特許 6322572 スイッチモード電力コンバータ用の定電力／電流制御のための方法および装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6322572

(24)【登録日】2018年4月13日

(45)【発行日】2018年5月9日

(54)【発明の名称】スイッチモード電力コンバータ用の定電力／電流制御のための方法および装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/00 20060101AFI20180423BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/00 H

【請求項の数】6

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2014-508180(P2014-508180)

(86)(22)【出願日】2012年4月30日

(65)【公表番号】特表2014-512801(P2014-512801A)

(43)【公表日】2014年5月22日

(86)【国際出願番号】US2012035818

(87)【国際公開番号】WO2012173707

(87)【国際公開日】20121220

【審査請求日】2015年4月23日

(31)【優先権主張番号】13/097,644

(32)【優先日】2011年4月29日

(33)【優先権主張国】US

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】390020248

【氏名又は名称】日本テキサス・インスツルメンツ株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】507107291

【氏名又は名称】テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド

(74)【上記1名の代理人】

【識別番号】100098497

【弁理士】

【氏名又は名称】片寄 恭三

(72)【発明者】

【氏名】ジョン イエ

(72)【発明者】

【氏名】シャミム チョードリ

(72)【発明者】

【氏名】クリス マイケル フランクリン

【審査官】 尾家 英樹

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−２５２０９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０９３８７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−０３８８１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−２８３８０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２５９６４８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／００− ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

出力電力において出力電圧信号と出力電流信号とを提供するスイッチモード電力段とともに用いる制御回路であって、前記スイッチモード電力段が、公称出力電圧と公称出力電流と最大出力電流と最大出力電力とを含み、
前記制御回路が、
電圧制御ループと、
電流制御ループと、
前記電圧制御ループに第２の基準電圧信号を提供する基準ランプ制御回路と、
前記電流制御ループに基準電流信号を提供する基準発生器回路と、
を含み、
前記基準電流信号が、前記公称出力電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ前記最大出力電流よりも小さい場合に、前記制御回路が、平均電流モード制御を提供するために前記電流制御ループを用い、前記出力電力が一定である、制御回路。

【請求項2】

請求項１に記載の制御回路であって、
前記基準電流信号が前記最大出力電流に等しいときに、前記スイッチモード電力段が定電流モード制御で動作する、制御回路。

【請求項3】

請求項１に記載の制御回路であって、
前記基準電流信号が前記公称出力電流よりも小さいときに、前記スイッチモード電力段が定電力モード制御で動作する、制御回路。

【請求項4】

請求項２に記載の制御回路であって、
前記切り替えが、前記最大電流によって除算された前記最大電力に等しい出力電圧で起こる、制御回路。

【請求項5】

請求項１に記載の制御回路であって、
前記ランプ時間間隔が、前記出力電圧信号の電圧オーバーシュートを低減するように設定される、制御回路。

【請求項6】

請求項２に記載の制御回路であって、
前記スイッチモード電力段が負荷に結合され、前記負荷が前記スイッチモード電力段から解放されるときに、前記制御回路が定電流モード制御から定電力モード制御もしくは定電圧モード制御に切り替わる、回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本願は、概してスイッチモード電力コンバータに関し、特にスイッチモード電力コンバータの定電力／電流制御のための方法および装置に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチモード電力コンバータは、典型的に、インダクタおよびコンデンサのような、一つもしくは複数の半導体スイッチとエネルギー貯蔵素子とを含み、所定のスイッチング周波数で様々な回路構成の間でエネルギー貯蔵素子を切り替えることにより動作する。パルス幅変調（ＰＭＷ）コンバータでは、電力コンバータの出力電圧もしくは電流は、スイッチに印加される一つもしくは複数の制御信号のデューティサイクルを変化させることにより制御され得る。

