特許 6236934 増幅装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6236934

(24)【登録日】2017年11月10日

(45)【発行日】2017年11月29日

(54)【発明の名称】増幅装置

(51)【国際特許分類】

   H03F 3/24 20060101AFI20171120BHJP

【ＦＩ】

   H03F3/24

【請求項の数】3

【全頁数】20

(21)【出願番号】特願2013-139033(P2013-139033)

(22)【出願日】2013年7月2日

(65)【公開番号】特開2015-12578(P2015-12578A)

(43)【公開日】2015年1月19日

【審査請求日】2016年4月5日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005223

【氏名又は名称】富士通株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100113608

【弁理士】

【氏名又は名称】平川 明

(74)【代理人】

【識別番号】100105407

【弁理士】

【氏名又は名称】高田 大輔

(72)【発明者】

【氏名】馬庭 透

(72)【発明者】

【氏名】木村 重一

(72)【発明者】

【氏名】青木 信久

【審査官】 ▲高▼橋 義昭

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−３０３７７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００６／１２６５５９（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００８−１３５８２９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１３５９４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２１３０９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０２７３２３４（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００１−２５７５４６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０５−０２９８５１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１２／０８６０１５（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｆ ３／２４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力信号を、所定の振幅で、入力信号の振幅に依存した位相差を有する第１信号及び第２信号に分離する振幅位相変換部と、
前記振幅位相変換部で変換された前記第１信号を増幅する第１増幅部と、
前記第１増幅部に接続された主線路と、一端が前記主線路に接続され、前記主線路の外側に配置され、前記第１増幅部から発生する高調波をショートする線路長を有する第１高調波処理回路を含む第１整合回路と、
前記振幅位相変換部で変換された前記第２信号を増幅する第２増幅部と、
前記第２増幅部に接続された主線路と、一端が前記主線路に接続され、前記主線路の外側に配置され、前記第２増幅部から発生する高調波をショートする線路長を有する第２高調波処理回路を含む第２整合回路と、
前記第１整合回路の出力と前記第２整合回路の出力とを合成する出力合成部とを備え、
前記第１増幅部の出力側から前記主線路を介した前記第１高調波処理回路までの距離と前記第２増幅部の出力側から前記主線路を介した前記第２高調波処理回路までの距離とを異ならせる
増幅装置。

【請求項2】

前記第２整合回路と前記出力合成部との間に基本波長の１／２波長よりも短い電気長を有する伝送線路をさらに備え、
前記第１整合回路と前記合成出力部とは直接接続される
請求項１に記載の増幅装置。

【請求項3】

高周波信号が並列に入力されるキャリアアンプとピークアンプを備え、
前記キャリアアンプに並列に接続される第１高調波処理回路を含む第１整合回路と、
前記ピークアンプに並列に接続される第２高調波処理回路を含む第２整合回路と、
前記第１整合回路に接続され、基本波長の１／４波長よりも短い電気長を有する伝送線路とを備え、
前記第１整合回路における前記キャリアアンプの出力側から前記第１高調波処理回路の接続位置までの距離と、前記第２整合回路における前記ピークアンプの出力側から前記第２高調波処理回路の接続位置までの距離とが異なり、
前記第１高調波処理回路の前記接続位置は、前記キャリアアンプの高調波の反射位相が容量性となる位置であり、前記第２高調波処理回路の前記接続位置は、前記ピークアンプの高調波の反射位相が誘導性となる位置である
増幅装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、増幅装置に関する。

【背景技術】

【0002】

携帯電話ネットワーク等の無線基地局は、ＣＤＭＡ信号やＯＦＤＭ信号を増幅し、送信する。これらの信号の送信電力の平均値とピーク値の差は、１０ｄＢ程度から７ｄＢ程度である。通常の高周波電力増幅器では、ピーク出力電力の電源−高周波電力変換効率が高くても、平均出力電力付近の効率は低くなり、消費電力が増大するという課題があった。そのため、高周波電力増幅器の形式として、Ｄｏｈｅｒｔｙ（ドハティ）型増幅器やＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ（アウトフェージング）型増幅器といった形式が開発され、平均出力電力付近でも効率を高くできるようになり、消費電力が低減されている。

【0003】

一般に、無線基地局では、送信信号は、信号処理部において、ピーク電力を抑圧したり、予歪みをあたえる信号処理をされたりしてから増幅器に入力される。

【0004】

図１は、Ｄｏｈｅｒｔｙ型増幅器の構成例を示す図である。信号処理部で、信号処理をされた信号は、送信する周波数に周波数変換され、２分岐された後にキャリアアンプ及びピークアンプのそれぞれに入力される。キャリアアンプは、通常、Ｂ級からＡＢ級にバイアスされ、入力信号電力が低い領域から動作する。一方、ピークアンプは、通常、Ｃ級にバイアスされ、入力信号電力が低い領域では動作しておらず、増幅素子はオフとなって、消費電力は低く抑えられる。入力信号電力があるレベルまではキャリアアンプだけが動作している。増幅器の効率は、そのレベルで極大となる。そのレベルを越えるとピークアンプが動作し始め、出力電力は増加していく。増幅器の効率はいったん下がるが両方のアンプが飽和領域に達する時点で再び極大となる。Ｄｏｈｅｒｔｙ型増幅器では、キャリアアンプと出力結合点との間にλ／４線路が挿入される。λ／４線路は、ピークアンプがオフのときに出力負荷インピーダンスをキャリアアンプの高効率動作点近くに変換する役割を有する。なお、λは一般に中心周波数における波長を意味する。

