特許 6232705 電子制御式機械時計

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6232705

(24)【登録日】2017年11月2日

(45)【発行日】2017年11月22日

(54)【発明の名称】電子制御式機械時計

(51)【国際特許分類】

   G04B 17/00 20060101AFI20171113BHJP

【ＦＩ】

   G04B17/00 B

【請求項の数】2

【全頁数】17

(21)【出願番号】特願2013-19184(P2013-19184)

(22)【出願日】2013年2月4日

(65)【公開番号】特開2014-149256(P2014-149256A)

(43)【公開日】2014年8月21日

【審査請求日】2015年8月31日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002369

【氏名又は名称】セイコーエプソン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100116665

【弁理士】

【氏名又は名称】渡辺 和昭

(74)【代理人】

【識別番号】100164633

【弁理士】

【氏名又は名称】西田 圭介

(74)【代理人】

【識別番号】100179475

【弁理士】

【氏名又は名称】仲井 智至

(72)【発明者】

【氏名】山▲崎▼ 豊

【審査官】 榮永 雅夫

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００４−１３５４９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許第０５８８１０２７（ＵＳ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０４Ｂ １７／００

Ｇ０４Ｃ １０／００ − ０４

Ｈ０２Ｋ ７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

機械的エネルギー源と、
前記機械的エネルギー源によって駆動されて電気的エネルギーを供給する発電機と、
前記電気的エネルギーが充電される電源回路と、
前記電源回路の入力端子および発電機の第１の出力端子間に接続された第１のチョッピン
グトランジスターと、
前記電源回路の前記入力端子および発電機の第２の出力端子間に接続された第２のチョ
ッピングトランジスターと、
前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて発振信号を発生させる発振
信号発生源と、
前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて前記発電機の回転周期を制
御する回転制御装置と、を備え、
前記回転制御装置は、
前記発電機の制動制御を行う制動制御装置と、
前記発振信号発生源による発振の開始を検出可能であり、前記発振の開始を検出してい
ない場合、前記発電機を非制動状態に維持し、前記発振の開始を検出した場合、前記制動
制御装置による前記発電機の制動制御を行わせる制動可否制御装置と、を備える電子制御
式機械時計において、
前記制動制御装置は、
前記第１および第２のチョッピングトランジスターのオン、オフ制御を行うためのチョ
ッピング信号を出力するチョッピング信号出力回路を備え、
前記制動可否制御装置は、
前記発振の開始を検出可能であり、前記発振の開始を検出していない場合、発振非検出
信号を出力し、前記発振の開始を検出した場合、発振検出信号を出力する発振開始検出回
路と、
前記発振非検出信号が入力されている場合、前記第１および第２のチョッピングトラン
ジスターのオフ制御を行うオフ信号を出力し、前記発振検出信号が入力されている場合、
前記チョッピング信号に応じて前記第１および第２のチョッピングトランジスターのオン
、オフ制御を行う制動制御信号を出力する制動制御信号出力回路と、を備える
ことを特徴とする電子制御式機械時計。

【請求項2】

請求項１に記載の電子制御式機械時計において、
前記回転制御装置は、前記発振信号発生源を用いて発振信号を出力する発振回路と、前
記発振信号を分周する分周回路と、を備え、
前記制動可否制御装置は、前記発振回路または前記分周回路から出力された信号に基づ
いて発振の開始を検出する
ことを特徴とする電子制御式機械時計。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電子制御式機械時計および電子制御式機械時計の制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

ゼンマイが開放する時の機械的エネルギーによって発電機を駆動して発生させた電気的エネルギーを電源回路に充電し、当該電気的エネルギーにより制動制御回路を作動して発電機のコイルに流れる電流値を制御することにより、輪列に固定される指針を正確に駆動して正確に時刻を表示する電子制御式機械時計が知られている（特許文献１参照）。

【0003】

電子制御式機械時計では、ゼンマイによって発電機に加えられるトルク（機械的エネルギー）は、指針を基準スピードよりも速く回転させるように設定されており、その回転スピードを回転制御手段でブレーキをかけることで調速している。具体的には、水晶振動子等の時間標準源からの発振信号に基づいて基準信号を出力する基準信号発生手段と、発電機の回転を検出して発電機の回転周期に対応した回転検出信号を出力する回転検出回路と、発電機の制動制御を行う制動制御回路とを備え、当該基準信号と回転検出信号とを比較して発電機のブレーキ量を設定して発電機を調速する回転制御手段（回転制御装置）を備えている。

【0004】

特許文献１では、巻き上げられたゼンマイが解放されて、発電機からの電気的エネルギーの供給が開始される発電機の起動時に、回転制御装置の回転検出回路を作動して、発電機の回転数を検出し、発電機が所定回転数だけ駆動されるまでは制動制御回路（制動制御装置）を非動作状態として発電機にブレーキを掛けないように制御している。

【0005】

この際、電子制御式機械時計は、発電機のコイルの両端を短絡するスイッチ用トランジスターを設け、制動制御装置から制動制御信号を当該スイッチ用トランジスターに出力し、前記トランジスターをオン制御することでショートブレーキを掛け、前記トランジスターをオフ制御することでブレーキをオフ状態として、制動制御を行っていた。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開平１１−１６６９８０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

しかしながら、前記特許文献１では、回転制御装置が正常に作動していないと、正常な制動制御を行うことができない。このため、発電機の起動直後で、電源回路の電源電圧が回転制御装置を正常に作動できる電圧に上昇するまでの低電圧領域では、回転制御装置からスイッチ用トランジスターに出力される制動制御信号に、外的要因や回路の特性などによってノイズが混入する場合があった。このようなノイズが混入すると、意図しないタイミングで前記スイッチ用トランジスターをオン制御する制動制御信号を入力してしまうことがあった。この場合、ブレーキがオン制御されるために発電機の回転スピードが遅くなり、発電機から電源回路へ供給される電力が増大しない。その結果、電源回路の電源電圧が上がらないため、回転制御装置を正常に作動することができず、前記スイッチ用トランジスターのオン制御を継続してしまう、という悪循環が発生する場合がある。このような悪循環が発生すると、回転制御装置を正常に作動可能な電圧を得ることができず、いつまで経っても回転制御装置を作動させることができなかった。

