特許 6243321 フライバック方式のスイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6243321

(24)【登録日】2017年11月17日

(45)【発行日】2017年12月6日

(54)【発明の名称】フライバック方式のスイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20171127BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 H

【請求項の数】7

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2014-253806(P2014-253806)

(22)【出願日】2014年12月16日

(65)【公開番号】特開2016-116354(P2016-116354A)

(43)【公開日】2016年6月23日

【審査請求日】2016年9月8日

(73)【特許権者】

【識別番号】000103208

【氏名又は名称】コーセル株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100095430

【弁理士】

【氏名又は名称】廣澤 勲

(72)【発明者】

【氏名】平田 哲郎

【審査官】 宮本 秀一

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−１１０１１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−１６７０６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１０−１９１６３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０８１２８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−１２５５７９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ３／００−３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、
前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、
前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、
前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、
前記入力巻線及び前記主スイッチング素子の接続点に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、
前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、
前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフすることを特徴とするフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項2】

入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、
前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、
前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、
前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、
前記入力巻線及び前記主スイッチング素子の接続点に一端が接続された第二のクランプコンデンサと、
前記第二のクランプコンデンサの他端に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、
前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、
前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフすることを特徴とするフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項3】

前記第一及び第二のクランプコンデンサは、前記２つのクランプコンデンサに発生する電圧比を安定化するため、それぞれ第一及び第二のバランス抵抗が並列接続されている請求項２記載のフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項4】

入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、
前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、
前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、
前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、
前記入力巻線を直列に分割した分割点に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、
前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、
前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフすることを特徴とするフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項5】

前記トランスの入力巻線は、多層基板の導体層に形成されたコイルパターンで成り、
前記第一のクランプコンデンサは、前記多層基板上に実装され、前記入力巻線の分割点である前記コイルパターン内の特定の位置に、前記導体層に形成された配線パターンを介して接続されている請求項４記載のフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項6】

前記クランプ素子のゲートと直列の位置に、振動電圧吸収用のゲート抵抗が挿入されている請求項１乃至５のいずれか記載のフライバック方式のスイッチング電源装置。

【請求項7】

前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子の両端電圧が所定電圧以下に低下したときにオンに転じるよう前記主スイッチング素子のオン・オフを制御する請求項１乃至６のいずれか記載のフライバック方式のスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、臨界モード制御により動作するフライバック方式のスイッチング電源装置に関し、特にアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

臨界モード制御により動作するフライバック方式の電源装置は、主スイッチング素子がオンの期間にトランスに励磁エネルギーを蓄積し、その後主スイッチング素子がオフし、励磁エネルギーが出力整流素子を通じて放出された後、速やかに主スイッチング素子がオンに転じるという動作を行う。この種の電源装置は従来から広く使用されており、例えば、リンギングチョークと呼ばれる自励式の電源装置や、臨界モード制御用のＩＣを用いた他励式の電源装置がある。

【0003】

近年、主スイッチング素子がオフの期間にクランプ素子を介してトランス巻線と並列にクランプコンデンサを接続することにより、トランス巻線の両端に発生する電圧のピーク値を制限するアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置が提案されている。

【0004】

例えば、特許文献１に開示されているスイッチン電源装置は、トランスの入力巻線と並列の位置に独特のクランプ回路が設けられている。クランプ回路は、第一及び第二クランプコンデンサの直列回路を入力巻線の両端に接続し又は切り離すクランプ素子と、第二クランプコンデンサの両端を短絡する第二ダイオード等で構成され、スイッチングの１周期の中の適宜のタイミングで、入力巻線に接続されるコンデンサ成分のＣ値を切り替える動作を行う。このクランプ回路を設けることによって、主スイッチング素子の両端に発生するサージ電圧を低減して主スイッチング素子等を保護したり、外部に漏洩するスイッチングノイズを低減したりすることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１２−１１０１１７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置は、クランプ素子の動作を制御するクランプ動作制御回路の部品点数が多くて動作も複雑なので、よりシンプルで安定に動作する構成が求められていた。

【0007】

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、部品点数が少なく安定に動作するアクティブクランプ回路を備えたフライバック式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明は、入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、前記入力巻線及び前記主スイッチング素子の接続点に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフするフライバック方式のスイッチング電源装置である。

【0009】

また本発明は、入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、前記入力巻線及び前記主スイッチング素子の接続点に一端が接続された第二のクランプコンデンサと、前記第二のクランプコンデンサの他端に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフするフライバック方式のスイッチング電源装置である。この場合、前記第一及び第二のクランプコンデンサは、前記２つのクランプコンデンサに発生する電圧比を安定化するため、それぞれ第一及び第二のバランス抵抗が並列接続されていることが好ましい。

