特許 6303908 単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6303908

(24)【登録日】2018年3月16日

(45)【発行日】2018年4月4日

(54)【発明の名称】単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20180326BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20180326BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/487

   H02M7/48 F

【請求項の数】7

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2014-163268(P2014-163268)

(22)【出願日】2014年8月11日

(65)【公開番号】特開2016-39739(P2016-39739A)

(43)【公開日】2016年3月22日

【審査請求日】2017年5月24日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(72)【発明者】

【氏名】小倉 和也

【審査官】 小林 秀和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００２−１６５４６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１６２６５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１０００２５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１１０８１５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８７

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、
複数のスイッチを有し、前記直流電圧を交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路のスイッチをオンオフ制御するスイッチング信号生成回路と、備えた単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法であって、
前記スイッチング信号生成回路は、
三角波キャリア信号を１／２周期毎、かつ、三角波キャリア信号同士が交差するタイミングで区切るキャリアパターンを複数設け、
上アーム直流電圧検出値、下アーム直流電圧検出値、出力電流検出値に基づいて、前記複数のキャリアパターンから中性点電位がバランスする方向のキャリアパターンを選択し、
選択したキャリアパターンと出力電圧指令を比較するＰＷＭ処理を行うことにより各スイッチのオンオフ信号を生成することを特徴とする単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法。

【請求項2】

前記複数のキャリアパターンは、キャリアパターンＡとキャリアパターンＢとであって、
前記キャリアパターンＡは、
上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、
上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、
下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、
下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、
前記キャリアパターンＢは、
上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、
上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、
下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、
下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇することを特徴とする請求項１記載の単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法。

【請求項3】

前記複数のキャリアパターンは、キャリアパターンＣとキャリアパターンＤとであって、
前記キャリアパターンＣは、
上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、
上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち前半の１／４周期において１〜０．５に下降し、
下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、
下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、
前記キャリアパターンＤは、
上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、
上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、
下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、
下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降することを特徴とする請求項１記載の単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法。

【請求項4】

直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、
前記直流電圧源の両端子間に順次直列接続されたＵ相とＶ相の第１〜第４スイッチを有し、前記直流電圧を交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路のＵ相とＶ相の第１〜第４スイッチをオンオフ制御するスイッチング信号生成回路と、を備えた単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法であって、
前記スイッチング信号生成回路は、
出力電圧指令と三角波キャリア信号を比較するＰＷＭ処理によってキャリアクロスタイミング情報と遷移後のエリア情報を求め、
キャリアクロスタイミング情報と、遷移後のエリア情報と、上アーム直流電圧検出値Ｅａ、下アーム直流電圧検出値Ｅｂ、出力電流検出値を用いて、以下の表４に示すように、中性点電位がバランスする方向の前記Ｕ相とＶ相の第１〜第４スイッチのスイッチ信号Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕ，Ｓ３ｕ，Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ，Ｓ２ｖ，Ｓ３ｖ，Ｓ４ｖを生成することを特徴とする単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法。

【表4】

【請求項5】

複数の単相インバータユニットを備えたセル直列多重インバータの中性点電位制御方法であって、
単相インバータユニットは単相ＮＰＣインバータを備え、
中央制御処理装置と各単相インバータユニット間に通信機能を有し、
各単相ＮＰＣインバータの中性点電位を請求項１もしくは請求項２もしくは請求項３もしくは請求項４記載の制御方法により制御することを特徴とするセル直列多重インバータの中性点電位制御方法。

【請求項6】

請求項１〜４のうち何れか１項に記載の中性点電位制御方法を用いたことを特徴とする単相ＮＰＣインバータ。

【請求項7】

請求項５記載の中性点電位制御方法を用いた単相ＮＰＣインバータを有する単相インバータユニットを備えたことを特徴とするセル直列多重インバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、３レベルの単相インバータにおいて、中性点電位を制御するためのスイッチングパターン作成方法に関する。

【背景技術】

【0002】

図１１は、単相ＮＰＣインバータの構成例を示す回路図である。単相ＮＰＣインバータは、直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、複数のスイッチを有し、前記直流電圧を交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路のスイッチをオンオフ制御するスイッチング信号生成回路と、備えている。