【0008】

本発明の目的は、発電機の起動時に回転制御装置を確実に作動させることができる電子制御式機械時計および電子制御式機械時計の制御方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の電子制御式機械時計は、機械的エネルギー源と、前記機械的エネルギー源によって駆動されて電気的エネルギーを供給する発電機と、前記電気的エネルギーが充電される電源回路と、前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて発振信号を発生させる発振信号発生源と、前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて前記発電機の回転周期を制御する回転制御装置と、を備え、前記回転制御装置は、前記発電機の制動制御を行う制動制御装置と、前記発振信号発生源による発振の開始を検出可能であり、前記発振の開始を検出していない場合、前記発電機を非制動状態に維持し、前記発振の開始を検出した場合、前記制動制御装置による前記発電機の制動制御を行わせる制動可否制御装置と、を備えることを特徴とする。

【0010】

本発明によれば、制動可否制御装置は、発振の開始を検出していない場合は、発電機を非制動状態に維持し、発振の開始を検出した場合は、制動制御装置による発電機の制動制御を行わせる。
発電機の起動直後において電源回路の電源電圧が回転制御装置を正常に作動させるには不十分である低電圧領域の場合は、発振信号発生源でも発振を開始しない。このため、制動可否制御装置で発振の開始を検出するまでは、発電機を非制動状態（ブレーキオフ状態）に維持することで、ノイズなどの影響で発電機にブレーキを掛けてしまうことを防止でき、従来例において起こりうる、上述の一連の悪循環に陥ることを防止できる。従って、発電機の起動直後においても、発電機による発電を継続できて電源電圧を上昇させることができ、回転制御装置を確実に作動させることができる。
また、発振の開始を検出した場合は、回転制御装置を作動させることができ、制動制御装置による発電機の制動制御を行わせることができる。

【0011】

本発明において、前記回転制御装置は、前記発振信号発生源を用いて発振信号を出力する発振回路と、前記発振信号を分周する分周回路と、を備え、前記制動可否制御装置は、前記発振回路または前記分周回路から出力された信号に基づいて発振の開始を検出することが好ましい。
本発明によれば、制動可否制御装置は、発振回路から出力される発振信号、または分周回路から出力される信号に基づいて、発振の開始を検出する。このため、発振回路または分周回路が安定的に作動して発振開始が検出されない限り、発電機を非制動状態とすることができ、発電機の起動直後においても、発電機による発電を継続できて電源電圧を上昇させることができ、回転制御装置を確実に作動させることができる。

【0012】

本発明において、前記制動可否制御装置は、前記発振の開始を検出する発振開始検出回路を備え、前記発振開始検出回路は、第１の電圧の印加端に接続された第１のコンデンサーと、前記第１のコンデンサーおよび第２の電圧の印加端の間に接続された第１のスイッチと、前記第１のコンデンサーに並列に、前記第１の電圧の印加端に接続された第２のコンデンサーと、前記第１のコンデンサーに並列、かつ、前記第１のスイッチおよび前記第２のコンデンサーに直列に接続された第２のスイッチと、一端が前記第１の電圧の印加端に接続され、他端が前記第２のコンデンサーと前記第２のスイッチとの接続点に接続された抵抗と、入力端子が前記接続点に接続され、入力電圧に基づいて、ＬレベルまたはＨレベルの信号を出力するインバーターと、を備え、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、前記発振回路または前記分周回路からクロック信号が出力されると、前記クロック信号によって交互にオン、オフされることが好ましい。

【0013】

このように構成された、発振開始検出回路では、発振回路または分周回路からクロック信号が出力されると、第１のスイッチと第２のスイッチが交互にオン、オフされる。第１のスイッチがオンの場合、第１のコンデンサーに電荷が蓄積され、第２のスイッチがオンの場合、第１のコンデンサーに蓄積された電荷が第２のコンデンサーに移動する。これを繰り返すことにより、第２のコンデンサーの電圧値が増大する。インバーターの入力端子は、第２のコンデンサーと第２のスイッチとの接続点に接続されているので、第２のコンデンサーの電圧値に応じて、入力電圧が変化する。インバーターは、入力電圧に基づいて、ＬレベルまたはＨレベルの信号を出力する。
本発明によれば、一端が第１の電圧の印加端に接続され、他端が上記接続点、すなわちインバーターの入力端子側に接続された抵抗を備え、この抵抗は、インバーターの入力端子側の電圧を第１の電圧に引っ張る、プルアップ抵抗またはプルダウン抵抗として機能する。例えば、第１の電圧がＶＤＤであり第２の電圧がＶＳＳ（＜ＶＤＤ）である場合、プルアップ抵抗として機能し、第１の電圧がＶＳＳであり第２の電圧がＶＤＤである場合、プルダウン抵抗として機能する。従って、発電機の起動直後であって電源回路の電源電圧が低い場合、インバーターの入力端子側の電圧が不安定になることを防止できる。このため、発振回路が発振していないにも関わらずインバーターの出力電圧が発振開始を示すレベルに切り替わることを確実に防止でき、発振開始検出回路は、発振開始状態を確実に検出することができる。

【0014】

上述のように、第１のスイッチがオン（第２のスイッチがオフ）されて第１のコンデンサーに蓄積された電荷が、第２のスイッチがオン（第１のスイッチがオフ）されて第２のコンデンサーに移動することで、第２のコンデンサーの電圧が増大し、インバーターの入力電圧が変化する。この動作を繰り返して前記入力電圧が閾値を跨ぐと、インバーターの出力電圧が発振開始を示すレベルに切り替わる。
本発明によれば、発振が開始して、クロック信号が発生しても、第２のスイッチがオフの間、すなわち少なくともクロック信号の半周期の間は、第２のコンデンサーに電荷が蓄積されない。従って、発振が開始しても、少なくともクロック信号の半周期の間は、インバーターの出力電圧が、発振開始を示すレベルに切り替わることを確実に防止でき、発振開始までの時間、すなわち発振非検出信号が出力されている時間を少なくともクロック信号の半周期確保することができる。
また、本発明によれば、発振開始検出回路では、第１のコンデンサーと第２のコンデンサーとの容量比によって、第２のコンデンサーへの電荷が貯まっていく時間を調整でき、発振非検出信号が出力し続ける時間をさらに調整できる。
この発振非検出信号は、初期化が必要な回路の初期化信号として用いることができる。従って、本発明によれば、前記回路を初期化するために必要な時間だけ初期化信号を出力でき、前記回路を確実に初期化することができる。