【0003】

様々なアナログおよびディジタル制御方法が、ＤＣ‐ＤＣ、ＡＣ‐ＤＣ、ＤＣ‐ＡＣ、およびＡＣ‐ＤＣコンバータのようなスイッチモード電力コンバータのラインおよび負荷レギュレーションを提供するために使用されてきた。例えば、スイッチモード電力コンバータのための以前より公知の制御技術は、定電力および電流制御を含む。

【0004】

定電力および電流制御を提供するために、２つの制御ループが必要とされる：電圧制御ループおよび電流制御ループである。「電圧／電流モードスイッチングコントローラ」と称されることもある、以前より公知の定電力および電流制御システムでは、電圧制御ループが、動作の定電圧領域に電圧モード制御を提供し、電流制御ループが、動作の定電力および定電流領域に電流モード制御を提供し、制御回路「ＯＲ」が電圧制御ループ出力および電流制御ループ出力を提供し、２つの出力のうち小さい方を用いてＰＷＭ信号を生成する。

【0005】

例えば、図１は、公称出力電圧Ｖ_ｎｏｍ、公称出力電流ｉ_ｎｏｍ、特定の最大出力電流ｉ_ｍａｘ、および特定の最大出力電力Ｐ_ｍａｘを有する、電圧／電流モードスイッチングコントローラのための、以前より公知の定電力および電流制御システムの動作を表す。この制御システムでは、ｉ_ｎｏｍよりも小さな出力電流ｉ_ｏ値に対して、電圧モード制御が用いられる。特に、電圧制御ループがコンバータ出力電圧ｖ_ｏを基準電圧と比較し、エラー信号が補償器に提供され、出力電圧ｖ_ｏが所望の値（例えば、ｖ_ｎｏｍ）に等しくなるように補償器の出力がコンバータのスイッチのデューティ比を設定するよう用いられる。

【0006】

ｉ_ｎｏｍよりも大きなもしくはｉ_ｎｏｍに等しい出力電流ｉ_ｏ値では、制御は、電圧モード制御から電流モード制御に切り替わる。特に、ｉ_ｎｏｍよりも大きいかもしくはｉ_ｎｏｍに等しいが、ｉ_ｍａｘよりは小さな出力電流ｉ_ｏ値に対して、電流制御ループが、コンバータ出力電流ｉ_ｏを基準電流と比較し、エラー信号が補償器に提供され、補償器の出力がコンバータのスイッチのデューティ比を設定するよう用いられる。電流ループの基準電流は、Ｐ_ｍａｘ／ｖ_ｏに設定されるので、コンバータ出力電流、すなわちＰ_ｏ＝（ｖ_ｏ×ｉ_ｏ）は一定（例えばＰ_ｍａｘ）である。より高い負荷では、電流制御ループは一定値ｉ_ｍａｘで出力電流をクランプする。

【0007】

このような以前より公知の定電力および電流制御システムの一つの問題は、ループの飽和および出力電圧のオーバーシュートである。特に、負荷が増加するにつれて、電圧制御ループにより特定されるデューティサイクルが増加するので、コンバータは出力電圧をｖ_ｏ＝ｖ_ｎｏｍで維持することができ、他方で要求される出力電流ｉ_ｏを供給する。このような場合では、ｉ_ｎｏｍよりも大きな出力電流ｉ_ｏに対して、制御が電圧モード制御から電流モード制御に切り替わるときに、電圧制御ループが飽和し得る（例えば、特定されたデューティサイクルが最大になる）。このようなループの飽和を避けるために、かねてより公知の制御システムには、積分器をクランプするなどの非飽和技術を含むものもある。

【0008】

しかしながら、非飽和技術が用いられようとされまいと、負荷が突然減少する場合、制御は、電流モード制御から電圧制御モードに切り替わるであろう。その結果、電圧制御ループが飽和される場合（もしくは、非飽和技術が電圧基準をｖ_ｎｏｍに対応する固定値に設定する場合）、出力電圧ｖ_ｏはｖ_ｎｏｍを上回り得る。負荷条件次第では、出力電圧のオーバーシュートが許容できないほど大きくなり得、感度の良い電子回路に損傷を与え得る。図１に示していないが、かねてより公知の平均電流制御技術には、同様の出力電圧のオーバーシュートの問題がある。

