特許 6240323 局部発信器のクロスカップリングからのスプリアス応答のキャンセル

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6240323

(24)【登録日】2017年11月10日

(45)【発行日】2017年11月29日

(54)【発明の名称】局部発信器のクロスカップリングからのスプリアス応答のキャンセル

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/525 20150101AFI20171120BHJP

   H04B 1/00 20060101ALI20171120BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/525

   H04B1/00 264

【請求項の数】20

【全頁数】17

(21)【出願番号】特願2016-522375(P2016-522375)

(86)(22)【出願日】2014年6月11日

(65)【公表番号】特表2016-526837(P2016-526837A)

(43)【公表日】2016年9月5日

(86)【国際出願番号】EP2014062094

(87)【国際公開番号】WO2015000664

(87)【国際公開日】20150108

【審査請求日】2016年2月12日

(31)【優先権主張番号】13/935,728

(32)【優先日】2013年7月5日

(33)【優先権主張国】US

(73)【特許権者】

【識別番号】598036300

【氏名又は名称】テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル）

(74)【代理人】

【識別番号】100076428

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 康徳

(74)【代理人】

【識別番号】100115071

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 康弘

(74)【代理人】

【識別番号】100112508

【弁理士】

【氏名又は名称】高柳 司郎

(74)【代理人】

【識別番号】100116894

【弁理士】

【氏名又は名称】木村 秀二

(74)【代理人】

【識別番号】100130409

【弁理士】

【氏名又は名称】下山 治

(74)【代理人】

【識別番号】100188879

【弁理士】

【氏名又は名称】渡邉 未央子

(72)【発明者】

【氏名】サンドストレム， ラース

(72)【発明者】

【氏名】ム， フェンハオ

【審査官】 佐藤 敬介

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０１０３４３１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特表２００９−５２６４４２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−２９０２７０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００３−５０７９５４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／５２５

Ｈ０４Ｂ １／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

送信周波数において無線周波数の送信信号を送信するように構成され、対応する２つ以上の受信した無線周波数信号を同時にダウンコンバートするために、対応する局部発信器周波数において、局部発信器信号を同時に生成するように動作する２つ以上の局部発信器を有する無線送受信機における方法であって、
前記局部発信器周波数と前記送信周波数に基づいて、１つ以上の自己干渉周波数を識別する工程と、
前記識別された自己干渉周波数に基づいて、前記送信信号のベースバンド表現を重みづけし、周波数シフトすることにより、ベースバンドキャンセル信号を生成する工程と、
干渉が低減されたベースバンド信号を得るために、前記ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号とを結合する工程と、
を有することを特徴とする方法。

【請求項2】

１つ以上の自己干渉周波数を識別する工程は、
前記局部発信器信号の非線形積に対応する１組のスプリアス周波数を決定する工程と、
前記スプリアス周波数のそれぞれと前記送信周波数とを比較する工程と、
前記送信周波数の所定の範囲内に入るスプリアス周波数を、自己干渉周波数として識別する工程と、を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項3】

前記決定する工程は、前記局部発信器周波数に基づいて、前記１組のスプリアス周波数を計算する工程を有することを特徴とする請求項２に記載の方法。

【請求項4】

前記１つ以上の自己干渉周波数を識別する工程は、前記送信周波数の所定の範囲内に入るスプリアス周波数を識別する工程を有することを特徴とする請求項２に記載の方法。

【請求項5】

前記所定の範囲は、送信ベースバンド帯域幅と受信ベースバンド帯域幅の和であることを特徴とする請求項２に記載の方法。

【請求項6】

前記ベースバンドキャンセル信号を生成する工程は、前記識別されたスプリアス周波数のそれぞれに対して、
前記スプリアス周波数と前記送信周波数との間の差に基づいた周波数シフトを用いて、周波数シフトされたベースバンド送信信号を得るために前記無線周波数の送信信号のデジタルベースバンド表現を周波数シフトする工程と、
前記識別されたスプリアス周波数に対応する同位相または逆位相のキャンセル信号を得るために、前記周波数シフトされたベースバンド送信信号に、前記識別されたスプリアス周波数に対応する複素重みと遅延を適用する工程と、を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項7】

各スプリアス周波数に対する前記キャンセル信号は、逆位相のキャンセル信号であり、
前記ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号とを結合する工程は、前記ダウンコンバートされた受信信号に前記逆位相のキャンセル信号のそれぞれを加算する工程を有することを特徴とする請求項６に記載の方法。

【請求項8】

前記無線送受信機に記憶されたキャリブレーションテーブルから前記複素重みと前記遅延とを読み出す工程をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の方法。

【請求項9】

無線送受信機であって、
送信周波数において無線周波数の送信信号を送信するように構成された送信器回路と、
対応する局部発信器周波数において、局部発信器信号を同時に生成するように構成された２つ以上の局部発信器と、
前記２つ以上の局部発信器のうちの対応するものを用いて、２つ以上の受信した無線周波数信号を同時にダウンコンバートするように構成された受信器回路と、
ベースバンド処理回路であって、
前記局部発信器周波数と前記送信周波数に基づいて、１つ以上の自己干渉周波数を識別し、
前記送信信号のベースバンド表現を重み付けし、周波数シフトすることによりベースバンドキャンセル信号を生成し、
干渉が低減されたベースバンド信号を得るために、前記ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号とを結合する
ように構成されたベースバンド処理回路と、
を有することを特徴とする無線送受信機。

【請求項10】

前記ベースバンド処理回路は、さらに、
前記局部発信器信号の非線形積に対応する１組のスプリアス周波数を決定し、
前記スプリアス周波数のそれぞれと前記送信周波数とを比較し、
前記送信周波数の所定の範囲内に入るスプリアス周波数を自己干渉周波数として識別する、
ことにより、１つ以上の自己干渉周波数を識別するように構成されることを特徴とする請求項９に記載の無線送受信機。

【請求項11】

前記ベースバンド処理回路は、前記局部発信器周波数に基づいて、前記１組のスプリアス周波数を計算することにより、前記１組のスプリアス周波数を決定するように構成されることを特徴とする請求項１０に記載の無線送受信機。