【0015】

本発明において、前記電源回路の入力端子および発電機の第１の出力端子間に接続された第１のチョッピングトランジスターと、前記電源回路の前記入力端子および発電機の第２の出力端子間に接続された第２のチョッピングトランジスターと、を備え、前記制動制御装置は、前記第１および第２のチョッピングトランジスターのオン、オフ制御を行うためのチョッピング信号を出力するチョッピング信号出力回路を備え、前記制動可否制御装置は、前記発振の開始を検出可能であり、前記発振の開始を検出していない場合、発振非検出信号を出力し、前記発振の開始を検出した場合、発振検出信号を出力する発振開始検出回路と、前記発振非検出信号が入力されている場合、前記第１および第２のチョッピングトランジスターのオフ制御を行うオフ信号を出力し、前記発振検出信号が入力されている場合、前記チョッピング信号に応じて前記第１および第２のチョッピングトランジスターのオン、オフ制御を行う制動制御信号を出力する制動制御信号出力回路と、を備えることが好ましい。

【0016】

本発明によれば、発振開始検出回路は、発振の開始を検出していない場合、発振非検出信号を出力し、発振の開始を検出した場合、発振検出信号を出力する。そして、制動制御信号出力回路は、発振非検出信号が入力されている場合にオフ信号を出力し、第１および第２のチョッピングトランジスターをオフ状態とする。
このような構成では、発電機の起動直後において電源回路の電源電圧が回転制御装置を正常に作動させるのには不十分であっても、発振開始検出回路によって発振開始の有無を確実に検出でき、発振開始を検出しない限り、制動制御信号出力回路によって確実に発電機を非制動状態とすることができる。従って、発電機の起動直後に、発電機による電気的エネルギーへの変換を確実に行うことができ、電源回路に回転制御装置を正常に作動可能な電気的エネルギーを確実に充電でき、回転制御装置を正常に起動させることができる。

【0017】

本発明の電子制御式機械時計の制御方法は、機械的エネルギー源と、前記機械的エネルギー源によって駆動されて電気的エネルギーを供給する発電機と、前記電気的エネルギーが充電される電源回路と、前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて発振信号を発生させる発振信号発生源と、前記電源回路から供給される電気的エネルギーで駆動されて前記発電機の回転周期を制御する回転制御装置と、を備える電子制御式機械時計の制御方法であって、前記回転制御装置は、前記発振信号発生源による発振の開始を検出するステップと、前記発振の開始を検出していない場合、前記発電機を非制動状態に維持し、前記発振の開始を検出した場合、前記発電機の制動制御を行うステップと、を実行することを特徴とする。

【0018】

本発明によれば、前記電子制御式機械時計と同じ作用効果を奏することができる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】本発明の一実施形態における電子制御式機械時計の要部の構成を示すブロック図。

【図2】前記実施形態の電子制御式機械時計の要部の構成を示す回路図。

【図3】前記実施形態における電源コンデンサー電圧と各信号の時間変化を模式的に示す図。

【図4】前記実施形態の発振開始検出回路の構成を示す回路図。

【図5】本発明の一変形例における電子制御式機械時計の要部の構成を示す回路図。示すグラフ。

【図6】発振開始検出回路の変形例を示す回路図。

【発明を実施するための形態】

【0020】

［電子制御式機械時計の構成］
図１は、本発明の一実施形態の電子制御式機械時計を示すブロック図を、図２は、電子制御式機械時計を示す回路図を示す。
電子制御式機械時計は、機械的エネルギー源としてのゼンマイ１と、ゼンマイ１のトルクを発電機２に伝達するエネルギー伝達装置としての増速輪列３と、増速輪列３に連結されて時刻表示を行う指針４とを備えている。

【0021】

発電機２は、増速輪列３を介してゼンマイ１によって駆動され、誘起電力を発生して電気的エネルギーを供給する。この発電機２からの交流出力は、昇圧整流、全波整流、半波整流、トランジスター整流等からなる整流回路５を通して昇圧、整流され、電源回路６に充電供給される。

【0022】

［回転制御装置の構成］
前記発電機２は、電源回路６から供給される電力によって駆動される回転制御装置７により制御されている。この回転制御装置７は、ＩＣによって構成され、図１に示すように、発振回路７１、分周回路７２、回転検出回路７３、制動制御装置７４、および制動可否制御装置７５を備えて構成されている。

【0023】

発振回路７１は、発振信号発生源である水晶振動子７１Ａを用いて発振信号ｆｓ１（３２７６８Ｈｚ、図３参照）を出力し、この発振信号ｆｓ１は分周回路７２によってある一定周期まで分周される。分周回路７２は、発振信号ｆｓ１を分周して、複数の周波数（たとえば、２ｋＨｚ〜８Ｈｚ）のクロック信号ｆｓ２−１〜ｆｓ２−ｎを出力する。
回転検出回路７３は、発電機２に接続された図示しない波形整形回路とモノマルチバイブレーターとで構成され、ローター２Ａの回転検出信号ＦＧ１を出力する。

【0024】

制動制御装置７４は、チョッピング信号出力回路７４１と、電圧変換回路７４２とを備える。
チョッピング信号出力回路７４１は、前記クロック信号ｆｓ２−１〜ｆｓ２−ｎのうち、通常運針時の発電機２のローター２Ａ（図２参照）の基準回転速度の信号（たとえば、８Ｈｚの信号ｆｓ２−ｎ）を、制動制御を行うための基準信号ｆｓ２として選択し、この基準信号ｆｓ２と、回転検出信号ＦＧ１とを比較し、発電機２の調速を行うためのチョッピング信号を出力する。この際、チョッピング信号出力回路７４１は、分周回路７２から入力されるクロック信号ｆｓ２−１〜ｆｓ２−ｎから選択した複数の信号を用いることなどで、チョッピング信号を生成する。

【0025】

電圧変換回路７４２は、チョッピング信号の電圧レベルを大きくする。本実施形態において、発振回路７１、分周回路７２、チョッピング信号出力回路７４１等の回路は、ＶＤＤとの電位差がＶＳＳよりも小さい定電圧ＶＲＥＧで駆動され、後述するブレーキ回路や整流回路５は電源電圧ＶＳＳで駆動される。チョッピング信号の電圧レベルをＶＳＳレベルに変換する電圧変換回路７４２を備えることにより、発振回路７１、分周回路７２、チョッピング信号出力回路７４１等の回路を定電圧ＶＲＥＧで駆動させることができ、消費電力を抑制することができる。
なお、電圧変換回路７４２から出力される信号は、電圧値が異なる以外は基本的にチョッピング信号と同様の特徴（パルス幅、周波数等）を有する信号なので、以下、電圧変換回路７４２から出力される信号をチョッピング信号ＣＨ（図１参照）と称する。