【0005】

図２は、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の構成例を示す図である。信号処理部で、信号処理をされた信号は、振幅位相変換部において、一定の振幅で２つの位相が異なる信号に分離される。信号は、信号の振幅が０の時は逆相の２つの信号に、信号の振幅が最大の時は同相の２つの信号に、分離される。分離された２つの信号はそれぞれ送信する周波数に周波数変換され、増幅素子に入力される。増幅素子は常に一定の振幅が入力されるので、高効率な動作が可能である。それぞれの増幅素子の出力は、合成器でベクトル合成される。その結果、出力では送信信号が増幅された信号として出力される。合成器は、通常、その長さが合計で１／２波長となる第１伝送線路、第２伝送線路を結合した構造となる。Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の効率は、ピーク出力電力よりも低い出力電力でも高効率となる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２００９−２１３０９０号公報

【特許文献2】特開２００８−１３５８２９号公報

【特許文献3】特開２０１２−１３４８２３号公報

【特許文献4】特開２００５−５７７０３号公報

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】S. C. Cripps, P. J. Tasker, A. L. Clarke, J. Lees, J.Benedikt, "On the Continuity of High Efficiency Modes in Linear RF Power Amplifiers, "IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol. 19, no. 10, pp. 665-667, Oct. 2009.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

携帯電話では音声通信よりもデータ通信の比率が多くなり、より高速なデータ通信が期待されている。高速なデータ通信には、信号の広帯域化が求められる。Ｄｏｈｅｒｔｙ型増幅器やＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器では、回路中に１／４波長線路や合計で１／２波長となる線路を含むため、広帯域化がしにくいという課題が発生している。例えば１／４波長線路ならば、帯域の中心周波数では１／４波長となるが、帯域の下端では波長に対して線路が短くなり１／４波長よりも短い線路となる。帯域の上端では波長に対して線路が長くなり１／４波長よりも長い線路となる。

【0009】

図３は、通常のＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の構成例を示す図である。第１増幅素子、第２増幅素子は、同じ増幅素子であり、同じバイアス条件に設定されている。また、第１出力整合回路と第２出力整合回路の電気的特性は、同一である。第１出力整合回路及び第２出力整合回路は、それぞれ、主線路、基本波整合回路、高調波処理回路を有する。高調波処理回路は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置に設置される。基本波は、増幅器で増幅される信号の周波数帯の中心の周波数の波である。基本波長は、基本波の波長である。基本周波数は、基本波の周波数である。出力の結合点までに電気長α、電気長βの線路（伝送線路）を用いて接続するとそれぞれの増幅素子は低い出力電力でも高効率で動作する。なお、電気長αと電気長βとの和は、基本波の１／２波長（伝搬位相ではπ）となる。

【0010】

さらに、図４は、図３の構成例の実装を示す図である。図３に示す第１増幅素子の入力側は、入力基板１に相当する。また、第２増幅素子の入力側は、入力基板２に相当する。図３に示す第１、第２出力整合回路及び結合回路及び出力は、出力基板に形成される主線路パターンや高調波回路や基本波整合回路等に相当する。図４は、図３での増幅動作と同じである。ただし、図３と図４とでは、扱う入力信号の周波数が違うため、高調波回路と基本整合回路のスタブ長に違いがあるが、実質同じ動作をする。たとえば、高調波回路を構成するスタブ長は、それら増幅素子から発生する高調波をショートする、つまり反射させるための長さとなる線路長を備えている。

【0011】

図５は、図３のＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の増幅素子から出力側を見た場合の負荷を表すスミスチャートを示す図である。図５のスミスチャートでは、横軸方向は、反射係数の実数部で、縦軸方向は反射係数の虚数部である。反射係数と負荷とは一対一の関係にある。これ以降のスミスチャートの図でも同様である。楕円状の閉曲線１０は、増幅素子負荷の効率の等高線の例で、この増幅素子に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる条件（効率が所定値である位置）を示している。閉曲線１０の内側ほど、効率が高い。閉曲線１０で囲まれる領域は、効率が所定値より高い領域（所定値より高い効率で動作する負荷の領域）である。広い出力範囲でこの閉曲線１０の内側により近い負荷が実現できれば、増幅器は高効率に動作する。

【0012】

一方、実線２０は出力合成点から第１増幅素子側を見込んだ負荷の値であり、破線３０は出力合成点から第２増幅素子を見込んだ負荷の値である。Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器で振幅−位相変換された信号では、位相を変化させた時の結合点からそれぞれの増幅素子を見込む負荷は、位相差が０°から１８０°に変わるとスミスチャートの中心から外側へ動く。閉曲線１０にこの負荷軌跡を近づけようとするには、出力合成点と第１増幅素
子との間に位相角度αを実現する線路を挿入し、スミスチャート上の位相を回転させる。実線２２は、回転後の、出力合成点から第１増幅素子側を見込んだ負荷の値である。実線２２は、実線２０に対して、出力最大点を中心に角度２α回転している。さらに、出力合成点と第２増幅素子の間に位相角度βを実現する線路を挿入し、位相を回転させる。実線３２は、回転後の、出力合成点から第２増幅素子側を見込んだ負荷の値である。実線３２は、実線３０に対して、出力最大点を中心に角度２β回転している。