【請求項12】

前記ベースバンド処理回路は、前記送信周波数の所定の範囲に入るスプリアス周波数を自己干渉周波数として識別するように構成されることを特徴とする請求項１０に記載の無線送受信機。

【請求項13】

前記所定の範囲は、送信ベースバンド帯域幅と受信ベースバンド帯域幅の和であることを特徴とする請求項１０に記載の無線送受信機。

【請求項14】

前記ベースバンド処理回路は、前記識別されたスプリアス周波数のそれぞれに対して、
前記スプリアス周波数と前記送信周波数との間の差に基づいた周波数シフトを用いて、周波数シフトされたベースバンド送信信号を得るために前記無線周波数の送信信号のデジタルベースバンド表現を周波数シフトし、
前記識別されたスプリアス周波数に対応する同位相または逆位相のキャンセル信号を得るために、前記周波数シフトされたベースバンド送信信号に、前記識別されたスプリアス周波数に対応する複素重みと事前に決定された遅延を適用する、
ことにより前記ベースバンドキャンセル信号を生成するように構成されることを特徴とする請求項９に記載の無線送受信機。

【請求項15】

各スプリアス周波数に対する前記キャンセル信号は、逆位相のキャンセル信号であり、
前記ベースバンド処理回路は、前記ダウンコンバートされた受信信号に前記逆位相のキャンセル信号のそれぞれを加算することにより、前記ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号とを結合するように構成されることを特徴とする請求項１４に記載の無線送受信機。

【請求項16】

前記ベースバンド処理回路は、前記無線送受信機に記憶されたキャリブレーションテーブルから前記複素重みと前記遅延とを読み出すようにさらに構成されることを特徴とする請求項１４に記載の無線送受信機。

【請求項17】

ベースバンドに受信信号が欠けていることが知られている場合に、ある時間間隔で前記ベースバンドにおいてスプリアス信号を測定し、前記キャリブレーションテーブルにおいて測定された複素振幅を記憶させることにより、複数の非線形の組み合わせのそれぞれに対する前記複素重みを設定するようにさらに構成されることを特徴とする請求項１６に記載の無線送受信機。

【請求項18】

無線送受信機を有する無線デバイスであって、
前記無線送受信機は、
送信周波数において無線周波数の送信信号を送信するように構成された送信器回路と、
対応する局部発信器周波数において局部発信器信号を同時に生成するように構成された２つ以上の局部発信器と、
２つ以上の局部発信器のうちの対応するものを用いて、２つ以上の受信した無線周波数信号を同時にダウンコンバートするように構成された受信器回路と、
ベースバンド処理回路であって、
前記局部発信器周波数と前記送信周波数に基づいて、１つ以上の自己干渉周波数を識別し、
前記送信信号のベースバンド表現に対して重み付けし、周波数シフトすることによりベースバンドキャンセル信号を生成し、
干渉が低減されたベースバンド信号を得るために、前記ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号とを結合する
ように構成されたベースバンド処理回路、
を有することを特徴とする無線デバイス。

【請求項19】

前記ベースバンド処理回路は、前記識別されたスプリアス周波数のそれぞれに対して、
前記スプリアス周波数と前記送信周波数との間の差に基づいた周波数シフトを用いて、周波数シフトされたベースバンド送信信号を得るために前記無線周波数の送信信号のデジタルベースバンド表現を周波数シフトし、
前記識別されたスプリアス周波数に対応する同位相または逆位相のキャンセル信号を得るために、前記周波数シフトされたベースバンド送信信号に、前記識別されたスプリアス周波数に対応する複素重みと遅延を適用する、
ことにより前記ベースバンドキャンセル信号を生成するように構成されることを特徴とする請求項１８に記載の無線デバイス。

【請求項20】

前記無線デバイスは、携帯電話機、無線機能付きタブレットコンピュータ、基地局、および無線中継機のうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項１８に記載の無線デバイス。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、局部発信器のクロスカップリングからのスプリアス応答のキャンセルに関する。

【背景技術】

【0002】

第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）により確立された、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）ＦＤＤ（Frequency-Division Duplex（周波数分割複信））システム、および、ロングタームエヴォリューション（ＬＴＥ）ＦＤＤシステムのようなシングルキャリアＦＤＤシステムに対し、無線送受信機の設計者の重要な課題は、ＦＤＤシステムにおける送信機と受信機は、（定義によれば）同時にアクティブになることから、受信機の入力への送信（Ｔｘ）信号の漏出（ｌｅａｋａｇｅ）である。この漏出は、主として、無線送受信機におけるデュプレックスフィルタの制限された減衰により発生する。

【0003】

受信機へのＴｘ信号の漏出は、それぞれが受信機の性能の影響を与える２つの異なるパートを含むものとして考えられている。第一に、その漏出は、Ｔｘ信号の意図された帯域から遠くに広がる周波数において、受信される信号により用いられる周波数の範囲へ広がり得るＴｘノイズを含む。このＴｘノイズは、同一チャネル干渉を直接に引き起こす。第二に、その漏出は、実際に変調されたＴｘ信号の減衰されたものを含み、所望の受信機の信号から異なる周波数ではあるが、受信機の入力において強力な信号を引き起こすことである。受信機は、飽和することなく、この帯域外の信号を適応させることができる必要がある。

【0004】

キャリアアグリゲーションをサポートするために設計され、アップリンクキャリア並びに／またはダウンリンクキャリアの２つ以上を同時に使用することをサポートする送受信機においては、漏出の問題は、より複雑なものとなる。そのような送受信機は、異なる周波数において、同時に動作する２つ以上の局部発信器を有し得る。ＬＯ信号においてスプリアス周波数成分を生成し得る非線形の相互変調積を生成しているこれらの局部発信器からの信号は、互いに作用する。これは特に、受信機に対して有害である。ＬＯのスプリアス周波数成分は、受信される所望の信号に干渉する、漏出した送信機の信号の不要な周波数変換を引き起こし得る。

【0005】

単一の送受信機の設計において、送信機の漏出に対処するための多様な技術が提案されているが、同時に動作する２つ以上の受信機を有する送受信機において生じる問題に対処するために、改良された技術が必要である。