【0003】

ＮＰＣ単相インバータは、各アームで３レベルの出力が可能であり、この各アーム出力電圧を制御するための代表的な変調法としてユニポーラ変調法が知られている。ユニポーラ変調法は、図１２に示すように、正の電圧を制御する上側の三角波キャリア信号Ｃａｒｙｐと、負の電圧を制御する下側の三角波キャリア信号Ｃａｒｙｎの２つの三角波キャリア信号を有する。この三角波キャリア信号Ｃａｒｙｐ，Ｃａｒｙｎを出力電圧指令Ｖｒｅｆと比較して、その大小関係により各スイッチ（図１１のＳ１ｕ〜Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ〜Ｓ４ｖ）のゲート信号を生成し、各スイッチＳ１ｕ〜Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ〜Ｓ４ｖをＯＮ／ＯＦＦすることで３レベルの電圧を出力することができる。なお、図１１では、スイッチＳ１ｕ〜Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ〜Ｓ４ｖとしてＩＧＢＴを用いているが、これらは他の自己消弧形スイッチングデバイスに置き換えてもよい。

【0004】

また、単相ＮＰＣインバータに係る技術としては、特許文献１が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開平０６−２６１５５１号公報

【特許文献2】特開２００６−１０９６８８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、 ＮＰＣインバータでは、図１１に示す中性点ＮＰ電位の制御が必要になる。これは、この中性点電位制御を行わないと、上アームの直流電圧Ｅａと下アームの直流電圧Ｅｂが不均等になり、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧歪が増大してしまうからである。

【0007】

単相ＮＰＣインバータの場合、特許文献１のように一度出力電圧指令Ｖｒｅｆと三角波キャリア信号Ｃａｒｙｐ，Ｃａｒｙｎを比較した後に、スイッチのオンオフ信号を中性点電位に従い操作する方法が提案されている。しかし、このような方法は以下（１）〜（４）の問題点がある。
（１）処理が複雑であり、高速な演算処理能力を有する制御装置が要求される。その結果、制御装置の高コスト化につながる。
（２）出力電圧指令Ｖｒｅｆを決めた後に、スイッチの信号を操作するため、デットタイム補償などのスイッチングタイミングを制御する機能と干渉し、制御動作が不安定となりやすい。
（３）インバータを並列接続するような場合に、インバータ相互のスイッチングタイミングの同期が取れない。スイッチングタイミングの同期が取れなくなることにより、並列接続したインバータの出力間に横流電流が流れやすくなる。
（４）例えば、特許文献２のセル直列多重インバータや図１０のように、インバータを直列接続するような場合、スイッチングタイミングが重ならないように制御できない。

【0008】

（４）の問題点について説明する。例えば、図１０に示すセル直列多重方式の単相インバータユニットにＮＰＣインバータを適用する場合では、セル直列多重方式インバータの出力端子間（例：Ｕ端子〜Ｖ端子間）のサージ電圧の抑制のため、直列接続している単相インバータユニット同士のスイッチングタイミングが重ならないようにする。特許文献２にその技術が記載されている。

【0009】

しかし、システム全体としてスイッチングが重ならないように一度決定したスイッチタイミングをＮＰＣインバータの中性点電位制御のために変更すると、スイッチングが重なる組み合わせが発生し、出力サージ電圧を大きくする原因になる。出力サージ電圧が大きくなると、インバータ負荷の絶縁劣化などの悪影響をもたらす。

【0010】

また、図１０のような複数のＮＰＣインバータを制御する必要があるシステムにおいては、メインで制御を担当する演算処理装置と、スイッチングを制御する演算処理装置が異なる場合がある。ＮＰＣインバータの中性点電位制御が複雑になるとこれらの演算処理装置間の通信データ量が増加し、高速かつ高価な通信モジュールが必要となる。

【0011】

以上示したようなことから、単相ＮＰＣインバータにおいて、スイッチングタイミングを変更しない方法で、直流電圧の中性点電位を制御することが課題となる。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、複数のスイッチを有し、前記直流電圧を交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路のスイッチをオンオフ制御するスイッチング信号生成回路と、備えた単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法であって、前記スイッチング信号生成回路は、三角波キャリア信号を１／２周期毎、かつ、三角波キャリア信号同士が交差するタイミングで区切るキャリアパターンを複数設け、上アーム直流電圧検出値、下アーム直流電圧検出値、出力電流検出値に基づいて、前記複数のキャリアパターンから中性点電位がバランスする方向のキャリアパターンを選択し、選択したキャリアパターンと出力電圧指令を比較するＰＷＭ処理を行うことにより各スイッチのオンオフ信号を生成することを特徴とする。

