特許 6265478 チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6265478

(24)【登録日】2018年1月5日

(45)【発行日】2018年1月24日

(54)【発明の名称】チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ

(51)【国際特許分類】

   H01P 7/08 20060101AFI20180115BHJP

   H01P 1/203 20060101ALI20180115BHJP

【ＦＩ】

   H01P7/08

   H01P1/203

【請求項の数】14

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2014-14962(P2014-14962)

(22)【出願日】2014年1月29日

(65)【公開番号】特開2015-142297(P2015-142297A)

(43)【公開日】2015年8月3日

【審査請求日】2016年4月8日

(73)【特許権者】

【識別番号】304023994

【氏名又は名称】国立大学法人山梨大学

(73)【特許権者】

【識別番号】000004215

【氏名又は名称】株式会社日本製鋼所

(74)【代理人】

【識別番号】100112173

【弁理士】

【氏名又は名称】中野 修身

(74)【代理人】

【識別番号】100169683

【弁理士】

【氏名又は名称】和泉 等

(72)【発明者】

【氏名】關谷 尚人

(72)【発明者】

【氏名】寺尾 勝廣

(72)【発明者】

【氏名】岸田 和人

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 庸夫

(72)【発明者】

【氏名】北田典敬

【審査官】 米倉 秀明

(56)【参考文献】

【文献】 特開平１１−１３６０１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０９−１３９６１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−１３０６９９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−０９６９３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０６１２９６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２３１９４７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０２１６３９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０１Ｐ ７／０８

Ｈ０１Ｐ １／２０３

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器において、スタブ１１の上部空間に誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド共振器。

【請求項2】

請求項１に記載したチューナブルデュアルバンド共振器において、誘電体２５を移動させ、誘電体２５の位置を、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振器１０の上部空間に設けた、偶モードと奇モードの共振周波数を独立して周波数チュ
ーニングが可能であるチューナブルデュアルバンド共振器。

【請求項3】

半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、
スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。

【請求項4】

半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該ストリップ導体が、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリ
ップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称
面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアル
バンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波
長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。

【請求項5】

半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き
、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデ
ュアルバンド帯域通過フィルタであって、ｍを変えることによって偶モードの通過帯域の結合係数を調整し、その後、ｎを調節することにより偶モードの通過帯域の結合係数を一定に保ちながら奇モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とする
デュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間
部の半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。

【請求項6】

請求項４又は請求項５の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ高さに調整することにより、奇
モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。

【請求項7】

請求項４又は請求項５の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ高さに調整することにより、偶モード
のみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。

【請求項8】

請求項４又は請求項５の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブ
ルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。

【請求項9】

請求項４又は請求項５の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュ
アルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。

【請求項10】

半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波
路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設け
た構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器とからなる合計３基のデュアルバンド共振器とか
らなる構造を有し、第一のデュアルバンド共振器と第三のデュアルバンド共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、給電導体線１３を設け、一方の給電導体線１３を入力側とし、もう一方の給電導体線１３を出力側としたことに特徴を有する多段型デュアルバンド帯
域通過フィルタ であって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振
器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。

【請求項11】

請求項１０の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、奇モードのみ通過帯域特性を調
整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。

【請求項12】

請求項１０の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、偶モードのみ通過帯域特性を調整する
周波数チューニングのシフト量の調整方法。

【請求項13】

請求項１０の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアル
バンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。

【請求項14】

請求項１０の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド
帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、高周波やマイクロ波を使った装置、例えば、移動体通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数チューニングと帯域内通過特性の改善を同時に実現する技術に関するものである。

【背景技術】

【0002】

近年、映像などのデータ通信が爆発的に増大し、ネットワーク容量の逼迫と周波数資源の逼迫が世界的に見込まれ大きな問題となっている。これ対して高速・大容量通信と周波数資源の有効利用を同時に実現可能な移動体通信基地局用マイクロ波フィルタの開発が求められている。さらに、近年では複数の周波数帯に対応する通信機器が望まれている。