【発明の概要】

【0006】

以下に詳述する手法によれば、ＬＯカップリングとＬＯ信号での非線形の動作から生じるＬＯスプリアス周波数が計算される。Ｔｘ信号の周波数とともに、Ｔｘ信号が同一チャネル干渉を引き起こすか否かが決定される。もし、そうであれば、Ｔｘ信号のベースバンド表現は、受信した信号においてその影響を実質的により小さくするために、周波数において適切にシフトされ、時間調整され、重みづけされ、受信した信号から減算される。

【0007】

これらの手法による例示的な方法は、無線送受信機において実施され得る。無線送受信機は、送信周波数において無線周波数の送信信号を送信するように構成され、２つ以上の対応する受信無線周波数信号を同時にダウンコンバートするために、対応する局部発信器周波数において、局部発信器信号を同時に生成するように動作可能な２つ以上の局部発信器を有する。方法は、局部発信器周波数と送信周波数に基づいて、１つ以上の自己干渉（self-interfering）周波数を識別することから開始する。ベースバンドキャンセル信号は、その後、識別された自己干渉周波数に基づいて、送信信号のベースバンド表現を重み付けし、周波数シフトするすることにより生成される。ベースバンドキャンセル信号は、その後、干渉が低減されたベースバンド信号を得るために、ダウンコンバートされた受信信号と結合される。

【0008】

開示される手法の他の実施形態は、上記に要約した方法、またはその変化形を実行するように適応化された無線送受信機を含む。例示的な無線送受信機は、送信周波数において無線周波数信号を送信するように構成された送信器回路、対応する局部発信器周波数において局部発生ンき信号を同時に生成するように構成された２つ以上の局部発信器、および、２つ以上の局部発信器のうちの対応するものを用いて２つ以上の受信無線周波数信号を同時にダウンコンバートするように構成された受信器回路を含む。無線送受信機は、さらに、局部発信器周波数と送信周波数に基づいて１つ以上の自己干渉周波数を識別し、送信信号のベースバンド表現を重み付けし、周波数シフトすることによってベースバンドキャンセル信号を生成し、干渉が低減されたベースバンド信号を得るために、ベースバンドキャンセル信号とダウンコンバートされた受信信号を結合するように構成されたベースバンド処理回路を含む。

【0009】

さらに、他の実施形態は、上記に要約したような無線送受信機を含む無線ハンドセットのような無線デバイスを含む。もちろん、ここに記載される手法、システム、および装置は、上記の特徴と利点に限定されない。当業者であれば、以下に説明の詳細な説明を読み、添付の図面を見ることで、追加的な特徴と利点を理解するだろう。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、例示的な無線ユニットを示す。

【図2】図２は、例示的な局部発信器（ＬＯ）パスの詳細を示す。

【図3】図３は、ＬＯパスのペア間のカップリングを示す。

【図4】図４は、キャリアアグリゲーションのシナリオにおける自己干渉の例を示す。

【図5】図５は、キャリアアグリゲーションのシナリオにおける自己干渉の別の例を示す。

【図6】図６は、本開示手法の例示的な実施形態による擬似的なコードを示す。

【図7】図７は、本開示手法による干渉キャンセルを実行するように構成されたベースバンドプロセッサの機能的表現を示す。

【図8】図８は、干渉キャンセルのための例示的な方法を示すプロセスフロー図である。

【図9】図９は、例示的なベースバンド処理回路の詳細を示す。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に示す説明において、本発明の特定の実施形態の詳細が、説明を目的として限定的でなく示される。当業者であれば、他の実施形態がこれらの詳細とは別に用いられ得ることを理解するだろう。さらに、いくつかの例において、周知の方法、ノード、インタフェース、回路、およびデバイスの詳細な説明は、不必要な詳細で本説明をわかりにくくしないように、省略される。当業者であれば、説明される機能は、１つまたは複数のノードの実装され得ることを理解するだろう。説明される機能のいくつか、または全ては、アナログ、並びに／または、特殊の機能を実行するために相互接続された個別の論理ゲート、ASIC、PLAなどのようなハードウェア回路を用いて実装され得る。同様に、該機能のいくつか、または全ては、1つ以上のデジタルマイクロプロセッサまたは汎用のコンピュータを伴い、ソフトウェアプログラムとデータを用いて実装され得る。ここで、エアインタフェースを用いて通信を行うノードが記載される。これらのノードは、適切な無線通信回路も有することが理解されるだろう。さらに、プロセッサに、ここに記載される手法を実行させるためのコンピュータの命令の適切なセットを含む半導体メモリ、磁気ディスク、または光ディスクのような、持続性のメモリを含むあらゆる形式のコンピュータ読み取り可能なメモリ内に、当該手法は全体に具体化されるものと追加的に考えられ得る。

【0012】

本発明のハードウェアの実装は、限定なく、デジタル信号処理（ＤＳＰ）ハードウェア、縮小命令セットプロセッサ、特殊用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）並びに／またはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）に限定されないものを含むハードウェア（例えば、デジタルまたはアナログ）回路、および、そのような機能を実行可能な（適切な）状態機械（ｓｔａｔｅ ｍａｃｈｉｎｅｓ）を含む、または包囲する。

【0013】

コンピュータの実装の観点では、コンピュータは、一般的には、１つ以上のプロセッサまたは１つ以上のコントローラを含み、コンピュータ、プロセッサ、およびコントローラは、区別せずに用いられ得る。コンピュータ、プロセッサ、またはコントローラにより提供された場合、機能は、単一の個別のコンピュータ、プロセッサ、またはコントローラ、または、単一の共有されたコンピュータ、プロセッサ、またはコントローラ、または、複数の個別のコンピュータ、プロセッサ、またはコントローラであり、そのうちのいくつかが共有または分散され得るものにより、提供される。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」の用語は、上記に例示したハードウェアなど、そのような機能を実行する、並びに／またはソフトウェアを実行することが可能な他のハードウェアを参照してもよい。