【0013】

位相角度αを実現する線路の長さと位相角度βを実現する線路の長さとを加えた通過位相は、一般的にはπとなる。通過位相は、増幅帯域の中心周波数で正しい値となるが、帯域の上限と下限の周波数では中心周波数と波長が異なるため、線路長が長いと広帯域に性能を実現するのは困難である。

【0014】

一般的な設計では、２倍波（２次高調波）の反射位相は、２つの増幅素子共に同じ値に設定されている。ここでは、２倍波（２次高調波）は、短絡状態に設定されている。

【0015】

本件開示の技術は、高効率で広帯域の増幅装置を提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0016】

第１の態様は、
入力信号を、所定の振幅で、入力信号の振幅に依存した位相差を有する第１信号及び第２信号に分離する振幅位相変換部と、
振幅位相変換部で変換された前記第１信号を増幅する第１増幅部と、
前記第１増幅部に接続された主線路と、一端が前記主線路に接続され、前記主線路の外側に配置され、前記第１増幅部から発生する高調波をショートする線路長を有する第１高調波処理回路を含む第１整合回路と、
振幅位相変換部で変換された前記第２信号を増幅する第２増幅部と、
前記第２増幅部に接続された主線路と、一端が前記主線路に接続され、前記主線路の外側に配置され、前記第２増幅部から発生する高調波をショートする線路長を有する第２高調波処理回路を含む第２整合回路と、
第１整合回路の出力と第２整合回路の出力とを合成する出力合成部とを備え、
前記第１増幅部の出力側から前記主線路を介した前記第１高調波処理回路までの距離と前記第２増幅部の出力側から前記主線路を介した前記第２高調波処理回路までの距離とを異ならせる
増幅装置である。

【発明の効果】

【0017】

開示の技術によれば、高効率で広帯域の増幅装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】図１は、Ｄｏｈｅｒｔｙ型増幅器の構成例を示す図である。

【図2】図２は、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の構成例を示す図である。

【図3】図３は、通常のＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の構成例を示す図である。

【図4】図４は、図３の構成例の実装を示す図である。

【図5】図５は、図３のＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器の増幅素子から出力側を見た場合の負荷を表すスミスチャートを示す図である。

【図6】図６は、本実施形態の増幅装置１００の構成例を示す図である。

【図7】図７は、図６の構成例の具体的な実装の一例を示す図である。

【図8】図８は、出力合成点から第１増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。

【図9】図９は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。

【図10】図１０は、増幅装置１００の出力と効率との関係のグラフを示す図である。

【図11】図１１は、本実施形態の増幅装置１１００の構成例を示す図である。

【図12】図１２は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。

【図13】図１３は、本実施形態の増幅装置４００の構成例を示す図である。

【図14】図１４は、出力合成点から第１増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。

【図15】図１５は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。

【図16】図１６は、本実施形態の増幅装置７００の構成例を示す図である。

【図17】図１７は、図１のＤｏｈｅｒｔｙ型増幅器のキャリアアンプの負荷の動きを表すスミスチャートを示す図である。

【図18】図１８は、増幅装置７００のキャリアアンプの負荷の動きを表すスミスチャートを示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、図面を参照して実施形態について説明する。実施形態の構成は例示であり、開示の構成は、開示の実施形態の具体的構成に限定されない。開示の構成の実施にあたって、実施形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。

【0020】

〔実施形態〕
Ｄｏｈｅｒｔｙ型増幅器やＯｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器は２つの増幅素子のそれぞれの整合回路の出力側で１／４波長線路、または、合計で１／２波長となる線路を介して出力に結合する。これらの線路の役割は、基本周波数における効率が最良となる最適負荷の実現である。一般的に、整合回路には、増幅素子をより高効率に動作させるために高調波を反射させる高調波処理回路が接続される。増幅素子の高調波処理回路の反射位相を、通常の設計法（Ｆ級増幅器、逆Ｆ級増幅器等）と異なるものにすると、高効率を実現する基本波の負荷条件が変わる。つまり、基本波の最適負荷を実現する回路の線路長は、高調波処理回路の位置で制御され得るということである。高調波処理回路の位置を線路が短くなるように決定することによって、出力での結合回路を短縮化もしくは省略でき、広帯域化を図ることができる。

【0021】

（構成例１−１）
図６は、本構成例の増幅装置１００の構成例を示す図である。増幅装置１００は、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型の増幅装置である。図６の増幅装置１００は、振幅位相変換部１０２、第１増幅素子１１２、第１出力整合回路１５０、第２増幅素子１２２、第２出力整合回路１６０、出力合成点１３０を含む。第１出力整合回路１５０は、高調波処理回路１１４、基本波整合回路１１６、主線路１１８を含む。第２出力整合回路１６０は、高調波処理回路１２４、基本波整合回路１２６、主線路１２８を含む。

【0022】

振幅位相変換部１０２は、入力される信号Ｓ（ｔ）を、入力される信号の振幅に依存した位相差を有する２つの同一振幅の信号に変換する。振幅位相変換部１０２は、変換した一方の信号を第１増幅素子１１２に、他方の信号を第２増幅素子１２２に出力する。第１増幅素子１１２に出力される信号Ｓ１（ｔ）及び第２増幅素子１２２に出力される信号Ｓ２（ｔ）は、次のように表される。

【0023】

【数1】

ここで、Ｍは、入力される信号Ｓ（ｔ）の最大値である。また、θは、信号Ｓ（ｔ）の振幅に基づく信号Ｓ１（ｔ）と信号Ｓ２（ｔ）との位相差を半分にしたものである。Ｍ及びθは、次のように表される。