【0009】

従って、スイッチモード電力コンバータ用の定電力および電流制御のための改良された方法および装置が望ましい。

【発明の概要】

【0010】

本発明の第１の態様では、出力電圧信号および出力電流信号を出力電力に提供するスイッチモード電力段とともに用いるための制御回路が提供される。スイッチモード電力段は公称電圧と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。制御回路は電圧制御ループと電流制御ループとを含み、出力電流信号が、公称電圧よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、制御回路は電圧モード制御を提供するために電圧制御ループを用い、出力電力は実質的に一定である。

【0011】

本発明の第２の態様では、出力電圧信号および出力電流信号を出力電力に提供するスイッチモード電力段とともに用いるための制御回路が提供される。スイッチモード電力段は、公称電圧と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。制御回路は、電圧制御ループと電流制御ループとを含み、出力電流信号が、公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、制御回路は平均電流制御モードを提供するために電流制御ループを用い、出力電力は実質的に一定である。

【0012】

本発明の第３の態様では、出力電圧信号と出力電流信号とを出力電力に提供するスイッチモード電力段を制御するための方法が提供される。スイッチモード電力段は、公称電力と、公称電流と、最大電流と、出力電力と、最大電力とを有する。この方法は、出力電流信号が、公称電流よりも大きいかもしくは同等であり、かつ最大電流よりも小さい場合、実質的に一定の出力電力を提供するために電圧モード制御を用いることを含む。

【0013】

本発明のその他の特徴および態様が、以下の詳細な説明、添付の特許請求の範囲および添付の図面からより十分に明らかとなるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】図１は、以前より公知の電力コンバータの制御モードを表す図である。

【0015】

【図2】図２は、本発明による例示的なコントローラを含む電力コンバータのブロック図である。

【0016】

【図3】図３は、図１の電力コンバータの例示的な実施例のブロック図である。

【0017】

【図4】図４は、図３の電力コンバータのより詳細なブロック図である。

【0018】

【図5】図５は、図３および図４の電力コンバータの例示的な制御モードと動作領域とを示す図である。

【0019】

【図6】図６は、図１の電力コンバータの代替的な例示的な実施例のブロック図である。

【0020】

【図7】図７は、図６の電力コンバータのより詳細なブロック図である。

【0021】

【図8】図８は、図６および図７の電力コンバータの例示的な制御モードと動作領域とを表す図である。

【発明を実施するための形態】

【0022】

本発明による例示的な実施例および装置は、電圧／電流の双方のモードスイッチング制御のための定電力／電流制御と、スイッチモード電力コンバータのための平均電流制御とを提供する。

【0023】

例示的な電圧／電流モードスイッチング制御の実施例では、電圧モード制御が、実質的に一定の出力電力を提供するよう用いられる。さらに、電圧モードから電流モードへのループの切り替えは、公称電圧よりも低い出力電圧値で成される。ループの切り替えポイントと電圧基準値とをより低い出力電圧へ移動させることは、制御が電流モードから電圧モードへ切り替わるときに発生する、出力電圧のオーバーシュートを実質的に減少させ得る。

【0024】

例示的な平均電流モード制御の実施例では、実質的に一定の出力電力を提供するよう平均電流モード制御が用いられる。さらに、定電力モードから定電流モードへの動作モードの切り替えは、公称電圧よりも低い出力電圧値で成される。モード切り替えポイントと電力基準値をこのより低い出力電圧へ移動させることは、制御が定電流モードから定電力モードに切り替わるときに発生する出力電圧のオーバーシュートを実質的に減少させ得る。

