定する。制御部１５は、Ｋ_ｐｏｓとＫ_ｎｅｇとを設定後、補正対象判定処理を終了する。

【0056】

ステップＳ１０６において、制御部１５は、正規化演算部３３において、前半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるＫ_ｐｏｓと後半の半周期に入力電流計測値Ｉｉｎに乗じるＫ_ｎｅｇとをある定数、例えば、１．０に設定し、補正対象判定処理を終了する。

【0057】

次に、制御部１５の入力電流補正処理の動作について説明する。
ステップＳ２０１において、制御部１５は、図４に示すように、タイマーを有し、後述するステップＳ２０２〜ステップ２０５のいずれかの処理を実行してから規定時間が経過したか否かの判定を行う。制御部１５は、規定時間が経過した場合（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）、ステップＳ２０２に進む。一方、制御部１５は、規定時間が経過していない場合（ステップＳ２０１：ＮＯ）、ステップＳ２０６に進む。ここで、規定時間は、制御部１５が正規化演算部３３において補正を行った補正係数ｋ３を確定することができる時間であり、規定時間を超えると、再度補正係数ｋ３を補正する。なお、入力電流補正処理の初回時においては、後述するステップＳ２０２〜ステップ２０５のいずれの処理も実行していないため、制御部１５は、ステップＳ２０２に進む。

【0058】

ステップＳ２０２において、制御部１５は、規定値判定回数ｎを０（ゼロ）に設定する。ここで、規定値判定回数ｎは、制御部１５が正規化演算部３３において補正を行った補正係数ｋ３を確定するために用いられる値であり、正しく補正された補正係数ｋ３を用いてフィードバック制御を行った回数を示す。なお、規定値判定回数ｎの初期値は、０（ゼロ）である。
ステップＳ２０３において、制御部１５は、補正対象、つまり補正を行う補正係数が、Ｋ_ｎｅｇ又はＫ_ｐｏｓのいずれかであるか判定する。具体的には、制御部１５は、補正対象判定処理において、補正対象が正側である、つまりステップＳ１０４の処理を実行した場合（ステップＳ２０３：ＹＥＳ）、補正を行う補正係数はＫ_ｐｏｓであると判定し、ステップＳ２０４に進む。一方、制御部１５は、補正対象判定処理において、補正対象が負側である、つまりステップＳ１０５の処理を実行した場合（ステップＳ２０３：ＮＯ）、補正を行う補正係数はＫ_ｎｅｇであると判定し、ステップＳ２０５に進む。

【0059】

ステップＳ２０４において、制御部１５は、補正係数がＫ_ｐｏｓであると判定した場合、定数をＫ_ｐｏｓに乗算または、加算することで、Ｋ_ｐｏｓを増加させる。上記定数は、例えば、予め実験などから設定される。
ステップＳ２０５において、制御部１５は、補正係数がＫ_ｎｅｇであると判定した場合、定数をＫ_ｎｅｇに乗算または、加算することで、Ｋ_ｎｅｇを増加させる。

【0060】

ステップＳ２０６において、制御部１５は、ステップＳ２０４又はステップＳ２０５で補正係数を増加させた後、上述したフィードバック制御を行う。このフィードバック制御の過程で、制御部１５は、ＶＰＩ差分判定部４４において、電圧誤差信号生成部２１で交流電源の交流電圧の半周期毎に生成された電圧誤差信号ＶＰＩを操作量として取得する。ＶＰＩ差分判定部４４は、前半の半周期で取得した電圧誤差信号ＶＰＩと後半の半周期で取得した電圧誤差信号ＶＰＩとの差分値の絶対値を算出する。

【0061】

ステップＳ２０７において、制御部１５は、ＶＰＩ差分判定部４４で、算出した絶対値が第１の規定値を超えるか否かの判定を行う。制御部１５は、算出した絶対値が第１の規定値以下の場合（ステップＳ２０７：ＹＥＳ）、補正した補正係数の値が適切（即ち、高調波電流が許容範囲内）であると判定し、ステップＳ２０８に進む。一方、制御部１５は、算出した絶対値が第１の規定値を超える場合（ステップＳ２０７：ＮＯ）、補正した補正係数の値が適切ではない（即ち、高調波電流が許容範囲外）と判定し、ステップＳ２０９に進む。