【0010】

また本発明は、入力電源から供給される入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子に直列接続された入力巻線及び前記入力巻線と絶縁された出力巻線を有し、前記主スイッチング素子のオンの期間、前記入力電圧が前記入力巻線に印加されて励磁エネルギーが蓄積されるトランスと、前記主スイッチング素子がオフの期間に導通し、前記出力巻線に発生する電圧を整流すると共に、前記トランスが前記励磁エネルギーを放出する電流を流す出力整流素子と、前記出力整流素子が出力する整流電圧を平滑し、外部接続された負荷に出力電圧を供給する出力平滑コンデンサと、前記出力電圧を目標値に近づけるように前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する回路であって、前記トランスに蓄積された前記励磁エネルギーが前記出力整流素子を通じて放出された後、速やかに前記主スイッチング素子をオフからオンに反転させる臨界モード制御を行うスイッチング制御回路と、前記入力巻線を直列に分割した分割点に一端が接続された第一のクランプコンデンサと、前記第一のクランプコンデンサの他端にソースが接続され、前記入力巻線の他端にドレインが接続され、前記第一のクランプコンデンサの一端にゲートが接続されたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子とを備え、前記クランプ素子は、ゲート・ソース間に前記第一のクランプコンデンサの両端電圧が印加され、前記第一のクランプコンデンサの両端電圧の変化によりオン・オフするフライバック方式のスイッチング電源装置である。

【0011】

この場合、前記トランスの入力巻線は、多層基板の導体層に形成されたコイルパターンで成り、前記第一のクランプコンデンサは、前記多層基板上に実装され、前記入力巻線の分割点である前記コイルパターン内の特定の位置に、前記導体層に形成された配線パターンを介して接続されている構成であることが好ましい。

【0012】

さらに、前記クランプ素子のゲートと直列の位置に、振動電圧吸収用のゲート抵抗が挿入されていることが好ましい。また、前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチング素子の両端電圧が所定電圧以下に低下したときにオンに転じるよう前記主スイッチング素子のオン・オフを制御することが好ましい。

【発明の効果】

【0013】

本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置は、部品点数が少なく安定に動作する独特のクランプ回路により、理想的なアクティブクランプ動作を実現することができる。

【0014】

また、クランプコンデンサを第一及び第二のクランプコンデンサで構成したり、入力巻線を直列に分割した分割点に第一のクランプコンデンサを接続する構成にしたりすることによって、クランプ素子の駆動端子に入力される電圧を適切な値に調整することができ、入力電圧が高い電源装置にも容易に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。

【図2】第一の実施形態のフライバック方式のスイッチング電源装置の動作波形である。

【図3】本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。

【図4】第二の実施形態のフライバック方式のスイッチング電源装置の動作波形である。

【図5】本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。

【図6】第三の実施形態のフライバック方式のスイッチング電源装置の動作波形である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１、図２に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０は、臨界モード制御用のＩＣを用いた他励式の電源装置であり、入力電源１２から入力された直流の入力電圧Viを、直流の出力電圧Voに変換して出力する。

【0017】

まず、スイッチング電源装置１０の構成を図１に基づいて説明する。スイッチング電源装置１０は、入力電源１２の両端に、トランス１４の入力巻線１４ａ及び主スイッチング素子１６の直列回路が接続されている。主スイッチング素子１６は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、ドレインが入力巻線１４ａの一端に接続され、ソースが入力電源１２のグランド側に接続され、後述するスイッチング制御回路１８が出力する駆動パルスがゲート・ソース間に入力され、オン・オフする。なお、図１の回路図には、後述する動作説明に影響する素子として、主スイッチング素子１６のドレイン・ソース間に存在する寄生コンデンサ２０(ds)を記載している。

【0018】

トランス１４は、入力巻線１４ａと密に磁気結合した出力巻線１４ｂ及び補助巻線１４ｃを有している。これらの巻数は、それぞれNa，Nb，Ncである。各巻線に付したドットは極性であり、入力巻線１４ａは、一端が主スイッチング素子１６に接続され、他端が入力電源１２のプラス側に接続されている。ここでは、入力巻線１４ａの他端にドットを付し、これを基準に他の巻線の極性を表している。トランス１４は、主スイッチング素子１６がオンの期間、入力電圧Viが入力巻線１４ａに印加されて励磁エネルギーが蓄積され、オフの期間にこれを放出する動作を行う。なお、図１の回路図には、後述する動作説明に影響する素子として、入力巻線１４ａの両端に存在する巻線容量２２、入力巻線１４ａと直列の位置に存在するトランス１４のリーケージインダクタ２４を記載している。