【0025】

さらに、双方の例示的な実施例では、出力負荷が下がり、かつ制御が、定電流モード制御から定電圧モード制御へ切り替わる場合、電圧制御ループに用いられる基準信号が、より低い出力電圧値から公称電圧へ立ち上がる（ランプされる）。ランプ時間は、出力電圧のオーバーシュートをさらに減少するように制御され得る。

【0026】

図２を参照すると、本発明による例示的な制御回路を含む電力コンバータ１０のブロック図が描かれている。特に、電力コンバータ１０は、スイッチモード電力段１２とコントローラ１４とを含む。下記でより詳細に説明されるように、コントローラ１４は、電圧制御ループと、電流制御ループと、本発明による定電力／電流制御を提供するために用いられる制御回路（例えば、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェア）とを含む。本発明による例示的な技術は、電圧／電流モード切り替え制御および平均電流制御のような様々な異なる制御技術を実装するコントローラ１４とともに用いられ得る。

【0027】

スイッチモード電力段１２は、入力信号ＩＮに結合された第１の入力ノードと、制御信号ｄ（ｔ）に結合された第２の入力ノードとを有し、第１の出力ノードに第１の出力信号ｖ_ｏを提供し、第２の出力ノードに第２の出力信号ｉ_ｏを提供する。

【0028】

スイッチモード電力段１２は、入力信号ＩＮを第１の出力信号ｖ_ｏに変換する、ＤＣ‐ＤＣ、ＡＣ‐ＤＣ、ＤＣ‐ＡＣ、もしくはＡＣ‐ＡＣ電力ステージであり得る。例えば、スイッチモード電力段１２は、ＤＣ入力電圧ＩＮをＤＣ出力電圧ｖ_ｏに変換し、かつ出力電流ｉ_ｏを負荷に供給する、ＤＣ‐ＤＣスイッチモード電力段であり得る（図１に図示しない）。当業者であれば、入力信号ＩＮは代替的に、ＤＣ電流か、ＡＣ電圧もしくは電流であり得、出力信号ｖ_ｏは代替的にＤＣ電流か、ＡＣ電圧もしくは電流であり得ることを理解するであろう。

【0029】

スイッチモード電力段１２は、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、降圧‐昇圧コンバータ、もしくはその他の類似のコンバータであり得、それらは、本分野で公知のように、一つもしくは複数のインダクタ、コンデンサ、ダイオードおよびスイッチを含み得る（図２に図示しない）。下記でより詳細に説明されるように、スイッチは制御信号ｄ（ｔ）によって制御され、制御信号ｄ（ｔ）は、第１の出力信号ｖ_ｏおよび／もしくは第２の出力信号ｉ_ｏをレギュレートするよう制御され得るデューティ比を有するパルス幅変調された波形である。

【0030】

コントローラ１４は、アナログコントローラ、ディジタルコントローラ、もしくはアナログ／ディジタル混合のコントローラであり得、ハードウェア、ソフトウェア、もしくはハードウェアとソフトウェアの組合せを含み得る。いくつかの例示的な実施例では、コントローラ１４は、マイクロプロセッサか、その他の類似のディジタルコントローラであり得る。例えば、コントローラ１４は、テキサス州ダラスのテキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド社のＵＣＤ３０４０マイクロプロセッサとし得る。コントローラ１４は、単一のコントローラでもよく、あるいは、複数のコントローラでもよい。

【0031】

コントローラ１４は、スイッチモード電力段１２の、それぞれ、第１および第２の出力ノードにおいて、それぞれ、第１の出力信号ｖ_ｏと第２の出力信号ｉ_ｏとを受け取るよう結合された第１および第２の入力ノードを有する。コントローラ１４は、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードで、制御信号ｄ（ｔ）を提供する。