【0014】

図１は、無線ユニット１００を示す。無線ユニット１００は、いくつかの例では全てが同じチップ上に配置され得る、２つの送信器１２０と２つの受信器１３０を有する送受信システム１１０を有する。送信器の出力と受信器の入力は、ＲＦフロントエンドユニット１４０に接続される。ＲＦフロントエンドユニット１４０は、セルラハンドセット等に対する無線モデムにおいて典型的に含まれる、デュプレックスフィルタと、送信／受信スイッチ、アンテナチューナなどを含み得る。

【0015】

以下に説明する例において、一般的に、送信器１（ＴＸ１）に対するアップコンバージョン周波数は、送信器２（ＴＸ２）に対するアップコンバージョン周波数と異なるものと仮定する。さらに、受信器１（ＲＸ１）に対するダウンコンバージョン周波数は、受信器２（ＲＸ２）に対するダウンコンバージョン周波数と異なるものと仮定する。そのような構成、すなわち、２つ以上の受信器が異なるチャネルであるが同じ３ＧＰＰダウンリンク（ＤＬ）において信号を受信するために使用され、１つの送信器が同じ３ＧＰＰアップリンク（ＵＬ）バンドの対応するチャネルの一つ内で信号を送信するために使用される構成が現れ得るシナリオの一つの例は、ＬＴＥバンド内キャリアアグリゲーションをサポートするセルラハンドセットにおけるものである。任意で、２つ以上の送信器が、異なるチャネルであるが同じバンド内で信号を送信するために用いられてもよい。

【0016】

各送信器と各受信器に関し、局部発信器（ＬＯ）パス１５０が存在する。例示的なＬＯパスの詳細を図２に示す。ここで、図示されるＬＯパスは、典型的には位相ロックループ（ＰＬＬ）回路２１０の形態の無線周波数（ＲＦ）シンセサイザと、バッファ２２４、ワイヤ２２６、および、可能性として分周器２２２を含む分配回路２２０と、最後に、分配回路２２０により供給されるＬＯ信号により駆動されるミキサ２３０を含む。

【0017】

ＰＬＬ回路２１０は、良好な位相−ノイズ性能を達成するために、典型的にはＬＣベースの発信器である、制御された発信器（ＣＯ）２１５を含む。ＣＯにおいて使用されるコイルまたは誘電性素子（Ｌ）は、近傍における他の誘電回路とのカップリングを生じやすい。分配回路２２０における長いワイヤも、カップリングに寄与する。分周器２２２やバッファ２２４のような他のブロックも、カップリングに寄与し得るが、典型的には程度は小さい。

【0018】

バッファ２２４とミキサ２３０のようなアクティブなブロックは、それらを駆動するＬＯ信号に関して高度に非線形である。これは、バッファ２２４とミキサ２３０のようなアクティブなブロックは、ＬＯ信号の非線形の相互変調積を生成することを意味する。ＬＯ信号が単一な基本周波数と関連する高調波のみを含む限り、これらの非線形のブロックは、可能性として追加的な高調波以外に、新しい周波数成分を生成しない。しかしながら、一つのＬＯパスからのＬＯ信号が別のＬＯ信号とカップリングする場合、およびその逆の場合も同様に、非常に好ましくない新しい周波数成分が生じ得る。これらの新しい成分は、例えば、二次の相互変調積（すなわち、ＬＯ周波数並びに／またはそれらの高調波の差と和における積）、三次の相互変調積等の相互変調積（例えば、他のＬＯ周波数より低い１つのＬＯ周波数の２倍における）を含み得る。

【0019】

ＰＬＬにより生成された周波数が、例えば、ミキサに入力されるＬＯ信号より２または４高いファクタであるように、ＬＯパスにおける分周器を使用することが多い。これは、ＬＯ成分の直角位相の生成を容易にするため、２５％デューティーサイクルパッシブミキサ動作を可能にするため、または、高調波リジェクション多層ミキサを使用するため、といった、いくつかの理由のいずれかのために行われ得る。しかしながら、このアプローチは、ＬＯのスプリアス成分への多様な寄与を解析する場合に多くの周波数を考慮しなければならないことを意味する。言い換えると、ＰＬＬにおけるＣＯにより生成された周波数のみを考慮するのでは十分ではない。

【0020】

図３は、２つのＬＯパス１５０Ａ、１５０Ｂを示す。ＬＯパス１５０Ａは、基本周波数ｆ_１を生成するＣＯ２１５を有する。ＬＯパス１５０Ｂは、基本周波数ｆ_２を生成するＣＯ２１５を有する。分配回路２２０が分周器２２２を含む場合、ｆ_１Ａ、ｆ_１Ｂ等の１つ以上の周波数は、ＬＯパス１５０Ａにおいて生成され得る。相応に、周波数ｆ_２Ａ、ｆ_２Ｂ等は、ＬＯパス１５０Ｂにおいて生成され得る。いくつかのケースでは、各分周器２２２は、対応するミキサ２３０にしっかりと統合される。それにより、ミキサ２３０への分周器の出力信号の分配のために、長いワイヤは必要とされない。この場合、考慮すべき支配的な周波数成分は、ＰＬＬ単独により生成されたものに限定され得る。しかしながら、他のケースでは、分周器並びに／またはＣＯにより生成された周波数は、多様な非線形の相互変調積を生成するために、バッファ２２４、ミキサ２３０等において互いに作用する可能性がある。以下に示す詳細な例のいくつかにおいて示すように、これらの非線形積のいくつかは、送信信号に関連した周波数において現れる場合がある。当該送信信号のスプリアス変換は、受信信号と干渉し得る。

【0021】

上述の議論は、問題の一般的な説明を提供することを目的としているが、以下の例は、バンド内キャリアアグリゲーションをサポートする送受信機において現れ得る、１つの特定で主要な問題を示す。図４は、送信周波数ｆ_ＴＸ１上で送信を行い、中心周波数ｆ_ＲＸ１とｆ_ＲＸ２でキャリアを受信する送受信機に関与する第１の例を示す。