【0019】

出力巻線１４ｂには、ドットが付してない一端にアノードが接続されたダイオードである出力整流素子２６が設けられている。出力整流素子２６は、主スイッチング素子１６がオフの期間に導通し、出力巻線１４ｂに発生する電圧を整流すると共に、トランス１４が励磁エネルギーを放出する電流を流す。

【0020】

出力整流素子２６のカソードと出力巻線１４ｂのドットが付された他端との間に出力平滑コンデンサ２８が設けられている。出力平滑コンデンサ２８は、出力整流素子２６が出力した整流電圧を平滑し、外部接続された負荷３０に出力電圧Voを供給する。

【0021】

このように、スイッチング電源装置１０は、トランス１４、主スイッチング素子１６、出力整流素子２６及び出力平滑コンデンサ２８で構成されたフライバック方式の電力変換部を有している。

【0022】

入力巻線１４ａの両端には、アクティブクランプ動作を行うためのクランプ回路３２が設けられている。クランプ回路３２は、ＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるクランプ素子３４と第一のクランプコンデンサ３６の直列回路を有し、第一のクランプコンデンサ３６の一端が入力巻線１４ａ及び主スイッチング素子１６の接続点に接続され、第一のクランプコンデンサ３６の他端がクランプ素子３４のソースに接続され、クランプ素子３４のドレインが、入力巻線１４ａのドットが付された他端に接続されている。そして、クランプ素子３４のゲートが、振動電圧吸収用のゲート抵抗３８を介して第一のクランプコンデンサ３６の一端に接続されている。なお、図１の回路図には、後述する動作説明に影響する素子として、クランプ素子３４のドレイン・ソース間に存在する寄生コンデンサ４０(ds)と、ゲート・ソース間に存在する寄生コンデンサ４０(gs)と、ソースからドレインの向きに導通する寄生ダイオード４２を記載している。寄生コンデンサ４０(gs)は、ゲート抵抗３８との間でローパスフィルタを構成し、ローパスフィルタは、第一のクランプコンデンサ３６の負の電圧V36が入力され、高周波の振動成分を取り除いた正の電圧Vg34を出力する。詳しくは、後の動作説明の中で述べる。

【0023】

スイッチング制御回路１８は、オン・オフ時間制御部１８ａ、オンタイミング制御部１８ｂ、及び駆動回路１８ｃを備えている。オン・オフ時間制御部１８ａは、出力電圧Voに相当する信号Vo1が一定の電圧値Vaに近づくように、すなわち、出力電圧Voが電圧値Vaに対応する目標値に保持されるように、主スイッチング素子１６のオン時間及びオフ時間を制御する。オンタイミング制御部１８ｂは、補助巻線１４ｃの電圧V14cを観測し、主スイッチング素子１６のオフ期間中、ドットが付されていない一端の電圧が−Vk以下に低下したとき、主スイッチング素子１６をオンに反転させる指令を出す。駆動回路１８ｃは、オン・オフ時間制御部１８ａからのオン時間及びオフ時間の指令と、オンタイミング制御部１８ｂからの主スイッチング素子１６をオンさせるタイミングの指令とを受け、双方を充足する駆動パルスを主スイッチング素子１６のゲート・ソース間に向けて出力する。

【0024】

ここで、主スイッチング素子１６の寄生コンデンサ２０(ds)のＣ値をC20(ds)、入力巻線１４ａの巻線容量２２のＣ値をC22、出力平滑コンデンサ２８のＣ値をC28、第一のクランプコンデンサ３６のＣ値をC36、クランプ素子３４の寄生コンデンサ４０(ds)，４０(gs)のＣ値をC40(ds)，C40(gs)とすると、各Ｃ値の大小関係は、式（１），（２）を満たすようにすることが好ましい。

【0025】

【数1】

【0026】

【数2】

次に、スイッチング電源装置１０の動作について、図２の動作波形に基づいて説明する。スイッチング電源装置１０の動作は、スイッチングの１周期を期間T1〜T6に分けて説明することができる。以下、各部のトランジスタ素子やダイオード素子が導通して電流が流れたとき、各素子の両端に発生する電圧降下は十分小さいと仮定し、無視して説明する。