【0013】

また、その一態様として、前記複数のキャリアパターンは、キャリアパターンＡとキャリアパターンＢとであって、前記キャリアパターンＡは、上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、前記キャリアパターンＢは、
上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇することを特徴とする。

【0014】

また、他の態様として、前記複数のキャリアパターンは、キャリアパターンＣとキャリアパターンＤとであって、前記キャリアパターンＣは、上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち前半の１／４周期において１〜０．５に下降し、下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降し、下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、前記キャリアパターンＤは、上アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降し、上アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇し、下アームのＵ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇し、下アームのＶ相三角波キャリア信号が、１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降することを特徴とする。

【0015】

また、他の態様として、直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、複数のスイッチを有し、前記直流電圧を交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路のスイッチをオンオフ制御するスイッチング信号生成回路と、備えた単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法であって、前記スイッチング信号生成回路は、出力電圧指令と三角波キャリア信号を比較するＰＷＭ処理によってキャリアクロスタイミング情報と遷移後のエリア情報を求め、キャリアクロスタイミング情報と、遷移後のエリア情報と、上アーム直流電圧検出値、下アーム直流電圧検出値、出力電流検出値を用いて、中性点電位がバランスする方向の各スイッチのオンオフ信号を生成することを特徴とする。

【0016】

また、その一態様して、複数の単相インバータユニットを備えたセル直列多重インバータの中性点電位制御方法であって、単相インバータユニットは単相ＮＰＣインバータを備え、中央制御処理装置と各単相インバータユニット間に通信機能を有し、各単相ＮＰＣインバータの中性点電位を請求項１もしくは請求項２もしくは請求項３もしくは請求項４記載の制御方法により制御することを特徴とする。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、単相ＮＰＣインバータにおいて、スイッチングタイミングを変更しない方法で、直流電圧の中性点電位を制御することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】三角波キャリア信号と出力電圧指令を示すタイムチャート。

【図2】三角波キャリア信号と充放電エリアを示す図。

【図3】キャリアパターンと充放電制御とを示す説明図。

【図4】実施形態１におけるＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示すブロック図。

【図5】実施形態１におけるキャリアパターンを示す図。

【図6】実施形態２におけるＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示すブロック図。

【図7】実施形態２におけるキャリアパターンを示す図。

【図8】実施形態３におけるＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示す図。

【図9】実施形態４におけるＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示す図。

【図10】セル直列多重方式の単相インバータユニットを示すブロック図。

【図11】単相ＮＰＣインバータの一例を示す回路図。

【図12】ユニポーラ変調法における各波形を示すタイムチャート。

【発明を実施するための形態】

【0019】

［基本説明］
図１は、単相ＮＰＣインバータのＰＷＭキャリア比較を示すタイムチャートである。ここで、ＣａｒｙＵｐ（太線）はＵ相の上アームの三角波キャリア信号，ＣａｒｙＵｎ（細線）はＵ相の下アームの三角波キャリア信号，ＣａｒｙＶｐ（点線）はＶ相の上アームの三角波キャリア信号，ＣａｒｙＶｎ（鎖線）はＶ相の下アームの三角波キャリア信号，Ｖｒｅｆ（正弦波状の波形）は出力電圧指令，Ｖｏｕｔ（パルス状の波形）は出力電圧を示す。

【0020】

ここでは、Ｕ相とＶ相の三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐとＣａｒｙＶｐ，ＣａｒｙＵｎとＣａｒｙＶｎを１８０°位相差とし、出力電圧指令Ｖｒｅｆを１つとしている。このときの出力電圧Ｖｏｕｔの波形は相で３レベル、線間で５レベルとなる。

【0021】

出力電圧Ｖｏｕｔおよび各相のスイッチング状態と、出力電流による直流電圧Ｅａおよび直流電圧Ｅｂの充放電状態を表１に示す。ここで、直流電圧Ｅａや直流電圧Ｅｂは図１１に対応している。また、出力電流ＩｏｕｔをＵ相から出ていく方向に流れる場合を正とし、電流方向が逆になった場合には、充放電特性も逆になる。