【0024】

【数2】

θが０のとき、増幅装置１００の出力信号の振幅は最大で、θがπ／２のとき増幅装置１００の出力信号の振幅は０となる。

【0025】

第１増幅素子１１２は、信号Ｓ１（ｔ）を増幅する。信号Ｓ１（t）の振幅Ｍは、一定
である。そのため、第１増幅素子１１２として、振幅Ｍの信号を高効率に増幅できる素子が選択される。

【0026】

高調波処理回路１１４は、増幅装置１００の２次高調波に対してインピーダンスを決定するための回路である。高調波処理回路１１４は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置よりも、第１増幅素子１１２に近い位置に配置される。このように配置されることで、高調波の反射位相は、容量性になる。高調波処理回路１１４は、例えば、２次高調波の場合は基本波の１／８波長のオープンスタブである。高調波処理回路１１４は、第１増幅素子１１２に並列に接続される。

【0027】

基本波整合回路１１６は、増幅装置１００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0028】

主線路１１８は、第１増幅素子１１２と出力合成点１３０との間に存在する。高調波処理回路１１４、基本波整合回路１１６は、主線路１１８に接続される。

【0029】

第２増幅素子１２２は、信号Ｓ２（ｔ）を増幅する。信号Ｓ２（t）の振幅Ｍは、一定
である。そのため、第２増幅素子１２２そして、振幅Ｍの信号を高効率に増幅できる素子が選択される。

【0030】

ここで、第１増幅素子１１２の振幅Ｍに対する増幅率をＡ、第２増幅素子１２２の振幅Ｍに対する増幅率をＢとすると、第1増幅素子１１２の出力信号Ｓ１１（ｔ）、第２増幅
素子１２２の出力信号Ｓ２１（ｔ）は、次のように表される。

【0031】

【数3】

高調波処理回路１２４は、増幅装置１００の基本波の２次高調波に対してインピーダンスを決定するための回路である。高調波処理回路１２４は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置よりも、第２増幅素子１２２から遠い位置に配置される。このように配置されることで、高調波の反射位相は、誘導性になる。高調波処理回路１２４は、例えば、２次高調波の場合は基本波の１／８波長のオープンスタブである。高調波処理回路１２４は、第２増幅素子１２２に並列に接続される。

【0032】

高調波処理回路１１４の第１増幅素子１１２に対する位置は、高調波処理回路１２４の第２増幅素子１２２に対する位置と異なる。

【0033】

基本波整合回路１２６は、増幅装置１００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0034】

主線路１２８は、第２増幅素子１２２と出力合成点１３０との間に存在する。高調波処理回路１２４、基本波整合回路１２６は、主線路１２８に接続される。

【0035】

第１増幅素子１１２及び第２増幅素子１２２の出力は、基本波の整合をとった後、出力合成点１３０で、直接結合される。

【0036】

出力合成点１３０における第１増幅素子１１２側の反射係数ρ１は、次のように記載される。ここで、第１増幅素子１１２の出力の振幅の半分が出力合成点１３０で反射し、第２増幅素子１２２の出力の振幅の半分が出力合成点１３０から第１増幅素子１２２側に入射するとする。

【0037】

【数4】

Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器において、第１増幅素子１１２の増幅率Ａと第２増幅素子１２２の増幅率Ｂとは、等しい。このこと（Ａ＝Ｂ）を利用すると、反射係数ρ１は、次のように記載される。

【0038】

【数5】

同様にして、第２増幅素子１２２側の反射係数ρ２は、次のように記載される。

【0039】

【数6】

さらに、図７は、図６の構成例の具体的な実装の一例を示す図である。図６に示す第１増幅素子１１２の入力側および第２増幅素子１２２の入力側は、入力基板１４０に相当する。図６に示す第１、第２出力整合回路（１５０、１６０）及び出力は、出力基板１５０に形成される主線路１６０のパターンや高調波処理回路（１１４、１２４）や基本波整合回路（１１６、１２６）等に相当する。図７は、図６での増幅動作と同じである。ただし、図６と図７とでは、扱う入力信号の周波数が違うため、高調波処理回路と基本波整合回路のスタブ長に違いがあるが、実質同じ動作をする。

【0040】

図８は、出力合成点から第１増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線２１０は、図５の閉曲線１０と同様である。閉曲線２１２は、楕円状であり、第１増幅素子１１２に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる領域（条件）を示している。閉曲線２１２の内側は、効率が所定値より高い領域である。実線２２０は、出力合成点１３０から第１増幅素子１１２側を見込んだ負荷の値である。破線２３０は、出力合成点１３０から第２増幅素子１２２側を見込んだ負荷の値である。

【0041】

第１増幅素子１１２側の２倍波（２次高調波）の反射位相が容量性にずらされると、閉曲線２１２は、閉曲線２１０に比べて、誘導側にずれる。閉曲線２１２は、実線２２０に近づく。したがって、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器である増幅装置１００で振幅−位相変換された信号で、位相を変化させた時の出力合成点１３０から第１増幅素子１１２を見込む負荷の近くに第１増幅素子１１２の最適負荷条件を設定することが可能となる。即ち、増幅装置１００は、伝送線路を用いることなく、効率が高くなる領域を、出力合成点１３０から第１増幅素子１１２を見込む負荷に近づけることができる。