【0027】

期間T1は、スイッチング制御回路１８の制御により、主スイッチング素子１６のゲート・ソース間の電圧Vg16がハイレベルになっており、主スイッチング素子１６がオンし、ドレイン・ソース間の電圧Vd16がほぼゼロボルトになっている。また、入力巻線１４ａにはドットの側に入力電圧Viが印加され、出力巻線１４ｂに接続された出力整流素子２６の両端が逆バイアスされるので、出力整流素子２６は非導通となる。したがって、主スイッチング素子１６の電流Id16の波形に示すように、所定の傾きで増加する電流が入力電源１２、入力巻線１４ａ、主スイッチング素子１６の経路に流れ、トランス１４に励磁エネルギーが蓄積される。出力整流素子２６の電流I26はゼロアンペアであり、出力電流Ioは出力平滑コンデンサ２８から負荷３０に向けて供給される。

【0028】

クランプ素子３４と第一のクランプコンデンサ３６の直列回路の両端には正の電圧V14a（入力電圧Vi）が印加される。期間T1は、クランプ素子３４がオフしており、入力電圧Viが寄生コンデンサ４０(ds)と第一のクランプコンデンサ３６で分圧され、上記の式（２）の関係より、クランプ素子３４のドレイン・ソース間の電圧Vd34がほぼ入力電圧Viとなり、第一のクランプコンデンサ３６の電圧V36がほぼゼロボルトとなる。クランプ素子３４のゲート・ソース間の電圧Vg34も、ほぼゼロボルトとなる。期間T1は、出力電圧信号Vo1を目標値Vaに近づけようとするスイッチング制御回路１８の制御により、主スイッチング素子１６の電圧Vg16がローレベルに転じた時に終了する。

【0029】

期間T2に入ると、主スイッチング素子１６がオフに転じ、トランス１４に蓄積された励磁エネルギーを放出するリセット動作が開始する。そのため、入力巻線１４ａ、寄生コンデンサ２０(ds)、入力電源１２の経路に寄生コンデンサ２０(ds)を充電する電流（リセット電流）が流れ、主スイッチング素子１６のドレイン・ソース間の電圧Vd16が上昇する。これに伴って巻線容量２２も放電され、入力巻線１４ａの電圧V14aが入力電圧Viからゼロに向かって低下する。

【0030】

また、期間T2の間は電圧V14aが正電圧なので、出力巻線１４ｂに接続された出力整流素子２６は逆バイアスの状態であり、出力整流素子２６は非導通のままである。クランプ素子３４もオフしており、電圧V14aがゼロボルトに向かって低下するのに伴って、電圧Vd34もゼロボルトに向かって低下する。また、電圧V36及び電圧Vg32は、ほぼゼロボルトに保持される。

【0031】

電圧V16dが上昇する速度は、ほぼ寄生コンデンサ２０(ds)、巻線容量２２、及び寄生コンデンサ４０(ds)を合成したＣ値により制限される。上記の式（２）に示すように、これらを合成したＣ値（C20(ds)，C22，C40(ds)を足し算した値）は非常に小さい値なので、電圧V16dが上昇する傾きは非常に急峻である。第一のクランプコンデンサ３６は、Ｃ値が大きいが、寄生コンデンサ４０(ds)と直列の形になるのでほとんど影響しない。期間T2は、電圧V14aがゼロボルトに達した時に終了する。

【0032】

期間T3に入っても、主スイッチング素子１６はオフを継続する。トランス１４のリセット動作も継続され、入力電源１２、トランス１４の入力巻線１４ａ及び巻線容量２２、寄生コンデンサ２０(ds)の経路に、寄生コンデンサ２０(ds)を充電する電流（リセット電流）が流れ、ドレイン・ソース間の電圧Vd16が入力電圧Viを超えて上昇する。これに合わせて、巻線容量２２を逆向きに充電する電流（リセット電流）が流れ、入力巻線１４ａの電圧V14aが負方向に上昇する。

【0033】

また、期間T3は、電圧V14aが負の電圧になるので出力巻線１４ｂの電圧がドットと逆向きになるが、負方向の電圧値が低いので、出力整流素子２６の両端は逆バイアスの状態であり、出力整流素子２６は非導通のままとなる。