【0032】

本発明の例示的な実施例では、第１の出力信号ｖ_ｏおよび第２の出力信号ｉ_ｏは、スイッチモード電力段１２の出力電圧と出力電流をそれぞれ表す。当業者であれば、第１の出力信号ｖ_ｏが代替的にスイッチモード電力段１２の何らかの他の電圧を表し得、第２の出力信号ｉ_ｏが代替的にスイッチモード電力段１２の何らかの他の電流を表し得ることを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明は、第１の出力電圧ｖ_ｏを出力電圧信号ｖ_ｏ、第２の出力信号ｉ_ｏを出力電流信号ｉ_ｏと称する。

【0033】

スイッチモード電力段１２は典型的に、公称出力電圧ｖ_ｎｏｍ、公称出力電流ｉ_ｎｏｍ、最大出力電流ｉ_ｍａｘ、および最大出力電力Ｐ_ｍａｘなどの或る特定された動作パラメータに応じるよう設計される。当業者であれば、スイッチモード電力段１２が、その他のおよび／もしくは追加の特定された動作パラメータに対応するよう設計されても良いことを理解する。

【0034】

制御信号ｄ（ｔ）は、スイッチモード電力段１２の一つもしくは複数のスイッチを制御するための、一つの信号を含み得るか、複数の信号（例えば、ＰＳＰＷＭフルブリッジコンバータで用いられる４つの信号）を含み得る。簡単にするために、制御信号ｄ（ｔ）は、以降の説明では、一つの信号を含むものとして記載される。当業者であれば、本発明による例示的な技術が一つ以上の信号を含む制御信号ｄ（ｔ）を生成するよう容易に変更され得ることを理解するであろう。

【0035】

下記でより詳細に説明されるように、コントローラ１４は、電圧制御ループと、電流制御ループと、本発明による定電力／電流制御を提供するために、基準信号を電圧制御ループおよび電流制御ループに提供する制御回路（例えば、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェア）とを含む。

【0036】

本発明による方法および装置は、電圧／電流モード切り替え制御のような様々な異なる制御技術を用いるコントローラ１４の定電力／電流制御と、平均電流制御とを提供するよう用いられ得る。各々の例が順に説明される。
電圧／電流モード切り替えコントローラの定電力／電流制御

【0037】

図３を参照すると、本発明による電圧／電流モード切り替え制御を用い、かつ定電力／電流制御を実施する、例示的な電力コンバータ１０ａのブロック図が描かれている。特に、コントローラ１４ａは、基準発生器１６ａと、基準ランプ制御回路１８ａと、電圧制御ループ２０ａと、電流制御ループ２２ａと、デューティサイクル選択回路２４とを含む。これらの各々が順に説明される。

【0038】

基準発生回路１６ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを提供し、第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを提供する。基準発生回路１６ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0039】

基準ランプ制御回路１８ａは、基準発生回路１６ａの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を提供する。基準ランプ制御回路１８ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0040】

電圧制御ループ２０ａは、スイッチモード電力段１２の第１の電圧出力ノードの出力電圧信号ｖ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路２０ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第１の制御信号ｄ_ｖ（ｔ）を提供する。本発明の例示的な実施例では、第１の制御信号ｄ_ｖ（ｔ）は第１のデューティサイクル信号であり得る。簡単にするために、第１の制御信号ｄ_ｖ（ｔ）は、本明細書では電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）と称される。電圧制御ループ２０ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0041】

電流制御ループ２２ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ａの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第２の制御信号ｄ_ｉ（ｔ）を提供する。本発明の例示的な実施例では、第２の制御信号ｄ_ｉ（ｔ）は第２のデューティサイクル信号であり得る。簡単にするために、第２の制御信号ｄ_ｉ（ｔ）は本明細書では電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）と称される。電流制御ループ２２ａはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0042】

デューティサイクル選択回路２４は、電圧制御ループ２０ａの出力ノードの電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）を受け取るよう結合された第１の入力ノードと、電流制御ループ２２ａの出力ノードの電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、制御信号ｄ（ｔ）を、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードに提供する。デューティサイクル選択回路２４は、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0043】