【0042】

図９は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線３１０は、図５の閉曲線１０と同様である。閉曲線３１２は、楕円状であり、第２増幅素子１２２に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる領域（条件）を示している。閉曲線３１２の内側は、効率が所定値より高い領域である。実線３２０は、出力合成点から第１増幅素子１１２側を見込んだ負荷の値である。実線３２０は、上記の反射係数ρ１のθを０からπ／２まで変化させた時の軌跡である。破線３３０は、出力合成点から第２増幅素子１２２側を見込んだ負荷の値である。破線３３０は、上記の反射係数ρ２のθを０からπ／２まで変化させた時の軌跡である。

【0043】

第２増幅素子１２２側の２倍波（２次高調波）の反射位相が誘導性にずらされると、閉曲線３１２は、閉曲線３１０に比べて、容量側にずれる。即ち、閉曲線３１２は、破線３３０に近づく。したがって、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器である増幅装置１００で振幅−位相変換された信号で、位相を変化させた時の出力合成点１３０から第２増幅素子１２２を見込む負荷の近くに第２増幅素子１２２の最適負荷条件を設定することが可能となる。即ち、増幅装置１００は、伝送線路を用いることなく、効率が高くなる領域を、出力合成点１３０から第２増幅素子１２２を見込む負荷に近づけることができる。

【0044】

図１０は、増幅装置１００の出力と効率との関係のグラフを示す図である。図１０のグラフの横軸は出力であり、縦軸は効率である。増幅装置１００は、前段の装置からの入力信号等により、出力の振幅の範囲が予め決定され得る。そのため、予め決定される出力の振幅の所定の範囲において、増幅装置の効率が最も高くなるように、高調波処理回路１１４、高調波処理回路１２４の位置が決定されることが望ましい。即ち、図１０のように、出力の範囲がＰからＱまでであるとすると、高調波処理回路１１４及び高調波処理回路１２４の位置が、ＰからＱまでの効率の積分が最も大きくなるように、決定されることが望ましい。

【0045】

増幅装置１００は、２つの増幅素子の２倍波反射位相をそれぞれ上記のようにずらして設定することによって、出力結合点１３０と各増幅素子の整合回路の間に位相回転のための伝送線路を挿入せずに高効率動作が可能な最適な負荷を実現できる。線路長をゼロにできるため、広帯域に最適な動作が実現できる。

【0046】

（構成例１−２）
構成例１−２は、構成例１−１と共通点を有する。ここでは、主として、相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。

【0047】

構成例１−１では、高効率となる負荷の範囲が出力合成点から各増幅素子側を見込んだ負荷の軌跡に近づくように、主線路に接続する高調波処理回路の一方が、容量性の方向に移動され、他方が誘導性の方向に移動される。しかしながら、主線路に接続する高調波処理回路が移動できる範囲は、主線路等の物理的形状等に依存する所定の範囲内となる。従って、増幅装置によっては、構成例１−１の構成では、高効率となる負荷の範囲を出力合成点から各増幅素子側を見込んだ負荷の軌跡に近づけることが難しいことがある。ここでは、主線路と出力合成点の間に伝送線路を挿入して負荷軌跡を回転させることによって、高効率となる負荷の範囲が出力合成点から各増幅素子側を見込んだ負荷の軌跡に近づくようにする。

【0048】

図１１は、本構成例の増幅装置１１００の構成例を示す図である。増幅装置１１００は、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型の増幅装置である。図１１の増幅装置１０００は、振幅位相変換部１１０２、第１増幅素子１１１２、第１出力整合回路１１５０を含む。さらに、増幅装置１１００は、第２増幅素子１１２２、第２出力整合回路１１６０、伝送線路１１２９、出力合成点１１３０を含む。第１出力整合回路１１５０は、高調波処理回路１１１４、基本波整合回路１１１６、主線路１１１８を含む。第２出力整合回路１１６０は、高調波処理回路１１２４、基本波整合回路１１２６、主線路１１２８を含む。

【0049】

振幅位相変換部１１０２、出力合成点１１３０の構成は、増幅装置１００の振幅位相変換部１０２、出力合成点１３０の構成と同様である。第１増幅素子１１１２、高調波処理回路１１１４、基本波整合回路１１１６、主線路１１１８の構成は、増幅装置１００の第１増幅素子１１２、高調波処理回路１１４、基本波整合回路１１６、主線路１１８の構成と同様である。また、第２増幅素子１１２２、高調波処理回路１１２４、基本波整合回路１１２６、主線路１１２８の構成は、増幅装置１００の第２増幅素子１２２、高調波処理回路１２４、基本波整合回路１２６、主線路１２８の構成と同様である。

【0050】

伝送線路１１２９は、主線路１１２８と出力合成点１１３０との間に挿入される。伝送線路１１２９は、電気長が位相角度γ（＜π）の伝送線路（インピーダンス変換回路）である。伝送線路１１２９により、出力の位相が角度２γ回転する。伝送線路１１２９により、スミスチャートにおける出力合成点１１３０から第２増幅素子１１２２側を見込んだ負荷の軌跡は、伝送線路１１２９を挿入しない場合と比較して、出力最大点を中心に、角度２γ回転する。

【0051】

図１２は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線１３１０は、図５の閉曲線１０と同様である。閉曲線１３１４は、楕円状であり、第２増幅素子１１２２に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる領域（条件）を示している。実線１３２０は、出力合成点から第１増幅素子１１１２側を見込んだ負荷の値である。破線１３３０は、図９の破線３３０と同様である。破線１３３２は、出力合成点から第２増幅素子１１２２側を見込んだ負荷の値である。出力合成点１１３０と主線路１１２８の間に位相角度γを実現する伝送
線路が挿入されることにより、出力合成点１１３０から第２増幅素子１１２２側を見込んだ負荷の軌跡が、出力最大点を中心に角度２γ回転する。