【0034】

クランプ素子３４と第一のクランプコンデンサ３６の直列回路の両端には負の電圧V14aが印加される。期間T3が開始してしばらくの間、クランプ素子３４はオフしているが、寄生ダイオード４２が導通し、入力巻線１４ａの両端に第一のクランプコンデンサ３６が並列接続される形となる。したがって、第一のクランプコンデンサ３６を充電する電流（リセット電流）が流れ、電圧V36が電圧V14aとほぼ等しい波形になる。その後、電圧V36が負方向に上昇するのに伴い、クランプ素子３４の電圧Vg34が正方向に上昇し、ゲート閾値Vth34を超えると、クランプ素子３４がオンに転じる。クランプ素子３４がオンすると、寄生ダイオード４２に流れていたリセット電流がクランプ素子３４に流れるようになる。

【0035】

電圧V16dが上昇する速度は、ほぼ第一のクランプコンデンサ３６のＣ値により制限される。上記の式（２）の関係に示すように、このＣ値（＝C36）は大きい値なので、電圧V16dが上昇する傾きが期間T2よりも緩やかになる。寄生コンデンサ２０(ds)と巻線容量２２は、第一のクランプコンデンサ３６と並列に接続される形になるが、Ｃ値が小さいため、ほとんど影響しない。期間T3は、電圧V14aが負方向に上昇して(−Vr)に達した時に終了する。ここで、電圧値Vrは、式（３）のように表される。

【0036】

【数3】

期間T4に入ると、出力巻線１４ｂのドットと逆向きの電圧が出力電圧Voに達し、出力整流素子２６の両端が順バイアスの状態になり、出力整流素子２４が導通する。主スイッチング素子１６はオフを継続する。期間T4は、トランス１４のリセット電流が、出力整流素子２６、出力平滑コンデンサ２８及び負荷３０の経路に流れる。この電流は、出力整流素子２６の電流I26の波形に示すように、所定の傾きで減少する波形となる。出力整流素子２６が導通すると、非常に大きなＣ値（＝C28）を有する出力平滑コンデンサ２８が出力巻線１４ｂの両端に接続される形になるので、出力巻線１４ｂの電圧は、ほぼ出力電圧Voに固定される。

【0037】

出力巻線１４ｂの電圧が出力電圧Voに固定されるので、電圧V14aが、ほぼ(−Vr)＝(−Vo・Na／Nb)に保持される。ただし、期間T4の当初は、リーケージインダクタンス２４が原因で発生する高周波の振動成分が電圧V14aに重畳する。

【0038】

クランプ素子３４と第一のクランプコンデンサ３６の直列回路の両端には、高周波の振動成分が重畳した負の電圧V14aが印加される。期間T4に入ってもクランプ素子３４はオンを継続しており、入力巻線１４ａに第一のクランプコンデンサ３６が並列接続される形となる。したがって、第一のクランプコンデンサ３６を充電する電流（リセット電流）が流れ、電圧V36が電圧V14aとほぼ等しい波形になる。電圧Vg34は、ゲート抵抗３８及び寄生コンデンサ４０(gs)で成るローパスフィルタの効果により、電圧V36から高周波の振動成分が除去された波形（正の電圧）となる。つまり、ゲート抵抗３８を設けることによって、クランプ素子３４のゲート・ソース間に過大な振動電圧が入力されるのを防止することができる。期間T4は、出力整流素子２６の電流I26が減少してゼロアンペアになり、トランス１４のリセット動作が終了した時に終了する。

【0039】

期間T5に入ると、出力整流素子２６が非導通となり、出力電流Ioは、出力平滑コンデンサ２８から負荷３０に向けて供給される。また、主スイッチング素子１６はオフを継続し、クランプ素子３４はオンを継続する。したがって、トランス１４の各巻線の電圧は固定されず、トランス１４の励磁インダクタとトランス１４の周辺のコンデンサ成分との間で自由共振が発生する。主要なコンデンサ成分は、Ｃ値が大きい第一のクランプコンデンサ３６であり、寄生コンデンサ２０(ds)や巻線容量２２等は第一のクランプコンデンサ３６と並列に接続される形になるが、Ｃ値が小さいためほとんど影響しない。したがって、コンデンサ成分のＣ値が大きいため（共振周波数が非常に低くなるため）、負の電圧V14dが緩やかにゼロボルトに向かって上昇し、電圧Vd16も緩やかに低下する。これに伴い、負の電圧V36も緩やかにゼロボルトに向かって上昇し、正の電圧Vg34も緩やかに低下する。期間T5は、電圧Vg34が低下してゲート閾値Vth34に達した時に終了する。