【0022】

図４（ａ）は、スペクトラムが示されており、ここで、２つの信号Ｓ_ＲＸ１とＳ_ＲＸ２は、同時に受信され、各受信器とＬＯ信号であるＬＯ１とＬＯ２を用いてダウンコンバートされる。この例では、ダイレクトコンバージョンが想定され、ＬＯ信号は、各受信キャリア周波数ｆ_ＲＸ１とｆ_ＲＸ２におけるものとなる。これに加えて、各受信器は、周波数ｆ_ＴＸ１において、強力なＴＸ漏出（ｌｅａｋａｇｅ）信号Ｓ_ＴＸ１の影響を受ける。ＬＯカップリングにより、各ＬＯ信号は、図４（ｂ）と図４（ｃ）に示されるように、所望の周波数成分だけでなく、他のＬＯ信号の少量の残留部を含む。これらのＬＯ信号が、ＬＯバッファやミキサの入力それ自身のような、非線形のブロックを通過する場合、スプリアス周波数成分が生成される。１つ例を図４（ｄ）に示す。図４（ｄ）は、周波数ｆ_Ｓ１＝２＊ｆ_ＲＸ１−ｆ_ＲＸ２に位置する三次の積が示されている。カップリングと非線形積の生成の結果として、受信信号上で最終的に作用するＬＯ信号は、両方のＬＯ周波数における成分を含み、さらに１つ以上の非線形積も含む、複合（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ）信号である。これらの複合ＬＯ信号は、図４（ｄ）と図４（ｅ）に表され、ＬＯ１’、ＬＯ２’のＬＯ信号としてラベルされている。

【0023】

図４（ｆ）と図４（ｇ）は、それぞれ、ｆ_ＲＸ１とｆ_ＲＸ２に同調された受信器におけるダウンコンバージョンの結果を示す。重ねて、この例の目的のために、受信器は、ダイレクトコンバージョン受信器と仮定され、すなわち、ＬＯ周波数は、キャリア周波数と同じである。図４（ｆ）に見られるように、信号Ｓ_ＲＸ１はゼロ周波数のベースバンドに適切に変換される。しかしながら、送信信号Ｓ_ＴＸ１と同じ形状を有する、干渉する送信器の漏出成分も、ゼロに非常に近い周波数にダウンコンバートされる。それにより、漏出成分は、ダウンコンバートされた受信信号と部分的に重なる。これは、送信信号Ｓ_ＴＸ１の帯域幅内に入る周波数におけるＬＯ１’のｆ_Ｓ１成分の混合による結果である。第２の受信信号Ｓ_ＲＸ２のレプリカも、ＬＯ２からダイレクトにカップリングされるＬＯ１’の成分を介して、ゼロのベースバンドにダウンコンバートされる。しかしながら、Ｓ_ＲＸ２のこのレプリカの振幅は、図示される例において、所望の受信信号よりも弱い。また、干渉する送信器の信号成分としての問題ほど大きくない。

【0024】

図４（ｇ）は、ｆ_ＲＸ２に同調された第２の受信器におけるダウンコンバージョンの結果を示す。このケースでは、Ｓ_ＲＸ１のレプリカだけが、受信信号と干渉する。これは、受信信号の相対的な振幅、および、同一チャネル信号を分解するための受信器の能力に依存し、問題であるかもしれないし、問題でないかもしれない。

【0025】

図５は、第２の例を示し、送信周波数ｆ_ＴＸ１上で送信を行い、中心周波数ｆ_ＲＸ１とｆ_ＲＸ２を中心としてキャリアを受信する送受信機に再び関与する。しかしながら、このケースでは、生成されるオリジナルのＬＯ信号であるＬＯ１とＬＯ２は、それぞれ、ダウンコンバージョン周波数の２倍の周波数、すなわち、２＊ｆ_ＲＸ１、２＊ｆ_ＲＸ２を有する。これらのＬＯ信号は、ダウンコンバージョンのための正しい周波数を生成するために分周器に入力される。

【0026】

受信信号に加えて、図５に示す例示的なシナリオにおける各受信器は、強力なＴＸ漏出信号Ｓ_ＴＸ１の影響を受ける。分周器の前のＬＯカップリングに起因して、図５（ｂ）と図５（ｃ）に示すように、各ＬＯ信号は所望の周波数成分だけでなく、他のＬＯ信号の少量の残留部を含む。分周器の後、ＬＯ信号は、ＬＯ信号並びに／または高調波の非線形積から生じる追加的な周波数成分を含む。特に、図５（ｄ）は、周波数ｆ_Ｓ１＝ｆ_ＲＸ１−２＊（ｆ_ＲＸ２−ｆ_ＲＸ１）におけるスプリアス積を示す。また、図５（ｃ）は、周波数ｆ_Ｓ２＝ｆ_ＲＸ２＋２＊（ｆ_ＲＸ２−ｆ_ＲＸ１）におけるスプリアス積を示す。重ねて、カップリングと非線形積の生成の結果として、最終的に受信信号上で作用するＬＯ信号は、両方のＬＯ周波数における成分を含み、また、１つ以上の非線形積をも含む複合信号である。これらの複合ＬＯ信号は、図５（ｄ）と図５（ｅ）に示され、ＬＯ１’とＬＯ２’のＬＯ信号としてラベルされている。

【0027】

図５（ｆ）と図５（ｇ）は、それぞれ、ｆ_ＲＸ１とｆ_ＲＸ２に同調されたダウンコンバージョン受信器におけるダウンコンバージョンの結果を示す。図５（ｆ）に見られるように、信号Ｓ_ＲＸ１は、ゼロ周波数のベースバンドに適切に変換される。しかしながら、送信信号Ｓ_ＴＸ１と同じ形状を有する、干渉する送信器の漏出成分も、ゼロに非常に近い周波数に再びダウンコンバートされる。それにより、漏出成分は、ダウンコンバートされた受信信号と部分的に重なる。これは、送信信号Ｓ_ＴＸ１の帯域幅内に入る周波数におけるＬＯ１’のｆ_Ｓ１成分の混合による結果である。同様に、図５（ｇ）は、ｆ_ＲＸ２に同調された第２の受信器におけるダウンコンバージョンの結果を示す。この受信器において、ダウンコンバートされた、競合する送信器の漏出は存在しない。