【0052】

第２増幅素子１１２２側の２倍波（２次高調波）の反射位相が誘導性にずらされると、閉曲線１３１４は、閉曲線１３１０に比べて、容量側にずれる。即ち、閉曲線１３１４は、破線１３３０に近づく。しかし、主線路１１２８等の物理的形状等により、さらに誘導性に移動することが難しい場合がある。このとき、高調波処理回路の位置の調整では、効率の高い増幅装置を実現することが難しい。そこで、増幅装置１１００では、電気長γの伝送線路１１２９を主線路１１２８と出力合成点１１３０との間に挿入することによって、負荷軌跡を出力最大点を中心に角度２γ回転させ、負荷軌跡が効率が高い位置になるように調整する。

【0053】

このようにして、増幅装置１１００で振幅−位相変換された信号で、位相を変化させた時の出力合成点１１３０から第２増幅素子１１２２を見込む負荷の近くに第２増幅素子１１２２の最適負荷条件を設定することが可能となる。即ち、増幅装置１１００は、電気長π（λ／２）より短い伝送線路を用いて、効率が高くなる領域を、出力合成点１１３０から第２増幅素子１１２２を見込む負荷の軌跡に近づけることができる。

【0054】

主線路１１２８と出力合成点１１３０との間の伝送線路１１２９の代わりに、主線路１１１８と出力合成点１１３０との間に伝送線路が挿入されてもよい。このとき、出力合成点１１３０から第１増幅素子１１１２を見込む負荷の軌跡が伝送線路の電気長に基づいて回転される。また、主線路１１１８と出力合成点１１３０との間、及び、主線路１１２８と出力合成点１１３０との間に、伝送線路が挿入されてもよい。

【0055】

増幅装置１１００は、２つの増幅素子の２倍波反射位相をそれぞれ上記のようにずらして設定し、かつ、出力結合点１１３０と増幅素子の整合回路の間に位相回転のための伝送線路をすることで、高効率動作が可能な最適な負荷を実現できる。伝送線路を短くできるため、広帯域に最適な動作が実現できる。

【0056】

（構成例２）
図１３は、本構成例の増幅装置４００の構成例を示す図である。増幅装置４００は、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型の増幅装置である。図１３の増幅装置４００は、振幅位相変換部４０２、第１増幅素子４１２、第１出力整合回路４５０、第２増幅素子４２２、第２出力整合回路４６０、出力合成点４３０を含む。第１出力整合回路４５０は、高調波処理回路４１４、基本波整合回路４１６、主線路４１８を含む。第２出力整合回路４６０は、高調波処理回路４２４、基本波整合回路４２６、主線路４２８を含む。高調波処理回路４１４及び高調波処理回路４２４は、３倍波（３次高調波）に対する高調波処理回路である。

【0057】

振幅位相変換部４０２は、入力される信号Ｓ（ｔ）を、入力される信号の振幅に依存した位相差を有する２つの同一振幅の信号に変換する。振幅位相変換部４０２は、変換した一方の信号を第１増幅素子４１２に、他方の信号を第２増幅素子４２２に出力する。第１増幅素子４１２に出力される信号Ｓ１（ｔ）及び第２増幅素子４２２に出力される信号Ｓ２（ｔ）は、上記の構成例１と同様である。

【0058】

第１増幅素子４１２は、信号Ｓ１（ｔ）を増幅する。信号Ｓ１（t）の振幅Ｍは、一定
である。そのため、第１増幅素子４１２として、振幅Ｍの信号を高効率に増幅できる素子が選択される。

【0059】

高調波処理回路４１４は、増幅装置４００の基本波の第３高調波に対してインピーダンスを決定するための回路である。高調波処理回路４１４は、基本波の負荷が実数で表され
るときに効率が最も高くなる位相の条件の位置よりも、第１増幅素子４１２から遠い位置に配置される。このように配置されることで、高調波の反射位相は、容量性になる。高調波処理回路４１４は、例えば、３次高調波の場合、基本波の１／１２波長のオープンスタブである。高調波処理回路４１４は、第１増幅素子４１２に並列に接続される。

【0060】

基本波整合回路４１６は、増幅装置４００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0061】

第２増幅素子４２２は、信号Ｓ２（ｔ）を増幅する。信号Ｓ２（t）の振幅Ｍは、一定
である。そのため、第２増幅素子４２２そして、振幅Ｍの信号を高効率に増幅できる素子が選択される。

【0062】

高調波処理回路４２４は、増幅装置４００の３次高調波に対してインピーダンスを決定するための回路である。高調波処理回路４２４は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置よりも、第２増幅素子４２２に近い位置に配置される。このように配置されることで、高調波の反射位相は、誘導性になる。高調波処理回路４２４は、例えば、３次高調波の場合、基本波の１／１２波長のオープンスタブである。高調波処理回路４２４は、第２増幅素子４２２に並列に接続される。