【0022】

【表1】

【0023】

また、三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐ，ＣａｒｙＵｎと，ＣａｒｙＶｐ，ＣａｒｙＶｎが作るエリアにおいて出力電圧指令Ｖｒｅｆがそのエリアにある場合の直流電圧Ｅａと直流電圧Ｅｂの充放電特性は図２に示すようになる。エリアの名称は表１と対応している。ここで注意する点は、三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐ，ＣａｒｙＵｎと，ＣａｒｙＶｐ，ＣａｒｙＶｎによって決められたエリアにおける充放電特性は、電流の方向によって一意に決まる、ということである。

【0024】

ここで、図３のような三角波キャリア信号を１／２周期毎に区切った範囲に着目する。各制御期間の両端では、Ｕ相用の三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐとＶ相用の三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｐまたはＵ相用の三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｎとＶ相用の三角波キャリア信号Ｖｎが交差していることを利用し、それぞれの範囲のキャリア波形を切り替えることが可能である。

【0025】

そこで、直流電圧Ｅａと直流電圧Ｅｂの状態及び電流の方向により、パターン化されたキャリア波形（以後、キャリアパターンと呼称）を切り替えることによって、上アーム直流電圧Ｅａと下アーム直流電圧Ｅｂのバランスを制御することが可能となる。

【0026】

例えば、図４において、電圧指令正（上側の三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐ，ＣａｒｙＶｐを使用）の状態で直流電圧Ｅａ＞Ｅｂの場合には、直流電圧Ｅａを放電するか直流電圧Ｅｂを充電する必要がある。よって、パターンＡ（Ｅａを放電）を多く採用することで、直流電圧Ｅａが放電する割合を高めることができ、直流電圧Ｅａと直流電圧Ｅｂをバランス方向に制御することが可能となる。

【0027】

ここで、本願発明のメリットを整理しておく。
（１）キャリアパターンを選択することで、中性点電位のバランス制御が可能となる。
（２）基本的な電圧スイッチングパターンは変更されない。（スイッチングタイミングは変更されない）
よって、（発明が解決しようとする課題）で挙げた、スイッチングタイミングを制御する機能との干渉や、インバータ並列接続時のタイミングずれ、インバータ直列接続時のスイッチングの重なりなどについて、本制御を適用する前と後では、なんら変わるものではない。よって、従来の制御に対して容易に適用が可能である。

【0028】

以下、本願発明における単相ＮＰＣインバータの中性点電位の制御方法の実施形態１〜４を図４〜図１０に基づいて説明する。

【0029】

［実施形態１］
本実施形態１は、単相ＮＰＣインバータにおいて、図３に示すような従来の三角波キャリア信号から２種類のキャリアパターンを抜出し、中性点電位のバランス状態、及び出力電流の方向、出力電圧指令Ｖｒｅｆの範囲から、使用するキャリアパターンを選択するものである。この選択したキャリアパターンと出力電圧指令Ｖｒｅｆとを比較するＰＷＭ処理を行い、スイッチ信号を生成する。

【0030】

図４は、本実施形態１における単相ＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示すブロック図である。図４に示すように、減算器１において、直流電圧Ｅａから直流電圧Ｅｂを減算してその偏差Ｅａ−Ｅｂをスイッチングパターン選択処理部２に出力する。スイッチングパターン選択処理部２では、この直流電圧の偏差Ｅａ−Ｅｂと出力電圧指令Ｖｒｅｆと、出力電流検出値と、に基づいてキャリアパターンＡ，キャリアパターンＢのどちらか一方を選択し、スイッチ３を切り換える。

【0031】

スイッチ３は、スイッチングパターン選択処理部２の切換信号によりキャリアパターンＡまたはキャリアパターンＢのどちらか一方の三角波キャリア信号をＰＷＭ処理部４に出力する。ＰＷＭ処理部４は出力電圧指令Ｖｒｅｆとスイッチ３から出力された三角波キャリア信号とを比較してスイッチ信号Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕ，Ｓ３ｕ，Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ，Ｓ２ｖ，Ｓ３ｖ，Ｓ４ｖを生成する。

【0032】

表２は、出力電圧指令Ｖｒｅｆの正負，直流電圧の偏差Ｅａ−Ｅｂ，電流の正負、におけるキャリアパターンを示す表２である。表２に示すように、出力電圧指令Ｖｒｅｆの正負，直流電圧の偏差Ｅａ−Ｅｂの正負，電流の正負に基づいてキャリアパターンＡまたはキャリアパターンＢを選択することができ、直流電圧Ｅａ，Ｅｂの充放電を制御することができる。