下記でより詳細に説明されるように、電圧制御ループ２０ａは、出力電圧信号ｖ_ｏと第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’との差に基づいて電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）を生成し、電流制御ループ２２ａは、出力電流信号ｉ_ｏと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとの差に基づいて電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）を生成し、また、デューティサイクル選択回路２４は、電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）と電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）とに基づいて制御信号ｄ（ｔ）を生成する。

【0044】

また、下記でより詳細に説明されるように、基準発生器１６ａは、スイッチモード電力段１２の電圧モード制御と電流モード制御との切り替えを制御するために、第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを生成する。

【0045】

さらに、下記でより詳細に説明されるように、基準ランプ制御回路１８ａは第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆに基づいて第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を生成する。特に、コントローラ１４ａが電流モード制御から電圧モード制御へ切り替えられるとき（例えば、スイッチモード電力段１２の負荷が突然解放されるとき）を除き、Ｖ_ｒｅｆ’＝Ｖ_ｒｅｆである。そのような例では、第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆから公称出力電圧ｖ_ｎｏｍへランプアップする。この点で、電圧基準の制御可能なランプは、ｖ_ｏのオーバーシュートを減少させるために用いられる。下記でより詳細に説明されるように、ランプ時間は、実質的にｖ_ｏのオーバーシュートを減少させるよう制御され得る。

【0046】

ここで図４を参照すると、電力コンバータ１０ａのより詳細な例示的な実施例が説明される。この例では、入力信号ＩＮは入力電圧信号Ｖ_ＩＮである。当業者であれば、入力信号ＩＮが代替的に入力電流信号であり得ることを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明は、入力信号ＩＮを入力電圧信号Ｖ_ＩＮと称する。

【0047】

スイッチモード電力段１２は、スイッチング段２６と、負荷２８と、電流感知装置３０とを含む。スイッチング段２６は、任意の従来のスイッチングネットワークであり得、クロック周波数ｆ_ｓを有する制御信号ｄ（ｔ）により制御される一つもしくは複数のスイッチ（図示しない）を含み得る。クロック周波数ｆ_ｓは、およそ５０ＫＨｚからおよそ５ＭＨｚの間であり得るが、その他のクロック周波数が用いられても良い。簡単にするために、負荷２８は抵抗として説明されるが、どのような種類の負荷であっても良い。

【0048】

電流感知装置３０は、抵抗、ホール効果センサ、インダクタＤＣ抵抗、もしくは負荷２８の出力電流信号ｉ_ｏを検出するためのその他の同様の装置であり得る。電流感知装置３０は、図４に示すように、負荷２８と直列であり得、もしくは、スイッチング段２６の何らかの他の回路要素のパラメータを測定することによって実装され得る。この点では、電流感知装置は、出力電流信号ｉ_ｏを直接的に検出し得、もしくは出力電流信号ｉ_ｏに比例するスイッチモード電力段１２内のいくつかのその他の電流に基づいて、出力電流信号ｉ_ｏを間接的に検出し得る。

【0049】

電圧制御ループ２０ａは、エラーアナログ・ディジタルコンバータ（ＥＡＤＣ）３２と、フィルタ３４ａとを含む。ＥＡＤＣ３２は、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの電圧信号ｖ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路１８ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに電圧エラー信号ΔＶを提供する。

【0050】

第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧に等しい。代替的に、第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧の一部に等しくても良い。

【0051】

ＥＡＤＣ３２は、出力電圧信号ｖ_ｏと第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’との差をサンプリングして、その差を、サンプリングレートｆ_ａｄ１でディジタル電圧エラー信号ΔＶ（例えば、ΔＶ＝Ｖ_ｏ−Ｖ_ｒｅｆ’）に変換する。サンプリングレートｆ_ａｄ１は、典型的にループ帯域幅のおよそ２０倍であるが、その他のサンプリング周波数が用いられても良い。当業者であれば、その他の技術が電圧エラー信号ΔＶを生成させるために用いられ得ることを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３２は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。