【0003】

高速・大容量通信を実現する一つの方法として二つの周波数帯域を同時に使って通信する方法が提案されており、その要素技術として二つの周波数帯域を同時に通過させるデュアルバンド帯域通過フィルタが提案されている。

【0004】

従来、通過帯域を二つもつことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタは、次のような構成方法が存在する。
図１に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートＭ１、Ｍ２とそれぞれ結合することによってフィルタ１００を構成している（非特許文献１）。

【0005】

デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は偶・奇モードを有し、この二つのモードを制御することで二つの通過帯域を持つデュアルバンド共振器を構成している。このフィルタ１００では、入出力ポートＭ１、Ｍ２は両端のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ３と直接結合し、二つの通過帯域の両方で所望の特性を同時に得られる接続位置を決定する必要がある。

【0006】

一方、周波数資源の有効利用には急峻な遮断特性を有する帯域通過フィルタが求められている。一般的に共振器の数を増やす多段化を行うと急峻な遮断特性を実現できる。しかし、銅などの常伝導体には抵抗があるため、多段化とともに挿入損失も増大し、低損失と急峻な遮断特性の両立は不可能であった。この問題を解決するひとつの方法として、例えば超伝導帯域通過フィルタが提案されている（特許文献1）。超伝導体は銅などと比べて表面抵抗がマイクロ波帯で2〜3桁ほど低いため、多段化しても挿入損失を小さく抑えることができるため、低損失で急峻な遮断特性の両立を実現することができる。
また、複数の周波数帯に対応する方法としては帯域通過フィルタの中心周波数を可変することができる中心周波数チューナブル帯域通過フィルタが提案されている。
図2は、従来の超伝導チューナブル帯域通過フィルタの構成例である。誘電体基板S5上に形成されたマイクロストリップ型のフィルタパターンS1の上方に、誘電体プレートS10を配置する。圧電素子などのアクチュエータなどを用いて誘電体S10とフィルタパターンS1との距離hを変えることでフィルタパターンS1から放射される電界分布を変化させ中心周波数を可変する（特許文献2）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開２００２−５７５０６号公報

【特許文献2】特許第３５３５４６９号公報

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】Jia-Sheng Hong ,Wenxing Tang, “Dual-band filter based on non-degenerate dual-mode slow-wave open-loopresonators ,”IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp.861-864, 2009.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

デュアルバンド帯域通過フィルタは、二つの通過帯域の共振周波数を１つの共振器で実現するデュアルバンド共振器を用いてデュアルバンド帯域通過フィルタを実現する。図１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタの各帯域の中心周波数は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に発生する偶・奇モードによって決定される。デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の奇モード部分は偶モードと共通なため、奇モードを調整すると偶モードにも影響を与える。各帯域の帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間距離で制御するが、このデュアルバンド帯域通過フィルタに誘電体プレートS10を用いて中心周波数チューニングを行うと、デュアルバンド帯域通過フィルタの上方全面を誘電体プレートが覆うこととなる。そのため、デュアルバンド帯域通過フィルタの偶・奇モード両方に影響を与えることから、中心周波数をチューニングすることが可能であるが、偶・奇モードを独立して周波数チューニングすることは困難である。また、フィルタ全体を誘電体プレートで覆われているため、デュアルバンド共振器間の電磁界分布にも影響を与えることから帯域幅も変化する問題も生じる。さらに、中心周波数のシフト量が増加すると帯域内通過特性が劣化するため、各共振器の共振器周波数を調整するためのトリミング機構が周波数チューニング機構とは別に必要となる。ここで、トリミングとは、帯域内通過特性を改善する方法のことである。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたものである。すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数を独立してチューニング（可変）することができ、なおかつ中心周波数チューニング後に劣化する帯域内通過特性を、新たにトリミング機構を導入せずに周波数チューニング機構を用いて改善することができる中心周波数チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明で用いる代表的デュアルバンド共振器は基本的には、図３に示すように、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域
で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶
モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い
ストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、
対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器であり、このデュアルバンド共振器をチューニング可能な構造とすることを見出だしたものである。