【0026】

制動可否制御装置７５は、発振回路７１から入力された発振信号ｆｓ１から、水晶振動子７１Ａによる発振が開始したかを検出可能に構成され、発振開始の検出、非検出に応じて、発電機２に非制動状態とする、または制動制御を行う制動制御信号ＢＫＳを入力する。制動可否制御装置７５は、発振開始検出回路７５１と、制動制御信号出力回路７５２とを備える。

【0027】

発振開始検出回路７５１は、発振回路７１から入力された発振信号ｆｓ１に基づいて、発振開始を検出可能に構成され、検出結果に応じた検出信号ＤＳを出力する。発振開始検出回路７５１は、一定のクロック信号が継続して入力されたことを検出することで発振開始を検出する。

【0028】

図３に、後述する電源回路６の電源コンデンサー６１の電圧ＶＣと、発振回路７１、電圧変換回路７４２、発振開始検出回路７５１および制動制御信号出力回路７５２のそれぞれから出力される発振信号ｆｓ１、チョッピング信号ＣＨ、検出信号ＤＳ、および制動制御信号ＢＫＳとの時間変化を模式的に示す。
図３に示すように、発振開始検出回路７５１は、発振開始を検出していない場合、発振非検出信号として、Ｌレベルの検出信号ＤＳを出力し、発振開始を検出した場合、発振検出信号として、Ｈレベルの検出信号ＤＳを出力する。なお、発振が開始されてから発振開始検出回路７５１が発振開始を検出するまでの時間は、実際には数ｍｓｅｃ程度である。

【0029】

このような発振開始検出回路７５１は、トランジスター、コンデンサー、インバーターなどを備え、クロック信号が入力されることでコンデンサーの電位を高め、所定の電位になるとインバーターの出力を反転することで、Ｌレベルの発振非検出信号からＨレベルの発振検出信号を出力する。
図４は、発振開始検出回路７５１の回路構成を示す。発振開始検出回路７５１は、図４に示すように、第１のスイッチとしてのＮｃｈのトランジスター８１と、第２のスイッチとしてのＮｃｈのトランジスター８２と、第１のコンデンサー８３と、第２のコンデンサー８４と、抵抗８５と、反転回路８６と、波形整形用インバーター８７とを備える。

【0030】

第１のコンデンサー８３は、本発明の第１の電圧であるＶＤＤの印加端（第１の電圧ＶＤＤが印加される電源ライン）に接続されている。
トランジスター８１は、第１のコンデンサー８３と、本発明の第２の電圧であるＶＳＳの印加端（第２の電圧ＶＳＳが印加される電源ライン）との間に接続されている。このトランジスター８１は、ゲートに発振信号ｆｓ１が入力され、この発振信号ｆｓ１によってオン、オフされる。
第２のコンデンサー８４は、第１のコンデンサー８３に並列に、ＶＤＤの印加端に接続されている。
トランジスター８２は、第１のコンデンサー８３に並列、かつ、トランジスター８１および第２のコンデンサー８４に直列に接続されている。すなわち、一端がＶＤＤの印加端に接続された第１のコンデンサー８３および第２のコンデンサー８４の他端間に、トランジスター８２は接続されている。このトランジスター８２は、ゲートに反転回路８６が接続され、反転回路８６によって発振信号ｆｓ１の位相が反転された反転信号ｘｆｓ１が入力される。トランジスター８２は、反転信号ｘｆｓ１によってオン、オフされる。
抵抗８５は、第２のコンデンサー８４に並列に、一端がＶＤＤの印加端に接続され、他端がトランジスター８２と第２のコンデンサー８４との接続点に接続されている。

【0031】

波形整形用インバーター８７は、Ｐｃｈトランジスター８７１と、Ｎｃｈトランジスター８７２とのドレインを互いに接続したＣＭＯＳインバーターである。
Ｐｃｈトランジスター８７１のソースはＶＤＤの印加端に接続され、一方、Ｎｃｈトランジスター８７２のソースはＶＳＳの印加端に接続されている。また、Ｐｃｈトランジスター８７１およびＮｃｈトランジスター８７２のゲートは、トランジスター８２と第２のコンデンサー８４との接続点（すなわち、抵抗８５の他端側）に接続されている。

【0032】

このように構成された発振開始検出回路７５１は、一定のクロック信号としての発振信号ｆｓ１に応じて、トランジスター８１と、トランジスター８２とが交互にオンとオフを繰り返す。トランジスター８１がオンの時は、第１のコンデンサー８３に電荷が蓄えられ、トランジスター８２がオンの時は、第１のコンデンサー８３に蓄えられた電荷が第２のコンデンサー８４に移動する。これを繰り返すことで、第２のコンデンサー８４に蓄えられた電荷量が徐々に増加すると、第２のコンデンサー８４の電圧が大きくなり、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧がＶＳＳ方向、すなわちマイナス方向に大きくなっていく。このゲート側の電圧が所定値を下回ると、波形整形用インバーター８７の出力である検出信号ＤＳが、Ｌレベル（ＶＳＳレベル）から、Ｈレベル（ＶＤＤレベル）に切り替わる。

【0033】

なお、発振が停止して、一定のクロック信号としての発振信号ｆｓ１の入力が停止すると、第２のコンデンサー８４に蓄積された電荷が、抵抗８５によって放電され、コンデンサー８４の電圧が低くなる。すなわち、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧が高くなり、所定値以上になると、波形整形用インバーター８７の出力である検出信号ＤＳが、ＨレベルからＬレベルに切り替わる。

【0034】

制動制御信号出力回路７５２は、発振開始検出回路７５１から発振非検出信号であるＬレベルの検出信号ＤＳが入力されている場合、第１および第２のチョッピングトランジスター２１，２２をオフ制御するオフ信号としての制動制御信号ＢＫＳを出力する。また、制動制御信号出力回路７５２は、発振検出信号であるＨレベルの検出信号ＤＳが入力されている場合、チョッピング信号ＣＨに応じて第１および第２のチョッピングトランジスター２１，２２をオン、オフ制御を行う制動制御信号ＢＫＳを出力する。