【0028】

一般的に、ＬＯパス間のカップリングは、チップ上の空間分離手段、ブロックとワイヤの適切な分離、わずかな程度のカップリングを有するＣＯ誘電ジオメトリ（ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｇｅｏｍｅｔｒｉｅｓ）の使用等により低減され得る。しかしながら、これらのアプローチの全ては、設計並びに／または全てのケースに適用可能でない送受信機の性能に、制約を課すことができる。以下に詳述する手法は、デジタル領域における漏出したＴＸ信号のキャンセルに基づくものであり、これらの制約を回避するために使用することができる。

【0029】

すなわち、これらの手法のいくつかの実施形態は、ＬＯカップリングとＬＯ信号上での非線形の動作から生じることが期待されるＬＯスプリアス信号を計算することから始まる。あらゆるＴＸ信号の周波数とともに、ＴＸ信号が同一チャネル干渉を引き起こすか否かを判定することが可能となる。そうである場合、受信信号上でのスプリアス信号の影響を実質的に低減させるために、ＴＸ信号のベースバンド表現は、周波数において適切にシフトされ、重みづけされ、受信信号から減算される。いくつかの実施形態では、ＴＸ信号のベースバンド表現はまた、それが送受信機の構成成分（例えばＳＡＷフィルタ）を通過するときにスプリアス信号により受ける遅延の影響を受け、それゆえに、周波数シフトされ、重みづけされたＴＸ信号は、受信信号における干渉成分と適切に時間整合がとられる。

【0030】

スプリアスＬＯ信号の影響を低減させるためのこれらの手法は、一般的には２つのパートを含む。第１のパートでは、当該手法は、どの送信器キャリアが、受信信号に干渉しキャンセルする必要のある「攻撃者（ａｇｇｒｅｓｓｏｒｓ）」であるかを識別するために使用される。第２のパートでは、これらの攻撃者の送信器キャリアは、ベースバンドにおいて、受信した「被害者（ｖｉｃｔｉｍ）」キャリアからキャンセルされる。

【0031】

潜在的な攻撃者キャリアを識別する第１のパートの例示的なアプローチは、図６に表示される擬似的なコードにより説明される。

【0032】

当該擬似的なコードにおいてわかるように、プロセスは、ＬＯ発振器信号の積として、または、あらゆるＬＯ分周器の出力信号の積として生じ得る、予想されるスプリアス周波数を計算することから開始する。例えば、ｆ_ＬＯ１とｆ_ＬＯ２の２つのＬＯ周波数が与えられた場合、これらの積は、ａ＊ｆ_ＬＯ１±ｂ＊ｆ_ＬＯ２の形の組み合わせを含む。ここでａとｂは整数である。この式は、３つ以上のＬＯ発振器信号または分周器の出力信号に適合するように単純に（別の項を用いて）拡張できることが容易に理解されるだろう。送信周波数バンド内またはその近傍に入る可能性のない組み合わせは、考慮する必要はない。

【0033】

ＬＯ発振器信号（または分周器の出力信号）の非線形積は、その後、あらゆるＴＸ信号周波数と比較される。送信信号の変調されたベースバンド帯域幅と関心のある受信器信号は両方考慮されるべきである。ＴＸベースバンド帯域幅とＲＸベースバンド帯域幅との和と等しい、ＴＸ ＲＦ信号の帯域幅とＲＸ ＲＦ信号の帯域幅の和の１／２より小さい差で、スプリアスＬＯ積の周波数がＴＸ信号の中心周波数と異なる場合、スプリアスＬＯ積は、ダウンコンバージョン後に受信器において同一チャネル応答を生成することができる。もし、望まない送信器の応答と被害者の受信キャリアの周波数範囲との重なりがあるのであれば、各潜在的な被害者の受信キャリア信号と、スプリアス周波数と送信キャリアの全ての組み合わせは、チェックされるべきである。さらに、候補の攻撃者として考慮することができるように、送信器信号のパワーレベルが閾値レベルより大きいかをチェックすべきである。送信器に対して低いパワーレベルは、最悪のケースのＬＯスプリアスレベルが与えられたとしても、被害者の受信キャリアに対してあまり重大な同一チャネル干渉を生成しない。送信器のパワーレベルが閾値より大きい場合、対応する送信器キャリアは被害者の受信キャリアからキャンセルするものとしてマークされる。

【0034】

当該手法の第２のパートは、実際のキャンセルである。これは、キャンセルのためにマークされた攻撃者の送信器信号のベースバンド信号表現に適用させるために、必要なゲイン、遅延、周波数シフトを決定することを含む。なお、ここで参照される「ゲイン」は、一般的には、振幅と位相を有する複素（ｃｏｍｐｌｅｘ）ゲインである。必要な周波数シフトは、スプリアス信号周波数とＴＸ信号の周波数との比較から直接に生じる−ベースバンドにおいて表現されるように、キャンセル手順のポイントは、ＴＸ信号のレプリカをシフトすることである−ゆえに、それは、周波数において、ＬＯ信号のスプリアス積により受信器のバンドにダウンコンバートされるＴＸ信号イメージと合致する。必要な複素ゲインとあらゆる遅延は、受信器の設計とＬＯ周波数に依存する。そして、それらは温度に依存して変化し得る。従って、ベースバンドＴＸ信号の周波数シフトされたレプリカに適用し、キャンセル信号を生成するために好適なゲインと遅延とを決定するために、キャリブレーション手順を使用することができる。このキャリブレーション手順は、後の送受信機の動作の間に使用される多様な構成のための値を生成するために、製造の過程で実行され得る。その代りに、または追加的に、そのフィールドのパラメータを調整する補助的な（ｂａｃｋｇｒｏｕｎｄ）キャリブレーション手順が使用され得る。