【0011】

すなわち本発明は、図３に示すように、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器において、スタブ１１の上部空間に誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド共振器である。
また、本発明は、上記のチューナブルデュアルバンド共振器において、誘電体２５を移動させ、誘電体２５の位置を、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振器１０の上部空間に設けた偶モードと奇モードの共振周波数を独立して周波数チューニングが可能であるチューナブルデュアルバンド共振器である。

【0012】

さらに、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、
スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。

【0013】

また本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該ストリップ導体が、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリ
ップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称
面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアル
バンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波
長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き
、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデ
ュアルバンド帯域通過フィルタであって、ｍを変えることによって偶モードの通過帯域の結合係数を調整し、その後、ｎを調節することにより偶モードの通過帯域の結合係数を一定に保ちながら奇モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とする
デュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間
部の半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。

【0014】

またさらに、本発明の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ
高さに調整することにより、奇モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法である。
さらに、本発明の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ高さに調整することにより、偶モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法である。

【0015】

さらに、本発明の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
また、本発明の２段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。

【0016】

さらに、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波
路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設け
た構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器とからなる合計３基のデュアルバンド共振器とか
らなる構造を有し、第一のデュアルバンド共振器と第三のデュアルバンド共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、給電導体線１３を設け、一方の給電導体線１３を入力側とし、もう一方の給電導体線１３を出力側としたことに特徴を有する多段型デュアルバンド帯
域通過フィルタ であって、半波長共振器１０とスタブ１１の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ１１の上部空間、又は、半波長共振器１０とスタブ１１を合わせた長さの中間部の半波長共振
器１０の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド２５を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、奇モードのみ通過帯域特性を調整することができる。
また本発明の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、偶モードのみ通過帯域特性を調整することができる。

【0017】

さらに、本発明の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各半波長共振器１０の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
また、本発明の３段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法（トリミング）は、各スタブ１１の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド２５のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに二つの通過帯域の中心周波数を独立してチューニングすることが可能であり、また、チューニング後に劣化する帯域内通過特性を改善することができるチューナブルデュアルバンド共振器及びそれを用いたチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】従来例

【図2】従来例

【図3】本発明で用いたデュアルバンド共振器の構造

【図4】本発明で用いたデュアルバンド共振器の断面図

【図5】本発明で用いたデュアルバンド共振器の電流分布図

【図6】本発明で用いたデュアルバンド共振器と誘電体ロッドの配置位置

【図7】誘電体ロッド２５をスタブ１１の開放端に配置したときと、誘電体ロッド２５がないときの周波数特性

【図8】本発明で用いたデュアルバンド共振器と誘電体ロッドの配置位置

【図9】誘電体ロッド２５を偶モード共振器の中央部に配置した時と誘電体ロッド２５がないときの周波数特性

【図10】本発明のチューナブルデュアルバンド共振器における誘電体ロッドの高さによるシフト量の調整（実施例２）

【図11】本発明のチューナブルデュアルバンド共振器における誘電体ロッドの高さによるシフト量の調整（実施例３）

【図12】本発明で用いた２段デュアルバンド帯域通過フィルタの構造（実施例４）

【図13】導波路１２を用いない時の共振器間距離ｍと結合係数kの関係

【図14】共振器間距離ｍが一定で、導波路１２のnの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kの変化（実施例３）

【図15】実施例５で用いた３段デュアルバンド帯域通過フィルタの構造

【図16】実施例５で用いた３段デュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性

【図17】偶モードの中心周波数だけを調整する際のデュアルバンド帯域通過フィルタの誘電体ロッドの配置位置（実施例６）

【図18】偶モードの中心周波数だけを調整したときのチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性（実施例６）