【0035】

本実施形態では、制動制御信号出力回路７５２は、図２に示すように、ＮＡＮＤ回路で構成され、電圧変換回路７４２および発振開始検出回路７５１からの入力に応じた信号を出力する。
すなわち、制動制御信号出力回路７５２は、図３に示すように、発振開始の検出前では、発振開始検出回路７５１からＬレベルの検出信号ＤＳが入力され、電圧変換回路７４２から入力されるチョッピング信号ＣＨによらず、オフ信号としてのＨレベルの制動制御信号ＢＫＳを出力する。また、発振開始の検出以降では、発振開始検出回路７５１からＨレベルの検出信号ＤＳが入力され、電圧変換回路７４２から入力されるチョッピング信号ＣＨの電圧レベルを反転させた制動制御信号ＢＫＳを出力する。
制動制御信号ＢＫＳは、後述する第１および第２のチョッピングトランジスター２１，２２のゲートへ入力される（図２参照）。

【0036】

［電源回路の構成］
電源回路６は、図２に示すように、電源コンデンサー６１、補助コンデンサー６２、電源コンデンサー６１に直列に接続されたスイッチ６３を備えている。
電源コンデンサー６１と補助コンデンサー６２は、発電機２に対して並列に接続されている。また、補助コンデンサー６２の容量は、電源コンデンサー６１の容量に比べて小さく設定されている。すなわち、電源コンデンサー６１は、１〜１５μＦ程度、たとえば１０μＦ程度の静電容量を有している。一方、補助コンデンサー６２は、０．０５〜０．５μＦ程度、たとえば０．１μＦ程度の静電容量を有している。

【0037】

スイッチ６３は、リューズの引き出し操作に連動して作動される機械的スイッチであり、指針４の針合わせ操作のためにリューズを二段目まで引き出すと切断される。スイッチ６３が切断されると、発電機２が停止する。従って、針合わせ操作時には、指針４の運針も停止でき、かつ、電源コンデンサー６１に充電された電力が消費されることも防止できる。このため、針合わせ操作時には、電源コンデンサー６１も比較的高い電圧（たとえば１Ｖ）に維持でき、針合わせ操作後にスイッチ６３が接続された場合にＩＣを確実に駆動できる。

【0038】

また、電源コンデンサー６１に並列に接続された補助コンデンサー６２を備えているので、振動・衝撃等によりスイッチ６３が一瞬外れて、電源コンデンサー６１がＩＣ（回転制御装置７）から切り離されてしまっても、一瞬であれば補助コンデンサー６２によりＩＣへの電源供給が行え、ＩＣがシステムダウンすることを防止できる。

【0039】

［ブレーキ回路］
本実施形態では、図２にも示すように、発電機２を調速機として機能させるためにブレーキ回路を備えている。
ブレーキ回路は、発電機２で発電された交流信号（交流電流）が出力される第１の出力端子ＭＧ１に接続された第１のチョッピングトランジスター２１と、前記交流信号が出力される第２の出力端子ＭＧ２に接続された第２のチョッピングトランジスター２２とを有し、各チョッピングトランジスター２１，２２をオンすることにより、第１、第２の出力端子ＭＧ１，ＭＧ２を短絡させて閉ループ状態にし、発電機２にショートブレーキを掛けるようになっている。
これらの各チョッピングトランジスター２１，２２は、電源回路６の入力端子側（ＶＤＤ側）に接続されている。

【0040】

各チョッピングトランジスター２１，２２は、Ｐｃｈの電界効果型トランジスター（ＦＥＴ）で構成されている。これらの各チョッピングトランジスター２１，２２のゲートには、制動制御信号出力回路７５２から制動制御信号ＢＫＳが入力される。このため、各トランジスター２１，２２は、制動制御信号ＢＫＳがＬレベルとなっている間はオン状態に維持される。一方、制動制御信号ＢＫＳがＨレベルとなっている間は、各トランジスター２１，２２はオフ状態に維持され、発電機２にはブレーキが加わらない。
すなわち、制動制御信号ＢＫＳのレベルによって、各チョッピングトランジスター２１，２２のオン、オフが制御され、発電機２をチョッピング制御することができる。

【0041】

ここで、発振開始の検出以降において、制動制御信号ＢＫＳは、たとえば１２８Ｈｚの信号であり、デューティ比を変えることで、発電機２のブレーキ力を調整する。すなわち、制動制御信号ＢＫＳの１周期においてＬレベルの期間が長ければ、各チョッピングトランジスター２１，２２がオン状態に維持されてショートブレーキが加えられる期間も長くなる。

【0042】

なお、制動制御信号ＢＫＳのデューティ比を変更するには、チョッピング信号出力回路７４１から出力されるチョッピング信号のデューティ比を変更すればよい。このため、チョッピング信号出力回路７４１は、たとえば、デューティ比が異なる２種類のチョッピング信号を切り替えて出力する。すなわち、基準信号ｆｓ２に比べて回転検出信号ＦＧ１の周期が大幅に短い場合には、ブレーキ力が強い強ブレーキ用のチョッピング信号を出力し、基準信号ｆｓ２と回転検出信号ＦＧ１の周期の差が小さい場合には、ブレーキ力が弱い弱ブレーキ用のチョッピング信号を出力する。

【0043】

［整流回路］
整流回路５は、第１の整流用スイッチ２３と、第２の整流用スイッチ２４と、ダイオード２５と、ダイオード２６と、昇圧用コンデンサー２７とを備えている。
第１の整流用スイッチ２３は、第１のチョッピングトランジスター２１と並列に接続され、かつ、第２の出力端子ＭＧ２にゲートが接続された第１の整流用トランジスターで構成されている。
同様に、第２の整流用スイッチ２４は、第２のチョッピングトランジスター２２と並列に接続され、かつ、第１の出力端子ＭＧ１にゲートが接続された第２の整流用トランジスターで構成されている。
これらの各整流用トランジスターも、Ｐｃｈの電界効果型トランジスター（ＦＥＴ）で構成されている。
ダイオード２５，２６は、一方向に電流を流す一方向性素子であればよく、その種類は問わない。特に、電子制御式機械時計では、発電機２の起電圧が小さいため、ダイオード２５，２６としては降下電圧や逆リーク電流が小さいショットキーバリアダイオードやシリコンダイオードを用いることが好ましい。