【0052】

フィルタ３４ａは、ＥＡＤＣ３２の出力ノードの電圧エラー信号ΔＶを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）を提供する。フィルタ３４ａは出力電圧信号ｖ_ｏを調整するので、出力電圧信号ｖ_ｏと第２の基準電圧信号Ｖ_ｒｅｆ’とのいかなる差も小さくされる（理想は、ΔＶ＝０である）。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実行され得る。

【0053】

例えば、フィルタ３４ａは、１０００のゲインと、１ＫＨｚでの第１のゼロ点と、１ＫＨｚでの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚでのポールとを有するが、その他のパラメータが用いられても良い。フィルタ３４ａは本質的には補償器である。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３４ａはＰＩＤ構造として実装され得る。他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを同業者は理解するであろう。当業者であれば、フィルタ３４ａが「補償器」もしくは「コントロールローアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることをまた理解するであろう。

【0054】

電流制御ループ２２ａは、ＥＡＤＣ３６とフィルタ３８ａとを含む。ＥＡＤＣ３６は、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ａの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを有し、出力ノードに電流エラー信号ΔＩを提供する。

【0055】

電流基準信号Ｉ_ｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流に等しい。代替的に、電流基準信号Ｉ_ｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流の一部に等しくても良い。

【0056】

ＥＡＤＣ３６は、出力電流信号ｉ_ｏと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとの差をサンプリングし、その差を、サンプリングレートｆ_ａｄ２でディジタル電流エラー信号ΔＩ（例えば、ΔＩ＝ｉ_ｏ−Ｉ_ｒｅｆ）に変換する。サンプリングレートｆ_ａｄ２は、典型的にループ帯域幅のおよそ２０倍であるが、その他のサンプリング周波数が用いられても良い。当業者であれば、他の技術が電流エラー信号ΔＩを生成するために用いられ得ることを理解であろう。例えば、ＥＡＤＣ３６は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。

【0057】

フィルタ３８ａは、ＥＡＤＣ３６の出力ノードの電流エラー信号ΔＩを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）を提供する。フィルタ３８ａは出力電流信号ｉ_ｏを調整するので、出力電流信号ｉ_ｏと基準電流信号Ｉ_ｒｅｆとのいかなる差も小さくされる（理想は、ΔＩ＝０である）。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実行される。

【0058】

例えば、フィルタ３８ａは１０００のゲインと、１ＫＨｚでの第１のゼロ点と、１ＫＨｚでの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚでのポールとを有するが、その他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３８ａはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、その他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３８ａが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。

【0059】

デューティサイクル選択器２４は、電圧デューティサイクル信号ｄ_ｖ（ｔ）と電流デューティサイクル信号ｄ_ｉ（ｔ）との小さい方に等しい制御信号ｄ（ｔ）を提供する。デューティサイクル選択器２４は、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得る。

【0060】

前述のように、基準発生回路１６ａは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを提供し、第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを提供する。さらに、前述のように、基準ランプ制御回路１８ａは、基準発生回路１６ａの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を提供する。

【0061】

前述のように、スイッチモード電力段１２は典型的に、公称出力電圧ｖ_ｎｏｍ、公称出力電流ｉ_ｎｏｍ、最大出力電流ｉ_ｍａｘ、および最大出力電流Ｐ_ｍａｘのような或る特定された動作パラメータに合うように設計される。本発明によれば、基準発生回路１６ａは、特定された動作パラメータｖ_ｎｏｍ、ｉ_ｎｏｍ、ｉ_ｍａｘ、およびＰ_ｍａｘを受け取り、出力電流信号ｉ_ｏに基づいて第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを生成して、次の３つの動作モードを提供する：（１）実質的に一定の出力電圧を有する電圧モード制御；（２）実質的に一定の出力電力を有する電圧モード制御；および（３）最大電流制限を有する電流モード制御である。