【図19】奇モードの中心周波数だけを調整する際のデュアルバンド帯域通過フィルタの誘電体ロッドの配置位置（実施例7）

【図20】奇モードの中心周波数だけを調整したときのチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性（実施例7）

【図21】図１８の偶モード（5.0 GHz付近）の反射特性（Ｓ11）

【図22】図１７の側面図

【図23】図20の奇モード（3.5 GHz付近）の反射特性（S11）（実施例８）

【図24】図19の側面図

【図25】誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッドの半径ｒを変えた時の周波数シフト量の変化（実施例１０）

【図26】図１９の上面図（実施例１１）

【図27】楕円形の誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッドの長さsを変えた時の周波数シフト量の変化（実施例１１）

【発明を実施するための形態】

【0020】

本発明で用いる誘電体基板は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図３の中央部に示す。図３の左は、半波長共振器（奇モード共振）１０であり、基本的にはヘアピン形状をした左右対称のマイクロストリップライン構造である。図３の右は、スタブを示す。
図３中央は、ヘアピン形状をした半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ヘアピン形状をしたストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器である。
当該デュアルバンド共振器は、単独又は複数個組み合わせて、デュアルバンド帯域通過フィルタをつくることができる。
次に、その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造のデュアルバンド帯域通過フィルタを作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。

【0021】

ロッド２５は、高誘電率、低誘電正接の材料が望ましく、サファイヤ、京セラＳＶ３８０などを挙げることが出来る。（図６及び図８参照）
また、ロッド２５の形状は、断面の形状は特に決まっていないが、ロッド２５をネジの回転で押し込む構造の場合は、断面円形が好ましい。また、回転させないでロッド２５をストリップ導体に近づける構造の場合は、どのような断面形状であっても差し支えない。ただし、奇モードの周波数チューニングを行う場合は、断面円形であっても近づけるロッドの円形断面が、ストリップ導体の幅を超える場合は、楕円形にし、ストリップ導体の幅を超えないように工夫する。（図２６参照）
また、偶モードの周波数チューニングにおいて最大シフト量を増やすには誘電体ロッド２５の半径を大きくすればよい。
さらに、奇モードの周波数チューニングにおいて最大シフト量を増やすには誘電体ロッド２５を楕円形にし、デュアルバンド共振器の長さ方向に誘電体ロッド２５のサイズを大きくすればよい。