【0033】

【表2】

【0034】

前記キャリアパターンＡは、上アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、前記１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇する。上アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降する。下アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇する。下アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降する。

【0035】

前記キャリアパターンＢは、上アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降する。上アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｐが１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇する。下アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降する。下アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇する。

【0036】

この方式では、出力電圧のスイッチングタイミングを変えることなく、中性点電位制御が可能である。

【0037】

本実施形態１におけるＮＰＣ単相インバータの中性点電位制御方法によれば、 ＮＰＣインバータにおいて、スイッチングタイミングを変更しない簡易な方法で中性点電位を制御することができる。これは、制御装置の低コスト化・小型化につながる。また、外部からの中性点バランス制御を必要とせず、単相ＮＰＣインバータ単体で制御可能である。

【0038】

また、単相ＮＰＣインバータを並列接続する場合、並列接続インバータ間のスイッチングタイミングの同期を容易にとることができる。これは、出力の横流電流の低減につながる。

【0039】

ＮＰＣインバータを直列接続する場合、直列接続インバータ間のスイッチングタイミングの重なりを容易に回避することができる。これは、セル直列多重インバータの出力サージ電圧の低減につながる。

【0040】

［実施形態２］
三角波キャリア信号のキャリアパターンについて全パターンを考えると、図５の４パターンを考えることができる。ここで、表２におけるパターンＡとパターンＢをパターンＣとパターンＤで置き換えると表３のようになる。

【0041】

【表3】

【0042】

前記キャリアパターンＣは、上アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇する。上アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降する。下アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降する。下アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇する。

【0043】

前記キャリアパターンＤは、上アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｐが、１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜１に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において１〜０．５に下降する。上アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｐが１／２周期のうち前半の１／４周期において０．５〜０に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜０．５に上昇する。下アームのＵ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＵｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜−１に下降し、１／２周期のうち後半の１／４周期において−１〜−０．５に上昇する。下アームのＶ相三角波キャリア信号ＣａｒｙＶｎが１／２周期のうち前半の１／４周期において−０．５〜０に上昇し、１／２周期のうち後半の１／４周期において０〜−０．５に下降する。

【0044】

本実施形態２は、単相ＮＰＣインバータにおいて、図５に示すキャリアパターンＣ及びＤを用い、中性点電位のバランス状態、及び出力電流Ｉｏｕｔの方向から、使用する三角波キャリア信号のキャリアパターンを選択するものである。この選択した三角波キャリア信号のキャリアパターンと出力電圧指令Ｖｒｅｆを比較してＰＷＭ処理を行い、スイッチ信号Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕ，Ｓ３ｕ，Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ，Ｓ２ｖ，Ｓ３ｖ，Ｓ４ｖを生成する。

【0045】

本実施形態２における単相ＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を図６に示す。本実施形態２における単相ＮＰＣインバータのスイッチング信号は、実施形態１のキャリアパターンＡとキャリアパターンＢをキャリアパターンＣとキャリアパターンＤとしたものである。また、スイッチングパターン制御部２に対して、出力電圧指令Ｖｒｅｆの入力は不要である。その他は図４と同様である。

【0046】

よって、出力電圧指令Ｖｒｅｆの正と負でキャリアパターンが同じとなるため、出力電圧指令Ｖｒｅｆに基づいてキャリアパターンを切り替える必要がなくなる。これが、パターンＡとパターンＢを用いる実施形態１と比較しての優位点である。

【0047】

この方式では、出力電圧Ｖｏｕｔのスイッチングタイミングを変えることなく、中性点電位制御が可能である。

【0048】

本実施形態２における電力変換装置によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、キャリアパターンＣとＤを用いることで、出力電圧指令Ｖｒｅｆに依存しないパターン構成を取ることができ、制御部の構成が実施形態１よりも簡素化できる。

【0049】

［実施形態３］
実施形態１，２は、出力電圧指令Ｖｒｅｆと三角波キャリア信号との比較を行うＰＷＭ処理前にパターンを選択する場合を示している。しかし、システム構成によっては、ＰＷＭ処理後に充放電特性を切り替えたい場合がある。本実施形態３はこの方法を実現するものである。