【0035】

キャンセルの原理は、１つの攻撃者の送信器と１つの被害者の受信器に対して、図７に示される。図７は、ＴＸデジタルベースバンドプロセッサ７１０とＲＸデジタルベースバンドプロセッサ７２０を含むベースバンドプロセッサ７００を示す。例えば、同相直交位相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ａｎｄ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ、ＩＱ）生成器７１５からのＩＱ信号の形式でのＴＸ信号のデジタルベースバンド表現が、受信機のデジタルベースバンドプロセッサ７２０に入力される。この送信器ＩＱデータは、受信器に影響を与えるスプリアス応答に合わせるために周波数においてまずシフトされる。その後に、送信器ＩＱデータの振幅と位相を調整するために複素ゲインＡを適用することが続く。遅延τは、送受信機においてスプリアス応答が経験した遅延を合わせるために、その後足し合わせられる。加算ユニットで結合された場合に、当該同一チャネル干渉をキャンセルまたは低減するために、周波数シフト、複素ゲインＡ、および遅延τの全体により、受信信号における同一チャネル干渉と本質的に同じであるが逆位相の信号が生成される。キャンセル信号の振幅と干渉信号の振幅とが等しく、キャンセル信号の位相と干渉信号の位相が逆である場合、時間遅延され、振幅と位相が調整されたＴＸ ＩＱデータであるであるＴＸベースバンドキャンセル信号を受信信号から減算することにより、同一チャネル干渉を直接キャンセルまたは低減することも可能となる。この場合、ＴＸ ＩＱ生成器７１５と周波数ダウンコンバーターは省略される。

【0036】

送信信号キャリア周波数と、受信器ＬＯ信号の計算されたスプリアス周波数成分から、周波数シフトｆｒは周知であるが、図７に示す例示的な構成において、複素ゲインＡと遅延τは、推定ブロック７２５により提供される。受信信号のベースバンド表現と送信信号のベースバンド表現との間の相関手法を用いることにより、Ａとτの両方を決定することができる。そのような手法は、文献において周知であり、ここでは扱わない。代わりに、パラメータは送受信機の構成に基づいて、例えば、送信信号と受信信号のキャリア周波数と、送信信号と受信信号のパワーレベルに関連して、事前に構成され、または使用されてもよい。

【0037】

所定の値が、複素重み量Ａと遅延τに対して使用され得るが、それらは、多くの場合において、定期的または継続的に評価する必要がある範囲で不正確となり得る。これは、特に、複素重みＡについて当てはまる。図７に示す構成において、推定ブロック（ＥＢ）７２５は、この目的にかなう。

【0038】

ＴＸ信号の周波数シフトされたベースバンド表現は、受信（ベースバンド）信号であるものとして、相関の目的のために、ＥＢに入力される。Ａとτの推定は、相関手法を用いた音響のエリアに起因する、確立した相関手法を用いてなされる。これらの手法のいくつかは、Knapp, C.; Carter, G. Clifford, “The generalized correlation method for estimation of time delay,” Acoustics, Speech and Signal Processing, IEEE Transactions on, vol.24, no.4, pp.320,327, Aug 1976と同様に、Taijun Liu; Yan Ye; Xingbin Zeng; Ghannouchi, F.M., “Accurate Time-Delay Estimation and Alignment for RF Power Amplifier/Transmitter Characterization,” Circuits and Systems for Communications, 2008. ICCSC 2008. 4th International Conference on, vol., no., pp. 70,74, 26-28 May 2008においても記載されている。

【0039】

キャンセルされるスプリアスＴＸの漏出は、所望の信号と同等またはそれより低いレベルを有するという事実が与えられた場合、所望の精度のレベルを達成するために、少なくともある一定の時間に渡って相関が必要となる。スプリアス応答とＴＸ遅延は、送受信機における異なるメカニズムに起因するので、それらは個別に扱うことが理にかなう。例えば、時間における位置合わせはゲイン推定の精度を向上させるため、遅延τは、複素ゲインＡより前に推定することができる。さらに、遅延は、時間と周波数においてあまり変化しない。ここで、スプリアスＴＸレベルは、温度ドリフトにかなり敏感である。一方、複素ゲインＡの推定も、相関手法を用いて実行され得る。例えば、例示的な手法は、Braithwaite, R.N.; Carichner, S., “Adaptive Echo Cancellation for an On-Frequency RF Repeater using a Weighted Power Spectrum,” Wireless Technologies, 2007 European Conference on, vol., no., pp.82,85, 8-10 Oct 2007、および、Grant, S.J.; Cavers, J.K.; Goud, P.A., “A DSP controlled adaptive feedforward amplifier linearizer, ” Universal Personal Communications, 1996. Record., 1996 5th International Conference on, vol. 2, no., pp.788,792 vol,2, 29 Sep-2 Oct 1996、および、Michel C. Jeruchim, Philip Balaban, K. Sam Shanmugan, Simulation of Communication Systems: Modeling, Methodology and Techniques, Springer; 2nd edition (October 31 2000), ISBN-978-0306462672. Section 11.1に詳細が記載されている。

【0040】

要約すると、推定ブロックの動作は以下のようになり得る。
‐周波数変換されたベースバンド送信信号ｓ_ｔｘｆと受信信号ｓ_ｒｘの送信信号成分を推定する。
‐当該送信成分に関連して、ｓ_ｔｘｆとｓ_ｒｘを時間的に整合するためにτを調整する。
‐キャンセル（減算）の後の受信信号の残余送信信号を最小にするように、遅延させたｓ_ｔｘｆにおいて適用させる複素ゲインＡを推定する。

【0041】

図８は、上述の手法によるスプリアス信号をキャンセルする一般化した方法を示すプロセスフロー図である。図８に示される動作は、送信周波数において無線周波数の送信信号を送信するように構成され、２つ以上の対応する受信した無線周波数信号を同時にダウンコンバートするために、対応する局部発信器周波数において局部発信器信号を同時に生成するように動作する２つ以上の局部発信器を有する無線送受信機による実装が好ましい。そのような無線送受信機は、携帯電話や他のポータブルまたはエンドユーザ無線デバイスの一部であり、または、例えば、無線基地局、中継ノード等の一部であり得る。図示されたプロセスは、単一の受信機チェーンと単一の攻撃者の送信器チェーンに対する、単一のキャンセル手順のみを含む。必要に応じて、無線送受信機における追加的な受信機並びに／または攻撃者送信器チェーンに対して、対応する手順が同時に実行され得ることが理解できるだろう。