【0040】

期間T6に入ると、クランプ素子３４がオフに転じる。主スイッチング素子１６はオフを継続し、出力整流素子２６もオフを継続する。したがって、期間T5と同様に、トランス１４の励磁インダクタとトランス１４の周辺のコンデンサ成分との間の自由共振が発生する。期間T6は、クランプ素子３４がオフしているので、主要なコンデンサ成分は、Ｃ値が小さい寄生コンデンサ２０(ds)、巻線容量２２、及び寄生コンデンサ４０(ds)に切り替わる。Ｃ値が大きい第一のクランプコンデンサ３６は、寄生コンデンサ４０(ds)と直列の形になるため、ほとんど影響しない。したがって、コンデンサ成分のＣ値（C20(ds)，C22，C40(ds)を足し算した値）が小さいため（自由共振の周波数が非常高くなるため）、負の電圧V14dがゼロボルトに向かう速度がやや速くなり、電圧Vd16が低下する速度もやや速くなる。

【0041】

期間T6は、スイッチング制御回路１８の制御により、主スイッチング素子１６のゲート・ソース間の電圧Vg16がハイレベルに転じた時に終了する。オンタイミング制御部１８ｂは、補助巻線１４ｃの電圧V14cを観測することにより、電圧Vd16の状態を検出する。電圧V14cと電圧Vd16の関係は、式（４）のように表される。

【0042】

【数4】

オンタイミング制御部１８ｂは、電圧V14cが(−Vk)まで低下したことを検出すると、電圧Vd16がゼロボルト付近の所定電圧（＝Vi−Vk・Na/Nc）まで低下したと判断し、駆動回路１８ｃが主スイッチング素子１６のゲート・ソース間の電圧Vg16をハイレベルに反転させ、主スイッチング１６をオンさせる。この動作により、主スイッチング素子１６がゼロボルトスイッチング又はこれに近い動作を行うことができ、主スイッチング素子１６のスイッチング損失が小さく抑えられる。

【0043】

その後、スイッチング電源装置１０は、次の周期の期間T1〜T6に移行し、上述した動作を繰り返す。

【0044】

以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、部品点数が少なく安定に動作する独特のクランプ回路３２により、理想的なアクティブクランプ動作（特許文献１のスイッチング電源装置と同様の動作）を実現することができる。

【0045】

また、クランプ素子３４のゲートと直列の位置にゲート抵抗３８が設けられ、電圧V36から高周波の振動成分を取り除いた電圧Vg34が生成されるので、クランプ素子３４のゲート・ソース間に過大な振動電圧が入力されるのを防止することができる。さらに、オンタイミング制御部１８ｂの動作により、電圧Vd16がゼロボルト付近まで低下した時に主スイッチング素子１６がオンするので、主スイッチング素子１６のスイッチング損失が小さく抑えられる。

【0046】

次に、本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図３、図４に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置４４は、上記のスイッチング電源装置１０のクランプ回路３２を、新たなクランプ回路４６に置き換えたもので、特に入力電圧Viが高い場合に適した実施形態である。

【0047】

クランプ回路４６は、図３に示すように、第一のクランプコンデンサ３６の位置に第一のクランプコンデンサ４８(1)が設けられ、第一のクランプコンデンサ４８(1)及びゲート抵抗３８の接続点と、入力巻線１４ａ及び前記主スイッチング素子１６の接続点との間に、第二のクランプコンデンサ４８(2)が設けられている。また、第一及び第二のクランプコンデンサ４８(1)，４８(2)の両端に、それぞれ第一及び第二のバランス抵抗５０(1)，５０(2)が並列接続されている。第一のクランプコンデンサ４８(1)のＣ値はC48(1)、第二のクランプコンデンサ４８(2)のＣ値はC48(2)である。

【0048】

上記の式（１），（２）は上記実施形態のクランプ回路３２についての式であるが、クランプ回路４６の場合は、C36を、C48(1)及びC48(2)を合成した値（＝C48(1)・C48(2)／(C48(1)＋C48(2)）に置き換えて考えるとよい。また、ゲート抵抗３８が第一及び第二のクランプコンデンサ４８(1)，４８(2)の接続点に接続されているため、ゲート抵抗３８及び寄生コンデンサ４０(gs)で成るローパスフィルタに入力されるのは、第一及び第二のクランプコンデンサ４８(1)，４８(2)の直列回路の両端電圧（＝V48(1)＋V48(2)）ではなく、これを分圧した電圧V48(1)となる。したがって、電圧V48(1)，V48(2)，Vg34の関係は、式（５）のように表される。