【0063】

基本波整合回路４２６は、増幅装置４００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0064】

第１増幅素子４１２及び第２増幅素子４２２は、基本波の整合をとった後、出力合成点４３０で、直接結合される。

【0065】

図１４は、出力合成点から第１増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線５１０は、図５の閉曲線１０と同様である。閉曲線５１２は、楕円状であり、第１増幅素子４１２に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる領域（条件）を示している。実線５２０は、出力合成点から第１増幅素子１１２側を見込んだ負荷の値である。破線５３０は、出力合成点から第２増幅素子１２２側を見込んだ負荷の値である。

【0066】

第１増幅素子４１２側の３倍波（３次高調波）の反射位相が容量性にずらされると、閉曲線５１２は、閉曲線５１０に比べて、誘導側にずれる。閉曲線５１２は、実線５２０に近づく。したがって、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器である増幅装置４００で振幅−位相変換された信号で、位相を変化させた時の出力合成点４３０から第１増幅素子４１２を見込む負荷の近くに第１増幅素子４１２の最適負荷条件を設定することが可能となる。即ち、増幅装置４００は、伝送線路を用いることなく、効率が高くなる領域を、出力合成点４３０から第１増幅素子４１２を見込む負荷に近づけることができる。

【0067】

図１５は、出力合成点から第２増幅素子を見た負荷の例を表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線６１０は、図５の閉曲線１０と同様である。閉曲線６１２は、楕円状であり、第２増幅素子４２２に整合回路を接続した後の点から出力側の負荷を可変した場合に効率が高くなる領域（条件）を示している。実線６２０は、出力合成点から第１増幅素子４１２側を見込んだ負荷の値である。破線６３０は、出力合成点から第２増幅素子４２２側を見込んだ負荷の値である。

【0068】

第２増幅素子４２２側の３倍波（３次高調波）の反射位相が誘導性にずらされると、閉曲線６１２は、閉曲線６１０に比べて、容量側にずれる。即ち、閉曲線６１２は、破線６３０に近づく。したがって、Ｏｕｔ Ｐｈａｓｉｎｇ型増幅器である増幅装置４００で振
幅−位相変換された信号で、位相を変化させた時の出力合成点４３０から第２増幅素子４２２を見込む負荷の近くに第２増幅素子４２２の最適負荷条件を設定することが可能となる。即ち、増幅装置４００は、伝送線路を用いることなく、効率が高くなる領域を、出力合成点４３０から第２増幅素子４２２を見込む負荷に近づけることができる。

【0069】

２つの増幅素子の３倍波反射位相をそれぞれ上記のようにずらして設定することによって、出力結合点４３０と各増幅素子の整合回路の間に位相回転のための伝送線路を挿入せずに高効率動作が可能な最適な負荷を実現できる。線路長をゼロまたは短くできるため、広帯域に最適な動作が実現できる。

【0070】

構成例２においても、構成例１−２の構成と同様に、主線路と出力合成点との間に、伝送線路を挿入し、負荷軌跡を回転させて、効率が高い領域に負荷軌跡が近づくようにしてもよい。

【0071】

２倍波及び３倍波の両方の高調波処理回路が存在する場合も、同様にすることができる。また、４倍波、５倍波とどんどん高調波処理回路が増えてもよく、偶数次は２倍波の構成（構成例１−１、１−２）と同様にし、奇数次は３倍波（構成例２）の構成と同様にすればよい。

【0072】

（構成例３）
図１６は、本実施形態の増幅装置７００の構成例を示す図である。増幅装置７００は、Ｄｏｈｅｒｔｙ型の増幅装置である。図１６の増幅装置７００は、キャリアアンプ７１２、第１出力整合回路７５０、ピークアンプ７２２、第２出力整合回路７６０、出力合成点７３０、線路７３２を含む。第１出力整合回路７５０は、高調波処理回路７１４、基本波整合回路７１６、主線路７１８を含む。第２出力整合回路７６０は、高調波処理回路７２４、基本波整合回路７２６、主線路７２８を含む。増幅装置７００は、信号処理部から信号が入力される。信号処理部は、入力信号に、ピーク電力を抑圧したり、予歪みを与えたりする。処理された信号は、キャリアアンプ７１２及びピークアンプ７２２に出力される。

【0073】

キャリアアンプ７１２は、入力信号電力が低い領域から動作する。キャリアアンプ７１２は、Ｂ級からＡＢ級にバイアスされる。

【0074】

高調波処理回路７１４は、増幅装置７００の基本波の高調波に対してインピーダンスを決定するをための回路である。高調波処理回路７１４は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置よりも、キャリアアンプ７１２に近い位置に配置される。このように配置されることで、高調波の反射位相は、容量性になる。

【0075】

基本波整合回路７１６は、増幅装置７００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0076】

主線路７１８は、キャリアアンプ７１２と出力合成点７３０との間に存在する。高調波処理回路７１４、基本波整合回路７１６は、主線路７１８に接続される。

【0077】

キャリアアンプ７２２は、入力信号電力が低い領域では動作せず、入力信号電力が所定の値を超えてから動作する。キャリアアンプ７２２は、Ｃ級にバイアスされる。

【0078】

高調波処理回路７２４は、増幅装置７００の高調波に対してインピーダンスを決定するための回路である。

【0079】

基本波整合回路７２６は、増幅装置７００の基本波（基本周波数）に対してインピーダンス整合を取るための回路である。

【0080】

主線路７２８は、ピークアンプ７２２と出力合成点７３０との間に存在する。高調波処理回路７２４、基本波整合回路７２６は、主線路７２８に接続される。

【0081】

キャリアアンプ７１２及びピークアンプ７２２は、基本波の整合をとった後、出力合成点７３０で、結合される。

【0082】

伝送線路７３２は、ピークアンプがオフの時の出力負荷インピーダンスをキャリアアンプ７１２の高効率動作点近くに変換する。伝送線路は、例えば、１／４波長インピーダンス変換回路である。