【0042】

ブロック８１０に示すように、図示されたプロセスは、１つ以上のスプリアス局部発信器積のそれぞれに対応する所定の複素重みおよび遅延を設定することから開始する。これらの所定の値は、例えば、受信信号のベースバンド表現と送信信号のベースバンド表現との間の相関手法の使用を介して取得され得る。上述したように、無線送受信機において補助的なキャリブレーションプロセスの一部として、これは動的に行われ得る。代わりにまたは追加的に、これは、例えば、製造時において、事前キャリブレーション手順として行われ得る。そのため、ブロック８１０は、点線のアウトラインで示されており、全ての実施形態において登場する必要はないという意味において、または、図示された手順の残りが実行される全ての例において、「選択的」であることを示す。

【0043】

ブロック８２０において示すように、図示されたプロセスは、識別するステップを含む。ここで、ＬＯ発振器信号周波数とＴＸ信号周波数に基づいて、自己干渉周波数が識別される。この段階において、ＬＯ発振器信号とＴＸ信号との非線形積を混合することにより生成された干渉信号は、キャンセルするためにマークされる。この識別するステップは、例えば、局部発信器信号の非線形積に対応する１組のスプリアス周波数を決定すること、スプリアス周波数のそれぞれを送信周波数と比較すること、および、送信周波数の所定の範囲内に入るスプリアス周波数を自己干渉周波数として識別することを含む。所定の範囲は、例えば、送信ベースバンド帯域幅と受信ベースバンド帯域幅の和であり得る。例えば、所定の閾値を超える推定された振幅を有するスプリアス周波数のみが識別されるように、スプリアス周波数に対して推定された振幅も考慮され得る。

【0044】

ブロック８３０において示されるように、ベースバンドキャンセル信号はその後生成される。これは、ＴＸ信号のベースバンド表現を周波数シフトし、重みづけすることによって行われる。このポイントで、遅延も適用され得る。なお、キャンセル信号は、対応する干渉信号をキャンセルするために、２つ以上の、周波数シフトされ、重みづけされた、ＴＸ信号の表現を含み得る。最終的に、ブロック８４０で示されるように、ベースバンドキャンセル信号は、ダウンコンバートされたＲＸ信号と結合される。重みづけ、周波数シフト、および遅延の精度に依存して、干渉信号が低減され、受信信号の品質が向上する。

【0045】

いくつかの実施形態では、ベースバンドキャンセル信号を生成することは、識別されたスプリアス周波数のそれぞれに対して、スプリアス周波数と送信周波数との間の差に基づいた周波数シフトを用いて、周波数シフトされたベースバンド送信信号を得るために、無線周波数の送信信号のデジタルベースバンド信号表現を周波数シフトすること、および、識別されたスプリアス周波数に対応する同位相または逆位相のキャンセル信号を得るために、周波数シフトされたベースバンド送信信号に対して、識別されたスプリアス周波数に対応する複素重みと、事前に決定された遅延を適用することを含む。

【0046】

いくつかの実施形態では、各スプリアス周波数に対するキャンセル信号は、逆位相のキャンセル信号であり、ベースバンドキャンセル信号をダウンコンバートされた受信信号と結合することは、ダウンコンバートされた受信信号に逆位相のキャンセル信号のそれぞれを加えることを含む。もちろん、他の実施形態におけるキャンセル信号は、ダウンコンバートされた受信信号から減算された、同位相のキャンセル信号であり得る。

【0047】

いくつかの実施形態では、複素重みと遅延は、無線送受信機に記憶されたキャリブレーションテーブルから読みだされる。いくつかの実施形態では、キャリブレーションテーブルは、製造時において作成され得る。他の実施形態では、キャリブレーションテーブルは、そのフィールドにおいて、動的に作成並びに／または更新され得る。例えば、いくつかの実施形態では、図８のブロック８１０に示される動作は、例えば相関手法を用いて、ベースバンドにおける干渉信号成分を測定することにより、複数の非線形積のそれぞれに対して複素重みを設定することを含み得る。

【0048】

図９は、図７に機能的に図示されたベースバンドプロセッサ７００の例示的な実装を示す。図７と図９に示したベースバンドプロセッサ７００は、例えば、図１に示した送受信システム１１０の一部であり、または、同様の送受信システムに動作可能に接続され得る。ベースバンドプロセッサ７００は、データ記憶メモリ１５５５とプログラム記憶メモリ１５６０を構成するメモリデバイス１５５０と接続された１つ以上のプロセッサ１５４０を含む。図９においてＣＰＵ１５４０として識別されたプロセッサ１５４０は、いくつかの実施形態において、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサであり得る。より一般的には、処理回路１５１０は、プロセッサ／ファームウェアの組み合わせ、または特定のデジタルハードウェア、またはそれらの組み合わせを含み得る。メモリ１５５０は、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ランダムアクセスメモリ、キャッシュメモリ、フラッシュメモリデバイス、光学記憶デバイス等を含み得る。ベースバンドプロセッサ７００を含む無線送受信機は、複数の無線アクセスネットワークをサポートし得ることから、処理回路１５１０は、いくつかの実施形態では、１つもしくは複数の無線アクセス技術に特化した、分離した処理リソースを含み得る。重ねて、モバイル機器に対するベースバンド処理回路の設計に関連した多様な詳細やエンジニアリングトレードオフはよく知られており、これらは発明を完全に理解するために必要ではないため、追加的な詳細はここには示さない。

【0049】

ベースバンド処理回路７００の典型的な機能は、送信信号の変調および符号化、および受信信号の復調および復号化を含む。本発明のいくつかの実施形態では、処理回路７００は、プログラム記憶メモリ１５６０に格納された好適なプログラムコードを用いて、無線送受信機における自己干渉の影響を低減するために上記に説明した手法のうちの一つを実行するように適合される。もちろん、これらの手法の全てのステップは、単一のマイクロプロセッサまたは単一のモジュールにおいて実行される必要がないことは理解されるだろう。

【0050】

これら、または他の変形や拡張を考慮すれば、当業者は、前述の説明と付随する図面は、無線送受信機における自己干渉を低減するためにここに教示したシステムと装置の限定しない例を表すことを理解するだろう。例えば、本発明は、前述の説明と付随する図面により限定されない。それに代えて、本発明は、以下の請求の範囲とそれらの法的等価物にのみ限定される。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】