【0062】

ステップＳ２０８において、制御部１５は、ステップＳ２０７で、補正した補正係数の値が適切であると判定された場合、規定値判定回数ｎを１インクリメントする。制御部１５が、規定値判定回数ｎを１インクリメントした後、ステップＳ２０９に進む。

【0063】

ステップＳ２０９において、制御部１５は、規定値判定回数ｎが規定値以上か否かを判定する。制御部１５は、期待値判定回数ｎが第２の規定値以上である場合（ステップＳ２０９：ＹＥＳ）、ステップＳ２１０に進む。一方、制御部１５は、期待値判定回数ｎが第２の規定値未満である場合（ステップＳ２０９：ＮＯ）、ステップＳ２０１に進む。第２の規定値は、補正した補正係数を確定する期待値判定回数ｎの閾値である。

【0064】

ここで、第２の規定値が大きい程、ステップＳ２０７において上記絶対値が第１の規定値以下であると判定される回数が増え、上記絶対値を第１の規定値以下にする補正係数の精度が高まる。このことは、前述した入力電流の１周期における正側と負側との波形のアンバランスを安定的に改善できることを意味する。従って、本実施形態では、第２の規定値は、必要とする補正係数の精度に応じて設定される。ただし、この例に限定されず、上記波形のアンバランスを改善し得ることを限度として、第２の規定値は任意に設定し得る値である。
ステップＳ２１０において、制御部１５は、ステップＳ２０４又はステップＳ２０５で補正した補正係数（Ｋ_ｎｅｇ又はＫ_ｐｏｓ）を確定し、入力電流補正処理を終了する。

【0065】

上述したように、本実施形態によれば、制御部１５は、前半の半周期で生成した電圧誤差信号（＋）と後半の半周期で生成した電圧誤差信号（−）との差分値を測定し、その測定した差分値が第１の規定値以上を超える場合、入力電流のバランスが取れるように、半周期毎に補正係数ｋ３の補正を行う。図５は、補正係数の補正後の入力電圧と入力電流との波形の一例を示す図である。図５に示すように、制御部１５は、上記差分値に基づいて補正係数ｋ３を補正することで入力電流波形が前半の半周期と後半の半周期とで正負対象になる。
これにより、入力電流の正側と負側とで別々の回路になっている入力電流計測値Ｉｉｎの計測回路において、制御部１５は、それぞれの計測回路がもつ部品のばらつきなどの誤差に相違によって発生する入力電流波形のアンバランスを抑制し、高調波電流が増加することを抑制することができる。

【0066】

上述した実施形態における制御部１５をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

【0067】

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の変更等も含まれる。
また、本実施形態においては、交流電源にダイオードブリッジ回路等の全波整流回路を接続しないブリッジレスブースト方式のＰＦＣ制御について説明したが、本発明を、ダイオードブリッジ回路を用いるダイオードブリッジ方式について適用することも勿論可能である。

【符号の説明】

【0068】

１ａ、１ｂ…交流入力端子
２ａ、２ｂ…直流出力端子
ＦＬＴＲ…フィルタ回路
ＲＹ…リレー回路
Ｌ１、Ｌ２…インダクタ
Ｄ１、Ｄ２…ダイオード
Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ
ＢＤ１、ＢＤ２…ダイオード
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３…抵抗
Ｃ２…電解コンデンサ
１０…力率改善回路
１１…入力電圧検出部
１２…入力電流検出部
１３…スイッチ駆動部
１４…出力電圧検出部
１５…制御部
Ｖｄｃ…出力電圧計測値
Ｉｉｎ…入力電流計測値
Ｖｉｎ…入力電圧計測値
２１…電圧誤差信号生成部
２２…電流誤差信号生成部
２３…デューティ演算部
２４…オフセット演算部
２６…ＶＰＩ生成部
２７…ＩＰＩ生成部
３１、３２、３３…正規化演算部
４１、４３…比較器
４２…乗算器
４４…ＶＰＩ差分判定部
Ｖｒｅｆ…目標出力電圧値
Ｅｖ…電圧差分値
Ｇｖ…電圧ゲイン、
ＶＰＩ…電圧誤差信号
Ｉｒｅｆ…入力電流設定値
Ｅｉ…電流差分値
Ｇｉ…電流ゲイン
ＩＰＩ…電流誤差信号
ＤＵＴＹ…時比率
ＴＨ…第１閾値
ＴＨｏｆｆｓｅｔ…第２閾値
Ｏｆｆｓｅｔ…オフセット値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】