【0049】

【数5】

式（５）における分数の部分を容量分圧比Ybとすると、容量分圧比Ybは、C48(1)がC40(gs)よりも十分大きいとすれば、ほぼC48(1)とC48(2)の比で決まることになる。ただし、クランプ素子３４のゲート電流や寄生コンデンサ４０(gs)に流れる電流等の影響で、第一及び第二のクランプコンデンサ４８(1)，４８(2)に流れる電流のバランスが崩れると、容量分圧比Ybが不安定になるケースが考えられる。しかし、第一及び第二のバランス抵抗５０(1)，５０(2)を設けると、電流のアンバランスを容易に解消することができるので、式（５）に示す容量分圧比Ybを安定に得ることができる。

【0050】

次に、スイッチング電源装置４４の動作について、図４の動作波形に基づいて説明する。スイッチング電源装置４４の動作波形は、上記のスイッチング電源装置１０の動作波形（図２）とほぼ同様の形となるが、特徴的なところは、クランプ素子３４のゲート・ソース間の電圧Vg34の電圧レベルである。

【0051】

スイッチング電源装置４４は、期間T3〜T5において、第一のクランプコンデンサ４８(1)の電圧V48(1)が、電圧V14aに容量分圧比Ybを乗じた電圧となり、電圧Vg34の波高値は（Yb・Vr）となる。

【0052】

電圧値Vrは、式（３）から分かるように、トランス１４の入力巻線１４ａと出力巻線１４ｂの巻数Na，Nbによって異なってくる。通常、巻数Na，Nbは、トランス１４の飽和特性や出力整流素子２６の耐電圧特性等を考慮して設定され、例えば、「入力電圧Vi＝24Vの電源装置」において巻数Na＝6ターンが適切である場合、同様の条件で「入力電圧Vi＝48Vの電源装置」を設計すると、巻数Na＝12ターンが適切と言える。したがって、入力電圧Viの高い電源装置は、相対的に電圧値Vrが高くなり、電圧Vg34も高くなってしまう。

【0053】

一方、クランプ素子３４に使用されるＭＯＳ型ＦＥＴは、通常、ゲート・ソース間の耐電圧が20V〜30V程度なので、電圧Vg34の波高値は、20V〜30V以下でなければならない。このため、上記のスイッチング電源装置１０の場合、電圧Vg34の波高値を一定以下に抑えるための特別な手段を備えていないので、入力電圧Viが高い電源装置にそのまま適用することができない。

【0054】

これに対して、スイッチング電源装置４４は、第一及び第二のクランプコンデンサ４８(1)，４８(2)のＣ値（＝C48(1)，C48(2)）を変更することによって容量分圧比Ybを自在に調節できるので、電圧Vg34の波高値を容易に20〜30V以下に抑えることができる。

【0055】

以上説明したように、スイッチング電源装置４４は、上記のスイッチング電源装置１０と同様の作用効果を得ることができ、さらに、入力電圧Viが高い電源装置にも容易に適用することができる。

【0056】

次に、本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置の第三の実施形態について、図５、図６に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置５２は、上記のスイッチング電源装置１０のクランプ回路３２を新たなクランプ回路５２に置き換えたもので、特に入力電圧Viが高い場合に適した実施形態である。

【0057】

クランプ回路５２は、図５に示すように、第一のクランプコンデンサ３６及びゲート抵抗３８の接続点が、入力巻線を直列に分割した分割点に接続されている。以下、入力巻線における分割点より入力電源１２側の部分を第一の入力巻線１４ａ(1)、主スイッチング素子１６側の部分を第二の入力巻線１４ａ(2)と称し、巻数はそれぞれNa(1)，Na(2)とする。

【0058】

上記の式（１），（２）は上記実施形態のクランプ回路３２についての式であるが、クランプ回路５２の場合は、NaをNa(1)に置き換え、C36をC36・［(Na(1)＋Na(2))／Na(1)］²に置き換え、C40(ds)をC40(ds)・［(Na(1)＋Na(2))／Na(1)］²に置き換え、C40(ds)をC40(gs)・［(Na(1)＋Na(2))／Na(1)］²に置き換えて考えるとよい。

【0059】

次に、スイッチング電源装置５２の動作について、図６の動作波形に基づいて説明する。スイッチング電源装置５２の動作波形は、上記のスイッチング電源装置１０の動作波形（図２）とほぼ同様の形となるが、特徴的なところは、クランプ素子３４のゲート・ソース間の電圧Vg34の電圧レベルである。

【0060】

スイッチング電源装置４４は、期間T3〜T5において、第一のクランプコンデンサ３６の電圧V36が、第一の入力巻線１４ａ(1)の電圧V14a(1)とほぼ等しくなり、電圧Vg34の波高値はVr(1)となる。つまり、電圧Vg34の波高値（期間T4における電圧Vg34）は、式（６）のように表される。