【0083】

図１７は、図１のＤｏｈｅｒｔｙ型増幅器のキャリアアンプの負荷の動きを表すスミスチャートを示す図である。閉曲線８１０は、楕円状であり、キャリアアンプの効率の等高線を示している。閉曲線８１０の内側ほど、効率が高い。この閉曲線８１０の内側に近い負荷が実現できれば、増幅器は高効率に動作する。破線８４０は、１／４波長線路によるインピーダンス変換を表す。１／４波長線路により、ピークアンプがオフの時の出力負荷インピーダンスがキャリアアンプの高効率動作点の近くに変換される。

【0084】

図１８は、増幅装置７００のキャリアアンプの負荷の動きを表すスミスチャートを示す図である。楕円状の閉曲線９１０は、図１７の閉曲線８１０と同様である。閉曲線９１２は、楕円状であり、キャリアアンプ７１２の高効率動作をする負荷の領域を示している。キャリアアンプ７１２の高調波の反射位相を容量性にすると、キャリアアンプ７１２の高効率動作負荷領域（閉曲線９１２）が、閉曲線９１０よりも誘導性に移動する。破線９４０は、伝送線路７３２によるインピーダンス変換を表す。１／４波長よりも短い伝送線路７３２により、ピークアンプがオフの時の出力負荷インピーダンスがキャリアアンプの高効率動作点の近くに変換される。このようにすることにより、伝送線路（インピーダンス変換回路）の長さを１／４波長より短くすることができる。伝送線路を短くすることで、増幅装置７００は、より広帯域で高効率の出力をすることができる。

【0085】

（実施形態の作用、効果）
増幅装置１００は、第１増幅素子１１２に並列に接続される高調波処理回路１１４と、第２増幅素子に並列に接続される高調波処理回路１２４とを有する。高調波処理回路１１４及び高調波処理回路１２４は、基本波の負荷が実数で表されるときに効率が最も高くなる位相の条件の位置から、容量性または誘導性の位置に移動される。高調波処理回路１１４及び高調波処理回路１２４の位置が変更されることで、高調波の負荷位相（反射位相）が、誘導性または容量性の位置に移動する。高調波処理回路１１４及び高調波処理回路１２４の位置が変更されることで、第１増幅素子１１２及び第２増幅素子１２２の効率が高い領域（高効率で動作する負荷の領域）が、容量側または誘導側に移動する。効率が高い領域を、出力合成点から第１増幅素子または第２増幅素子を見込んだ負荷の軌跡に近づけることで、増幅装置１００の効率が向上する。また、増幅装置１００は、伝送線路を使用しないため、広帯域で高効率の増幅を実現する。

【0086】

増幅装置１１００は、高調波処理回路の位置を変更することで、効率が高い領域を誘導性または容量性の位置に移動する。増幅装置１１００は、伝送線路１１２９を主線路１１２８と出力合成点１１３０との間に挿入することにより、負荷軌跡を効率が高い領域に近づける。増幅装置１１００は、高調波処理回路と伝送線路により、効率が高い領域と負荷軌跡とを近づけることができる。増幅装置１１００は、伝送線路を電気長πより短くすることができるため、広帯域で高効率の増幅を実現する。

【0087】

増幅装置７００では、キャリアアンプ７１２の高調波（２倍波、３倍波など）の負荷位相（反射位相）を容量性にずらすことにより、キャリアアンプ７１２の高効率で動作する負荷の領域が誘導性に移動する。増幅装置７００では、高効率で動作する負荷の領域が誘導性に移動することにより、伝送線路（インピーダンス変換回路）の長さを１／４波長より短くすることができる。増幅装置７００は、伝送線路の長さが短くなることで、広帯域で高効率の増幅を実現する。

【0088】

以上の各構成例は、可能な限りこれらを組み合わせて実施され得る。１つの構成例の構成に、他の構成例の構成が適用され得る。

【符号の説明】

【0089】

１００ 増幅装置
１０２ 振幅位相変換回路
１１２ 第１増幅素子
１１４ 高調波処理回路
１１６ 基本波整合回路
１１８ 主線路
１２２ 第２増幅素子
１２４ 高調波処理回路
１２６ 基本波整合回路
１２８ 主線路
１３０ 出力合成点
１１００ 増幅装置
１１０２ 振幅位相変換回路
１１１２ 第１増幅素子
１１１４ 高調波処理回路
１１１６ 基本波整合回路
１１１８ 主線路
１１２２ 第２増幅素子
１１２４ 高調波処理回路
１１２６ 基本波整合回路
１１２８ 主線路
１１２９ 伝送線路
１１３０ 出力合成点
４００ 増幅装置
４０２ 振幅位相変換回路
４１２ 第１増幅素子
４１４ 高調波処理回路
４１６ 基本波整合回路
４１８ 主線路
４２２ 第２増幅素子
４２４ 高調波処理回路
４２６ 基本波整合回路
４２８ 主線路
４３０ 出力合成点
７００ 増幅装置
７１２ キャリアアンプ
７１４ 高調波処理回路
７１６ 基本波整合回路
７２２ ピークアンプ
７２４ 高調波処理回路
７２６ 基本波整合回路
７３０ 出力合成点
７３２ 伝送線路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】