【0050】

図８は、本実施形態３における単相ＮＰＣインバータのスイッチング信号生成回路を示すブロック図である。本実施形態３では、図８に示すように、まず、ＰＷＭ処理部４により、キャリアパターンと出力電圧指令Ｖｒｅｆとを比較し、エリアが遷移するタイミング情報（通常の三角波キャリア信号と出力電圧指令の交差タイミング：キャリアクロスタイミング）と、遷移後のエリア情報（＋２Ｅ，＋Ｅ、０，−Ｅ、−２Ｅの５種）を生成する。

【0051】

【表4】

【0052】

その後、エリアが遷移するタイミング情報（キャリアクロスタイミング情報）と遷移後のエリア情報、及び出力電流検出値Ｉｏｕｔ、減算器１から出力された上アーム直流電圧Ｅａと下アーム直流電圧Ｅｂの偏差Ｅａ−Ｅｂから、スイッチングパターン選択処理部２において表４に示すスイッチングパターンに基づいて各スイッチＳ１ｕ〜Ｓ４ｕ，Ｓ１ｖ〜Ｓ４ｖのスイッチ信号を生成する。

【0053】

本実施形態３における単相ＮＰＣインバータの中性点電位制御方法によれば、実施形態１，実施形態２と同様に中性点電位を制御することが可能となる。

【0054】

また、本実施形態３は、出力電流Ｉｏｕｔ検出センサ，上アーム直流電圧Ｅａの検出センサ、下アーム直流電圧Ｅｂの検出センサの位置がＰＷＭ処理部４の位置から遠く、スイッチングパターン選択処理部２の位置に近い配置の装置に適している。これは、各センサからスイッチングパターン選択処理部２までの配線距離が短くなり、装置の製造容易性や耐ノイズ性向上につながるからである。

【0055】

［実施形態４］
特許文献２に示すようなセル直列多重方式のインバータのように、複数の単相インバータユニットを直列に接続するような場合、図９に示すように、中央の制御処理装置５の役割と各単相インバータユニット６での制御処理装置の役割を分担する必要がある。例えば、ＰＷＭ処理、出力電流Ｉｏｕｔの検出は中央制御処理装置５で実施し、直流電圧Ｅａ，Ｅｂの検出を各単相インバータユニット６で実施する場合、定期的に単相インバータユニット６の直流電圧Ｅａ，Ｅｂの検出を中央制御処理装置に送ることは通信量の増加につながり、それに伴いシステムの通信異常が発生しやすくなる。

【0056】

そのため、これらの情報を送り返すことなくシステムを構成すると、図９のようになる。これは実施形態３を応用させて、中央制御処置装置５に送信処理部７および単相インバータユニット６に受信処理部８を設けた構成である。

【0057】

また、図１０は、図９の方式をセル直列多重方式のインバータに適用する構成である。

【0058】

図１０内の単相インバータユニット６は、三相交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流器９と図１に示す単相ＮＰＣインバータ１０と、単相ＮＰＣインバータに設けられたスイッチ信号生成回路１１より構成されている。なお、ダイオード整流器９は自己消弧形スイッチングデバイスを用いるＰＷＭコンバータに置き換えてもよい。

【0059】

この図９、図１０の構成では、上アーム直流電圧Ｅａの検出および下アーム直流電圧Ｅｂの検出は単相インバータユニット６で行うため、これらの情報は中央制御処理装置５と単相インバータユニット６間で通信されない。これは通信量の低減へとつながる。これにより、高速かつ高価な通信モジュールを使う必要がなくなり、低コスト化を図ることが可能となる。

【0060】

なお、セル直列多重方式のインバータでは、図９の制御構成に限らなくともよい。実施形態１、２の制御構成を、セル直列多重方式のインバータ内の単相インバータユニットに適用してもよい。この場合は、図４、６において、出力電圧指令および出力電流検出を中央制御処理装置が各単相インバータユニットへ通信し、他の構成（スイッチングパターン選択処理部２など）を単相インバータユニットに設ける構成となる。

【0061】

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

【0062】

なお、図１０は、１相あたり単相インバータユニット数が６で、相数３の構成を例としている。実施形態４の発明は、当然、他の単相インバータユニット数および他の相数のセル直列多重方式にも適用できる。

【符号の説明】

【0063】

Ｖｒｅｆ…出力電圧指令
Ｅａ，Ｅｂ…直流電圧
Ｖｏｕｔ…出力電圧
ＣａｒｙＵｐ，ＣａｒｙＵｎ，ＣａｒｙＶｐ，ＣａｒｙＶｎ…三角波キャリア信号
１１…スイッチング信号生成回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】