【0061】

【数6】

電圧値Vr(1)は、式（６）から分かるように、巻数Na(1)によって異なってくる。先に述べたように、入力電圧Viが高い電源装置を設計すると入力巻線の総巻数（Na(1)＋Na(2)）が多くなるため、クランプ素子３４のゲート・ソース間の耐電圧が問題になる。しかし、スイッチング電源装置５２は、巻数Na(1)とNa(2)の比を変更することによって電圧値Vr(1)を自在に調節できるので、電圧Vg34の波高値を容易に20〜30V以下に抑えることができる。

【0062】

以上説明したように、スイッチング電源装置５２は、上記のスイッチング電源装置１０と同様の作用効果を得ることができ、さらに、部品点数を増やさずに入力電圧Viが高い電源装置にも適用することができる。例えば、上記のスイッチング電源装置４４と比較すると、スイッチング電源装置４４の場合は、入力電圧Viが高い電源装置に適用できるようにするため、スイッチング電源装置１０の構成に複数の部品（第二のクランプコンデンサ、バランス抵抗）を追加しているが、スイッチング電源装置５２の場合は、部品を追加せずに同様の効果を得ることができる。

【0063】

ただ、トランス１４をディスクリート部品で構成する場合（例えば、ボビンに電線を巻回してコアを組み付けた一般的な構造）、入力巻線を直列に分割した分割点を外部に引き出すため、端子を１つ追加する必要があるので、ボビンの端子の数が足りなくケースが考えられる。しかし、トランス１４の各巻線を多層基板の導体層に形成されたコイルパターンで構成し、この多層基板にトランス１４以外の回路素子を実装する構造にすれば、コイルパターン内の特定の位置（入力巻線の分割点）と第一のクランプコンデンサ３６の一端を、導体層に形成した配線パターンを用いて簡単に接続できるので、ボビンの端子の数が足りなくなるという問題は発生しない。

【0064】

なお、本発明のフライバック方式のスイッチング電源装置は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、第一のクランプコンデンサの電圧に重畳する高周波の振動電圧（期間T4）が小さい場合は、クランプ素子に接続されている振動電圧吸収用のゲート抵抗を省略してもよい。

【0065】

また、上記実施形態では、動作の説明を容易にするため、式（２）に示すように、主スイッチング素子の寄生コンデンサのＣ値（＝C20(ds)）、入力巻線の巻線容量のＣ値（＝C22）、クランプ素子の寄生コンデンサのＣ値（＝C40(ds)，C40(gs)）が十分小さいと仮定した。しかし、クランプコンデンサのＣ値が比較的小さい場合、寄生コンデンサ等のＣ値も回路特性に影響する。この場合は、寄生コンデンサ等の位置に、各部のＣ値を調整するためのコンデンサ素子を接続してもよい。

【0066】

上記実施形態のスイッチング制御回路は、臨界モード制御用のＩＣを用いて他励式の制御を行う構成であるが、リンギングチョークコンバータのように自励式で臨界モード制御が行われる構成にしてもよい。

【0067】

主スイッチング素子のゼロボルトスイッチング又はこれに近い動作を実現するため、上記のスイッチング制御回路１８は、補助巻線１４ｃの電圧変化を観測することによって主スイッチング素子１６の両端電圧Vd16が低下したことを検知しているが、主スイッチング素子の両端電圧を直接に観測する構成にしてもよい。あるいは、期間T4が終了したタイミング（トランス１４のリセット動作が終了したこと）を所定の方法で検知し、その後一定時間が経過した時に電圧Vd16が一定以下に低下しているとみなす方法を使用してもよい。この方法は、一般的なリンギングチョークコンバータにも適用しやすい方法である。

【符号の説明】

【0068】

１０，４４，５２ スイッチング電源装置
１４ トランス
１４ａ 入力巻線
１４ａ(1) 第一の入力巻線
１４ｂ(2) 第二の入力巻線
１４ｂ 出力巻線
１４ｃ 補助巻線
１６ 主スイッチング素子
１８ スイッチング制御回路
２６ 出力整流素子
２８ 出力平滑コンデンサ
３２，４６，５４ クランプ回路
３４ クランプ素子
３６，４８(1) 第一のクランプコンデンサ
３８ ゲート抵抗
４８(2) 第二のクランプコンデンサ
５０(1)，５０(2) バランス抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】