【実施例1】

【0022】

本発明の実施形態の共振器はマイクロストリップライン構造である。図３は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器の一実施例の平面図であり、図４は図３の断面図である。これらの図中の２２は所定の厚さの誘電体で、誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にデュアルバンド共振器を構成するストリップ導体２３が配置されている。（かかる誘電体２２は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料を用いて形成することが望ましい。接地導体２１は導体損の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。ストリップ導体も導体損失の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。）この説明は、以下のマイクロストリップライン構造を用いた共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
必要に応じて、図３の１０と１１の間にスイッチを設けることもできるが、本実施例ではスイッチが無いものについて示す。
図３のデュアルバンド共振器のＡ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造である。半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となる。
図５は本発明のデュアルバンド共振器の電流分布である。奇モードの場合は図５（a）のようにデュアルバンド共振器に流れる電流は半波長共振器１０にだけ流れ、奇モード共振器として動作する。このとき半波長共振器１０の屈曲部は半波長共振器１０の中心部分であり、電圧が０で電流最大となることからGNDとみなすことができるためスタブ１１は半波長共振器１０の共振周波数に影響を与えない。また、偶モードの場合は図５（ｂ）のように半波長共振器１０とスタブ１１に電流が流れ、半波長ストレートライン共振器として動作する。
以上の電流分布から対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことでデュアルバンド共振器として作用することが出来る。
本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。半波長共振器１０及びスタブ１１をステップインピーダンス構造にすることで、小型化が望める。
図６は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器と周波数チューニングを行うための誘電体ロッド２５の一実施例の斜視図である。誘電体ロッド２５はデュアルバンド共振器の上方に配置されている。（かかる誘電体ロッド２５は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、誘電率の大きさによって周波数のシフト量が変化するため、誘電率は所望の特性に合わせて選択することが望ましい。）また、デュアルバンド共振器に信号を入出力するための給電線２４が配置されている。
本発明の大きな特徴は誘電体ロッド２５を用いることで、偶モードと奇モードの共振周波数を完全に独立して調整できるようにした点である。誘電体ロッド２５による周波数チューニング方法は共振器に分布するキャパシタンスCを変化させることで行う。共振器のキャパシタンスCが最も分布するのは共振器の開放端である。一方、キャパシタンスCの分布がほとんどない部分は電流集中が最も大きくなる半波長共振器の中央部分となる。奇モードの場合、図５（a）の半波長共振器１０の屈曲部であり、偶モードの場合、図５(b)の半波長共振１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器の中央部分となる。したがって、電流集中が最大の場所ではキャパシタンスCが分布しないことから誘電体ロッド ２５によって周波数はシフトしない。
これらを踏まえて偶・奇モードで独立して共振周波数を調整するために誘電体ロッド２５の配置位置を考えると、偶モードの共振周波数だけを調整するにはスタブ１１の開放端部分に誘電体ロッドを配置することで奇モードに影響を与えることなく共振周波数を調整できる。一方、奇モードの共振周波数だけを調整する場合は、偶モード共振器の中心部分（半波長共振器１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器の中央部分）に誘電体ロッドを配置することで、偶モードの電流集中が最大の場所であることから、偶モードの共振周波数は変化せず、奇モードの共振周波数だけを調整できるようになる。
このことを確認するために、3次元電磁界解析シミュレータMW-studio（AET社製）を用いてシミュレーションを行った。デュアルバンド共振器の共振周波数は奇モードが3.5GHzとし、偶モードを5.0 GHzとした。図７に誘電体ロッド２５を図６のようにスタブ１１の開放端に配置したときと誘電体ロッド２５がないときの周波数特性を示す。誘電体ロッド２５の誘電率は３９とし、誘電体ロッド２５の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じとした。このときの誘電体ロッド２５の直径は1.0 mmであった。また、誘電体ロッド２５の長さは4.0 mm とした。デュアルバンド共振器と誘電体ロッド２５の距離は0.01 mmとした。
図７より、誘電体ロッド２５がないとき、共振周波数は3.5 GHzと5.0 GHzとなり、デュアルバンド共振器として動作していることが確認された。誘電体ロッド２５を図６のようにデュアルバンド共振器のスタブ開放端に配置すると奇モードの共振周波数は変化せずに偶モードの共振周波数だけが誘電体ロッド２５がない時と比べて低周波数に大きくシフトしていることがわかる。
次に、誘電体ロッド２５を図８のように偶モード共振器（半波長共振１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器）の中央部に配置した時と誘電体ロッド２５がないときの周波数特性を図９に示す。誘電体ロッド２５の誘電率は３９とし、誘電体ロッド２５の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じとした。このときの誘電体ロッド２５の直径は1.0 mmであった。また、誘電体ロッド２５の長さは4.0 mm とした。デュアルバンド共振器と誘電体ロッド２５の距離は0.01 mmとした。図9からわかるように偶モードの共振周波数が変化せずに奇モードの共振周波数だけが誘電体ロッド２５がない時と比べて低周波にシフトしていることがわかる。

【実施例2】

【0023】

図１０は誘電体ロッド２５をスタブ１１の開放端に配置したときの誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との間の高さhに対する偶モードの共振周波数の変化を示す図である。図１０より、誘電体ロッド２５がデュアルバンド共振器に接近するにしたがって偶モードの共振周波数が低周波にシフトする。誘電体ロッド２５がデュアルバンド共振器に接近すればするほど偶モードの共振周波数を大きくチューニングすることが可能である。このとき、奇モードの共振周波数は変化しない。