【0044】

なお、本実施形態では、図２に示すように、第１のチョッピングトランジスター２１、第２のチョッピングトランジスター２２、第１の整流用スイッチ２３、第２の整流用スイッチ２４、ダイオード２５、ダイオード２６は、回転制御装置７と同様にＩＣ内に構成され、発電機２、ローター２Ａ、昇圧用コンデンサー２７、電源コンデンサー６１、補助コンデンサー６２、およびスイッチ６３はＩＣの外部に設けられている。

【0045】

各チョッピングトランジスター２１，２２の能力、つまりサイズは、発電機２におけるチョッピング時の電流に基づいて設定されている。
たとえば、本実施形態の発電機２におけるチョッピング時の電流は、電圧１．５Ｖ発生時に約４０μＡである。このため、ＩＣの設計において、従来のチョッピング用トランジスターのサイズは、たとえば、幅Ｗが５００μｍ、チャネル長Ｌが１μｍに設定されていた。
これに対し、本実施形態では、２つのチョッピングトランジスター２１，２２で構成しているので、各トランジスター２１，２２のサイズ（面積、能力）は、従来に比べて半分でよい。このため、ＩＣの設計において、各チョッピングトランジスター２１，２２の幅Ｗは、たとえば２５０μｍ、チャネル長Ｌは１μｍとされている。

【0046】

［電子制御式機械時計の動作］
次に、本実施形態における動作を説明する。
巻き上げられたゼンマイ１が解放されて、発電機２から電気的エネルギーの供給が開始されると、図３に示すように、電源回路６の電源コンデンサー６１の電圧ＶＣが上昇し、回転制御装置７への印加電圧も上昇する。
電源コンデンサー６１の電圧ＶＣが回転制御装置７を正常に作動可能な値になると、水晶振動子７１Ａによる発振が開始し、発振回路７１が発振信号ｆｓ１として略一定のクロック信号の出力を開始する。なお、ゼンマイ１が解放されてから発振が開始されるまでの時間は、実際には数秒、たとえば１，２秒程度である。

【0047】

ここで、電源コンデンサー６１の電圧ＶＣが小さく、回転制御装置７が正常に作動可能ではない場合、発振回路７１は、発振信号ｆｓ１として一定のクロック信号を出力できずにノイズ等の不安定な信号を出力しており、電圧値がＨレベルになったり、Ｌレベルになったりしている。また、この不安定な信号が入力されるチョッピング信号出力回路７４１の出力に基づく電圧変換回路７４２もチョッピング信号ＣＨとして、同様に不安定な信号を出力している。

【0048】

発振開始検出回路７５１は、発振開始の検出前では、Ｌレベルの検出信号ＤＳを出力する。そして、発振開始検出回路７５１は、発振が開始されて、一定のクロック信号が継続して入力されると、第２のコンデンサー８４に蓄積される電荷が増大して、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧値が低くなる。そして、この電圧値が所定値を下回ると、波形整形用インバーター８７の出力が切り替わり、Ｈレベルの検出信号ＤＳが出力される。このようにして、発振開始検出回路７５１は、発振開始を検出し、検出結果に応じた検出信号ＤＳを出力する。

【0049】

制動制御信号出力回路７５２は、発振開始検出回路７５１からＬレベルの検出信号ＤＳが入力されている間は、電圧変換回路７４２から入力されるチョッピング信号ＣＨによらず、Ｈレベルに維持された制動制御信号ＢＫＳを出力する。Ｈレベルの制動制御信号ＢＫＳが入力された各チョッピングトランジスター２１，２２は、オフ状態に維持される。これにより、発電機２が非制動状態に維持される。

【0050】

また、制動制御信号出力回路７５２は、発振開始の検出以降、発振開始検出回路７５１からＨレベルの検出信号ＤＳが入力されると、チョッピング信号ＣＨの電圧レベルを反転させた制動制御信号ＢＫＳを出力する。制動制御信号ＢＫＳが入力された各チョッピングトランジスター２１，２２は、制動制御信号ＢＫＳのレベルに応じてオン、オフが制御される。これにより、発電機２の制動制御が行われる。
なお、本実施形態の昇圧整流の動作や、調速動作は、従来と同様であるため説明を省略する。

【0051】

［電子制御式機械時計の作用効果］
このような本実施形態によれば、次のような効果がある。
（１）制動可否制御装置７５は、発振信号ｆｓ１として一定のクロック信号の発生つまり発振開始を検出していない場合、発電機２を非制動状態に維持し、発振信号ｆｓ１として一定のクロック信号の発生つまり発振開始を検出した場合、制動制御装置７４からのチョッピング信号ＣＨに基づく発電機２の制動制御を行わせるように構成されている。
このような構成では、電源回路６から供給される電気的エネルギーによって作動される回転制御装置７が安定的に作動して発振開始が検出されない限り、発電機２を非制動状態とすることができる。これにより、発電機２の起動直後において電源回路６の電源電圧が回転制御装置７を正常に作動させるには不十分である場合は、発電機２にブレーキを掛けることを防止でき、電圧変換回路７４２等の回路の特性や、ノイズの影響などによって意図しないブレーキオン制御が継続して、回転制御装置７がいつまでも作動しないという悪循環に陥ることを防止できる。従って、発電機２の起動直後に、発電機２による発電を継続できて電源電圧を上昇させることができ、回転制御装置７を確実に起動させることができる。

【0052】

（２）制動制御信号出力回路７５２としてＮＡＮＤ回路を用いたので、発振開始検出回路７５１は、発振開始を検出するまでＬレベルの発振非検出信号を出力し、発振開始を検出したらＨレベルの発振検出信号を出力する回路を設ければよく、回路構成を簡易にできる。
また、電子制御式機械時計のＩＣは、消費電力を低減するために、たとえば、０．３〜０．４Ｖ程度の低電圧での動作が求められる。このため、ノイズなどの影響を非常に受けやすい。従って、電源電圧が低い低電圧領域において、ノイズなどの影響を受けても、検出信号ＤＳとしてＬレベルの発振非検出信号の出力を維持できる発振開始検出回路７５１、および当該発振非検出信号の入力が維持される限りオフ信号の出力を維持できる制動制御信号出力回路７５２を備える制動可否制御装置７５を用いることで、低電圧でのＩＣの動作を保証でき、回転制御装置７を確実に起動できる。

【0053】

（３）発振開始検出回路７５１は、一端がＶＤＤの印加端に、他端が波形整形用インバーター８７のゲート側に接続された抵抗８５を備える。この抵抗８５は、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧をＶＤＤに引っ張るプルアップ抵抗として機能する。従って、発電機２の起動直後であって電源電圧が低い低電圧領域において、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧が不安定になることを防止できる。このため、一定のクロック信号としての発振信号ｆｓ１が継続して入力されていないにも関わらず波形整形用インバーター８７の出力電圧が発振開始を示すＨレベルに切り替わることを確実に防止でき、発振開始検出回路７５１は、発振開始状態を確実に検出することができる。

【0054】

（４）発振開始検出回路７５１は、２つのトランジスター８１，８２と、２つのコンデンサー８３，８４とを備えるため、発振非検出信号が出力されている時間を容易に調整することができる。
すなわち、発振開始検出回路としては、ＶＤＤとＶＳＳの印加端間に１つのトランジスターと１つのコンデンサーとを直列に接続し、この接続点に波形整形用インバーターの入力端子を接続し、前記コンデンサーの電圧を変化させて波形整形用インバーターの出力レベルを切り替えるものがある。このような構成では、トランジスターの能力や、コンデンサーの容量によっては、発振信号ｆｓ１がトランジスターをオンした最初の１クロック目で、波形整形用インバーターの出力が発振非検出信号から発振検出信号に切り替わる場合がある。この場合、発振非検出信号を出力している時間が短くなり、発振非検出信号の入力で初期化を行う回路を初期化できないおそれがある。
このような課題に対して、コンデンサーの容量を大きくしたり、トランジスターの能力を小さくすることが考えられる。しかしながら、コンデンサーの容量を大きくすると回路面積が増大してしまう。また、トランジスターの能力を小さくすると、低電圧時の動作が不安定となるおそれがある。

【0055】

これに対して、発振開始検出回路７５１では、トランジスター８２がオフの間、すなわち少なくとも発振信号ｆｓ１の半周期の間は、第２のコンデンサー８４に電荷が蓄積されない。従って、少なくとも発振信号ｆｓ１の半周期の間は、発振非検出信号を出力できる。また、発振開始検出回路７５１では、第２のコンデンサー８４に蓄積する電荷量を、第１のコンデンサー８３と第２のコンデンサー８４との容量比によって調整できる。これにより、発振非検出信号の出力時間を調整できる。
例えば、第１のコンデンサー８３と第２のコンデンサー８４との容量比を１：５とすると、トランジスター８２がオンされた際に第２のコンデンサー８４に貯まる電荷は、その容量の１/５ずつになる。このため、各コンデンサー８３，８４の容量比で第２のコンデンサー８４に電荷が貯まっていく時間を調整でき、発振非検出信号が出力されている時間を調整できる。
従って、コンデンサーの容量を大きくしたり、トランジスターの能力を小さくすることなく、発振非検出信号の出力時間を調整でき、初期化が必要な回路も確実に初期化できる。

【0056】

［実施形態の変形］
本発明は前記実施形態の構成に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
たとえば、前記実施形態では、発振開始検出回路７５１は、発振回路７１から出力された発振信号ｆｓ１に基づいて発振開始を検出する構成としたが、分周回路７２から出力された信号に基づいて検出するように構成してもよい。
図５は、本発明の一変形例に係る電子制御式機械時計の要部の回路構成を示す回路図である。本変形例の電子制御式機械時計の回転制御装置７Ａにおいて、分周回路７２は、クロック信号ｆｓ２−１〜ｆｓ２−ｎをチョッピング信号出力回路７４１に出力する他に、発振開始検出用の分周信号ｆｓ３を発振開始検出回路７５１に出力する。この分周信号ｆｓ３は、前記クロック信号ｆｓ２−１〜ｆｓ２−ｎ（たとえば、２ｋＨｚ〜８Ｈｚ）から選択すればよく、たとえば、１ｋＨｚのクロック信号を用いればよい。

【0057】

発振開始検出回路７５１は、前記実施形態とは異なり、発振回路７１からの発振信号ｆｓ１ではなく、前記分周信号ｆｓ３が入力される。発振開始検出回路７５１は、分周回路７２から出力された分周信号ｆｓ３が、一定のクロック信号として継続して入力されたことを検出することで発振開始を検出し、検出結果に基づく検出信号ＤＳを出力する。
回転制御装置７Ａは、それ以外の点では、図２に示す前記実施形態の回転制御装置７と同様なので、詳細な説明は省略する。

【0058】

このように構成された、本変形例では、発振開始検出回路７５１は、分周回路７２から分周信号ｆｓ３が安定的に出力されていることを検出することで、発振開始を検出する。これにより、分周回路７２が、安定的に作動し始めて、クロック信号が出力されるようになる前に、発振開始検出回路７５１が発振開始を検出してしまうことを防止できる。従って、発振回路７１および分周回路７２が安定的に動作していることを担保でき、発電機２の起動直後において上述の悪循環に陥ることをより確実に防止して、回転制御装置７Ａをより確実に起動させることができる。

【0059】

前記実施形態および変形例では、制動制御信号出力回路７５２は、ＮＡＮＤ回路で構成するとしたが、ＡＮＤ回路、ＯＲ回路、およびＮＯＲ回路といった他の論理回路を適宜用いて構成してもよい。すなわち、制動制御信号出力回路７５２は、各チョッピングトランジスター２１，２２のオフ状態に対応するゲート入力の電圧レベルがＬレベルかＨレベルか、および、発振開始検出回路７５１の発振非検出を示す検出信号ＤＳの電圧レベルがＬレベルかＨレベルかに応じて、当該発振非検出を示す検出信号ＤＳの入力時に、各チョッピングトランジスター２１，２２のオフ状態に対応する電圧レベルのオフ信号としての制動制御信号ＢＫＳを出力するように構成してもよい。
具体例としては、前記実施形態および変形例のように、各チョッピングトランジスター２１，２２が、Ｈレベルでオフ状態となる場合、発振開始検出回路７５１を、発振非検出信号としてＨレベルの検出信号ＤＳ、および発振検出信号としてＬレベルの検出信号ＤＳを出力するように構成し、制動制御信号出力回路７５２をＯＲ回路で構成してもよい。