【実施例3】

【0024】

図１１は図８のように誘電体ロッド２５を偶モード共振器（半波長共振１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器）の中央部に配置したときの誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との間の高さhに対する奇モードの共振周波数の変化を示す図である。図１１より、誘電体ロッド２５がデュアルバンド共振器に接近するにしたがって奇モードの共振周波数が低周波にシフトする。誘電体ロッド２５がデュアルバンド共振器に接近すればするほど奇モードの共振周波数を大きくチューニングすることが可能である。このとき、偶モードの共振周波数は変化しない。

【実施例4】

【0025】

図１２は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。２段デュアルバンド帯域通過フィルタは図３に示したデュアルバンド共振器を二つ配置し、二つのデュアルバンド共振器の中央に導波路１２が配置されている。フィルタを設計するためには設計条件が必要である。ここでは、デュアルバンド帯域通過フィルタにおいて二つの通過帯域で設計が困難である同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタについて例を上げて説明する。設計にはチェビシェフ関数型フィルタを用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz（2％）、リップル0.1
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値（0.018）となる。
本発明の大きな特徴は導波路１２を用いることと半波長共振器１０の結合を極端に小さくすることで奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅の設計自由度を高めた点である。
一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図１３は導波路１２を用いない時の共振器間距離ｍと結合係数kの関係を示す。図１３より、共振器間の距離ｍを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、ある共振器間距離ｍを決めると、一意的に二つの通過帯域の結合係数が決まることから、帯域幅の設計自由度がなく問題であった。
この問題に対して、本発明は偶モードの通過帯域の帯域幅は共振器間距離ｍによって調整し、その後、導波路１２によって奇モードの通過帯域の帯域幅を調整する。その際、導波路１２が偶モードの通過帯域の帯域幅に影響を与えない位置に導波路を配置することが重要である。導波路１２は共振器とギャップを介して結合しているため、電界結合成分に影響を与える。したがって、偶モードに導波路１２が影響を与えないようにするためには、磁界結合成分が最も大きな部分に配置することで、導波路を無視することができる。偶モードの磁界が最も大きな偶モード共振器部分は電流が最大の部分に相当することから偶モード共振器（半波長共振１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器）の中央部分である。
また、奇モードの通過帯域の帯域幅が導波路１２だけで調整できるようにするには共振器間距離ｍに依存しないようにすることが重要であり、半波長共振器１０の開放端部分のギャップｇを近づけることが重要である。一般的に隣り合う二つのストリップラインの電流の向きが互いに逆向きの場合、隣り合う二つのストリップラインの距離が近いほど外部に放射される磁界が小さくなる。このことを利用することで、半波長共振器１０による奇モードの通過帯域の結合を小さくすることができ、共振器間距離ｍによる依存性を小さくすることが可能となる。
図１３の奇モードの結合係数が偶モードに対して極端に小さく、共振器間距離ｍに対して変化量が小さいのは半波長共振器１０の開放端部分のギャップｇを狭くしているためである。つまり、共振器間距離ｍに対して奇モードの結合係数の変化量が小さい半波長共振器１０の開放端部分のギャップｇを選ぶ必要がある。
図１４は図１２の共振器間距離ｍが一定で、導波路１２のnの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図１４より、奇モードの通過帯域における結合係数を大幅に変化させn=4.6 mmのとき、目的の結合係数0.018に調整できることがわかる。また、奇モードの結合係数を調整する際、偶モードの結合係数は一切変化しないことから、半波長ストレートライン共振器の中央部に導波路１２を配置することで偶モードの結合係数に影響を与えないことが明らかとなった。
以上より、本発明を用いることで、偶奇モードの結合係数を個別に調整することが可能であり、従来では困難であった二つの帯域で同一の結合係数を容易に実現できるようになることを明らかにした。

【実施例5】

【0026】

図１５は実施例４の設計条件で設計した３段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。また、図１６に図１５のデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１６より二つの通過帯域を有する良好なデュアルバンド帯域通過フィルタが設計でき、なおかつ、二つの通過帯域で同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できることが明らかとなり、本発明は有効であることがわかる。

【実施例6】

【0027】

初めに、誘電体ロッドによってデュアルバンド帯域通過フィルタの偶モードのみの周波数チューニングが可能か確かめるために図１７のようにスタブ１１の開放端に誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッド２５があるときとないときの通過特性（S２１）を3次元電磁界解析シミュレータMW-studio（AET社製）によって計算し、その計算結果を図１８に示す。誘電体ロッド２５の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じ1.0mmとした。また、誘電体ロッド２５の高さは4.0mmとした。誘電体ロッドを用いたときの誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との距離は0.01mmとした。図１８に示すように誘電体ロッド２５を用いることで偶モードの中心周波数が低周波側にシフトしていることがわかる。その際、奇モードの中心周波数はシフトしていないことから偶モードの中心周波数だけを独立して周波数チューニングできることが明らかとなった。中心周波数のシフト量を変化させるには図10で示すように誘電体ロッドの高さを調整することでシフト量を調整することができる。

【実施例7】

【0028】

次に、誘電体ロッドによってデュアルバンド帯域通過フィルタの奇モードだけを周波数チューニング可能か確かめるために図１９のように偶モード共振器（半波長共振１０及びスタブ１１の半波長ストレートライン共振器）の中央部に誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッド２５があるときとないときの通過特性（S21）を３次元電磁界解析シミュレータMW-studio（AET社製）によって計算し、その計算結果を図２０に示す。誘電体ロッド２５の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じ1.0mmとした。また、誘電体ロッド２５の高さは4.0mmとした。誘電体ロッドを用いたときの誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との距離は0.01mmとした。図２０に示すように誘電体ロッド２５を用いることで奇モードの中心周波数が低周波側にシフトしていることがわかる。その際、偶モードの中心周波数はシフトしていないことから奇モードの中心周波数だけを独立して周波数チューニングできることが明らかとなった。中心周波数のシフト量を変化させるには図１１で示すように誘電体ロッドの高さを調整することでシフト量を調整することができる。
以上、実施例６及び７で本発明を用いることでデュアルバンド帯域通過フィルタの二つの帯域の中心周波数を独立して周波数チューニング可能であることを明らかにした。

【実施例8】

【0029】

図２１は図１８の偶モード（5.0 GHz付近）の反射特性（Ｓ11）を示す。図２１からわかるように周波数チューニング用の誘電体ロッド２５をデュアルバンド共振器に用いると中心周波数は低周波側にシフトするが誘電体ロッド２５を用いていない時と比べて反射特性（S11）が増加し帯域内通過特性が劣化する。この原因は、中心周波数がシフトしたことによって最適なフィルタ特性を実現するための設計条件から各共振器の共振周波数がずれたためである。この劣化した反射特性を改善するためには各共振器の共振周波数を揃えることが大事である。ここでは、この周波数特性の改善方法をトリミングと呼ぶ。一般的に周波数チューニング機構とトリミング機構は別々に存在し、調整が大変煩雑である。しかし、本発明は周波数チューニングに用いた誘電体ロッド２５をそのままトリミングにも使用する点で構成が大変簡易である利点を有する。具体的な方法は、はじめに周波数チューニングのために、誘電体ロッド２５を図２２（図１７の側面図）のようにデュアルバンド共振器に上部に配置する。その際、誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との距離はすべて同じ距離（h1=h2=h3＝0.01mm）である。ここから、今回の場合ではh1とh3を0.02mmに変更すると図21に示すように反射特性が改善する。したがって、本発明で用いる誘電体ロッド２５は偶モードの周波数チューニングと反射特性の改善（トリミング）を同時に実現できることが明らかとなった。