【0060】

また、前記実施形態および変形例では、各チョッピングトランジスター２１，２２は、Ｈレベルでオフ状態となり、Ｌレベルでオン状態となるＰｃｈのＦＥＴで構成するとしたが、Ｌレベルでオフ状態となり、Ｈレベルでオン状態となるＮｃｈのＦＥＴで構成してもよい。
なお、この場合、発振開始検出回路７５１を、発振非検出信号としてＬレベルの検出信号ＤＳ、および発振検出信号としてＨレベルの検出信号ＤＳを出力するように構成し、制動制御信号出力回路７５２をＡＮＤ回路で構成すればよい。また、この場合、発振開始検出回路７５１を、発振非検出信号としてＨレベルの検出信号ＤＳ、および発振検出を示す信号としてＬレベルの検出信号ＤＳを出力するように構成し、制動制御信号出力回路７５２をＮＯＲ回路で構成してもよい。

【0061】

図６は、発振開始検出回路の一変形例を示す。図６に示す、発振開始検出回路７５１Ａは、前記実施形態における発振開始検出回路７５１とは異なり、発振非検出信号としてＨレベルの検出信号ＤＳ、および発振検出信号としてＬレベルの検出信号ＤＳを出力する。
発振開始検出回路７５１Ａは、図６に示すように、第１のスイッチとしてのＰｃｈのトランジスター９１と、第２のスイッチとしてのＰｃｈのトランジスター９２と、第１のコンデンサー９３と、第２のコンデンサー９４と、抵抗９５と、反転回路８６と、波形整形用インバーター８７とを備える。

【0062】

発振開始検出回路７５１Ａでは、第１のコンデンサー９３、第２のコンデンサー９４、および抵抗９５は、一端がＶＳＳの印加端に接続されており、第１の電圧がＶＳＳ、第２の電圧がＶＤＤである。すなわち、発振開始検出回路７５１Ａは、発振開始検出回路７５１に対して、第１の電圧と第２の電圧、および発振検出・非検出の出力電圧レベルが逆になるように構成されている以外は、発振開始検出回路７５１と基本的に同様の構成を有する。

【0063】

このように構成された発振開始検出回路７５１Ａは、発振開始検出回路７５１と同様に、発振信号ｆｓ１によって、トランジスター９１およびトランジスター９２が交互にオン、オフされ、第２のコンデンサー９４に蓄えられた電荷量が徐々に増加し、第２のコンデンサー９４の電圧が増大し、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧が大きくなっていく。このゲート側の電圧が所定値を超えると、波形整形用インバーター８７の出力である検出信号ＤＳが、Ｈレベルから、Ｌレベルに反転する。
また、発振が停止すると、第２のコンデンサー９４に蓄積された電荷が、抵抗９５によって放電され、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧が所定値以下になったタイミングで、検出信号ＤＳがＨレベルに反転する。

【0064】

発振開始検出回路７５１Ａでは、抵抗９５は、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧をＶＳＳに引っ張るプルダウン抵抗として機能する。これにより、電源電圧が低い低電圧領域において、波形整形用インバーター８７のゲート側の電圧が不安定になることを防止できる。このため、一定のクロック信号としての発振信号ｆｓ１が継続して入力されていないにも関わらず波形整形用インバーター８７の出力電圧が発振開始を示すＬレベルに切り替わることを確実に防止でき、発振開始検出回路７５１Ａは、発振開始状態を確実に検出することができる。

【0065】

なお、発振開始検出回路７５１とは、検出信号ＤＳのレベルが反転している発振開始検出回路７５１Ａを一例として説明したが、単に、検出信号ＤＳのレベルを反転させるのであれば、波形整形用インバーター８７の出力側に、さらに同様のＣＭＯＳインバーターを配置する構成としてもよい。
また、発振開始検出回路７５１Ａにおいても、発振信号ｆｓ１の代わりに分周信号ｆｓ３を用いて、発振開始の検出を行うように構成してもよい。
また、発振開始検出回路７５１，７５１Ａとして、第１の電圧がＶＳＳおよびＶＤＤのいずれか一方であり、第２の電圧が他方である例について説明したが、ＶＳＳの代わりにＶＲＥＧを用いる構成としてもよい。

【0066】

前記実施形態および変形例では、電圧変換回路７４２を備える構成を例示したが、本発明はこれに限らず、電圧変換回路７４２を備えず、チョッピング信号出力回路７４１のチョッピング信号を制動制御信号出力回路７５２に入力するように構成してもよい。
ただし、前記実施形態のように電圧変換回路７４２を備えることにより、上述のように、消費電力を抑制することができる利点がある。

【0067】

前記実施形態および変形例では、発振開始検出回路７５１は、発振信号ｆｓ１に基づいて発振開始を検出する構成としたが、電源回路６の電源コンデンサー６１の電圧ＶＣに基づいて発振開始を検出するように構成してもよい。この場合、発振信号ｆｓ１が発生し始める電源コンデンサー６１の電圧値（発生開始電圧）を予め調べておき、発振開始検出回路７５１は、電圧ＶＣが発生開始電圧以下であれば、発振非検出を示す検出信号ＤＳを出力し、超えていれば、発振検出を示す検出信号ＤＳを出力するように構成すればよい。

【0068】

前記実施形態および変形例では、発電機２を調速機として機能させるためのブレーキ回路は、２つのチョッピングトランジスター２１，２２を有する構成としたが、本発明はこれに限らない。たとえば、各出力端子ＭＧ１，ＭＧ２を短絡させて閉ループ状態とすることができればよく、１つのチョッピングトランジスターを用いて構成してもよい。

【符号の説明】

【0069】

１…ゼンマイ、２…発電機、６…電源回路、７…回転制御装置、２１…第１のチョッピングトランジスター、２２…第２のチョッピングトランジスター、７１Ａ…水晶振動子（発振信号発生源）、７４…制動制御装置、７５…制動可否制御装置、８１，９１…トランジスター（第１のスイッチ）、８２，９２…トランジスター（第２のスイッチ）、８３，９３…第１のコンデンサー、８４，９４…第２のコンデンサー、８５，９５…抵抗、８７…波形整形用インバーター、７４１…チョッピング信号出力回路、７５１…発振開始検出回路、７５２…制動制御信号出力回路、ｆｓ１…発振信号、ｘｆｓ１…反転信号、ｆｓ３…分周信号、ＤＳ…検出信号。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】