【実施例9】

【0030】

図23は図20の奇モード（3.5 GHz付近）の反射特性（S11）を示す。図23からわかるように周波数チューニング用の誘電体ロッド２５をデュアルバンド共振器に用いると中心周波数は低周波側にシフトするが誘電体ロッド２５を用いていない時と比べて反射特性（S11）が増加し帯域内通過特性が劣化する。この原因は、中心周波数がシフトしたことによって最適なフィルタ特性を実現するための設計条件から各共振器の共振周波数がずれたためである。この劣化した反射特性を改善するためには各共振器の共振周波数を揃えることが大事である。ここで、実施例8で述べたようにトリミングを行う。はじめに周波数チューニングのために、誘電体ロッド２５を図24（図19の側面図）のようにデュアルバンド共振器に上部に配置する。その際、誘電体ロッド２５とデュアルバンド共振器との距離はすべて同じ距離（h1=h2=h3＝0.010mm）である。ここから、今回の場合ではh2を0.022mmに変更すると図23に示すように反射特性が改善する。したがって、本発明で用いる誘電体ロッド２５は奇モードの周波数チューニングと反射特性の改善を同時に実現できることが明らかとなった。

【実施例10】

【0031】

偶モードの周波数チューニングの最大シフト量を増やす場合には誘電体ロッド２５に用いる誘電率を高くすることでシフト量が増加する。また、円柱状の誘電体ロッド２５の半径を大きくすることで周波数シフト量を増やすことができる。図２５は図１７に示すように誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッドの半径ｒを変えた時の周波数シフト量の変化をまとめたものである。図２５からわかるように誘電体ロッド２５がない時と比べて誘電体ロッド２５を用いてなおかつ誘電体ロッド２５の半径ｒを増やすと偶モードの中心周波数のシフト量が増加する。

【実施例11】

【0032】

奇モードの周波数チューニングの最大シフト量を大きくする場合には誘電体ロッド２５に用いる誘電率を高くすることでシフト量が増加する。また、奇モードの場合は偶モードと違い単純に誘電体ロッド２５の半径を大きくしても良好な特性を維持したまま周波数のシフト量を増やすことができない。図２６は図１９の上面図である。誘電体ロッド２５の半径を単純に大きくしてしまうと導波路１２や給電導体線１３に誘電体ロッド２５が影響を及ぼし、周波数特性が劣化する。そこで、導波路１２や給電導体線１３に影響を及ぼさず、奇モードの周波数のシフト量を増やす方法として、図２６のように楕円形の誘電体ロッド２５を用いる。図２７は図２６に示すように楕円形の誘電体ロッド２５を配置し誘電体ロッドの長さsを変えた時の周波数シフト量の変化をまとめたものである。このとき、誘電体ロッド２５の幅方向はデュアルバンド共振器と同じ1.0mmに固定している。図２７からわかるように誘電体ロッド２５がない時と比べて誘電体ロッド２５を用いてなおかつ長さsを増やすと奇モードの中心周波数のシフト量が増加することがわかる。

【産業上の利用可能性】

【0033】

本発明のチューナブルデュアルバンド共振器及びそれを用いたチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタは、各帯域の中心周波数を独立して調整可能であり、中心周波数チューニング後に劣化する帯域内特性も同時に改善できることからあらゆる種類の通信用フィルタに転用可能であり、通信業界の発展に寄与できるので、産業上きわめて利用可能性が高いものである。

【符号の説明】

【0034】

８ 開放端（ストリップが繋がっていない箇所）
１０ 半波長共振器
１１ スタブ゛
１２ 導波路
１３ 給電導体線
２１ 接地導体
２２ 誘電体
２３ ストリップ導体
２４ 給電線
２５ 誘電体ロッド

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】