【0062】

特に、図５は、本発明による例示的な制御モードの動作図と、基準発生器の論理図とを表す。出力電流信号ｉ_ｏ＜ｉ_ｎｏｍでは、基準発生回路１６ａは、値ｖ_ｎｏｍを有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、値ｉ_ｍａｘを有する電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は電圧モードで動作し、実質的に一定の値のｖ_ｎｏｍを有する出力電圧信号ｖ_ｏを提供する。

【0063】

出力電流信号ｉ_ｎｏｍ≦ｉ_ｏ＜ｉ_ｍａｘでは、基準発生回路１６ａは、定電力制限（Ｐ_ｍａｘ／ｉ_ｏ）に基づき算出されたスケールされた値を有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、値ｉ_ｍａｘを有する電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。この動作領域において、スイッチモード電力段１２は電圧モードで動作し、実質的に一定の値であるＰ_ｍａｘを有する出力電力（Ｐ_ｏ＝ｖ_ｏ×ｉ_ｏ）を提供する。

【0064】

ｉ_ｍａｘに実質的に等しい出力電流信号ｉ_ｏでは、基準発生回路１６ａは、スケールされた値ｖ_ｃ（ｖ_ｃ＝Ｐ_ｍａｘ／ｉ_ｍａｘ）を有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、値ｉ_ｍａｘを有する電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。簡単にするために、ｖ_ｃは、本明細書では「切り替え電圧ｖ_ｃ」と称される。この動作領域において、スイッチモード電力段１２は電流モードで動作し、ｉ_ｍａｘで実質的に電流制限される出力電流信号ｉ_ｏを提供する。

【0065】

それゆえ、出力電流信号ｉ_ｏ＜ｉ_ｍａｘでは、コントローラ１４ａは、電圧モードでスイッチモード電力段１２を動作させ、ｉ_ｍａｘに実質的に等しい出力電流信号ｉ_ｏに対して電流モードに切り替わる。それゆえ、ループ切り替えは、切り替え電圧ｖ_ｃに実質的に等しい出力電圧値ｖ_ｏで生じ、切り替え電圧ｖ_ｃは、公称電圧ｖ_ｎｏｍよりも小さい。ループ切り替え点をこのような低い出力電圧に移動させることで、制御が電流モードから電圧モードへ戻るとき（例えば、スイッチモード電力段１２の負荷２８が突然解除されるとき）に発生する電圧のオーバーシュートが、事実上「検出不可能」となり得る。すなわち、電圧のオーバーシュートは依然として発生し得るが、出力電圧ｖ_ｏは、感知可能な量だけｖ_ｎｏｍを超えない。

【0066】

これは、出力電流信号ｉ_ｏ≧ｉ_ｎｏｍに対して、電圧モードから電流モードへ切り替わる、以前からの公知の制御技術とは対照的である。そのような公知の回路では、ループ切り替えは、出力電力値ｖ_ｏ＝ｖ_ｎｏｍで生じる。その結果、制御が電流モードから電圧モードへ戻るときに生じる電圧のオーバーシュートはｖ_ｎｏｍを上回り、許容できないほどの大きさであり得る。

【0067】

本発明によれば、非飽和技術が電力制御ループ２０ａのために用いられ得る。特に、非飽和は、制御が定電流モードに切り替えられるときに、フィルタ３４ａの積分を停止することによって達成され得る。出力電圧ｖ_ｏが設定値を上回り始めるときに、電圧ループ２０ａが深い飽和から素早く抜け出し得るように非飽和が所望される。積分器のアンワインディングは、オーバーシュートによって生じる負の誤差に依存する。

【0068】

このオーバーシュートを回避するために、ループ切り替えの後およびｖ_ｏの回復中に、負の誤差が導入されるべきである。そのため、第２の電圧基準Ｖ_ｒｅｆ’がそれに応じて低くされ得る。例えば、第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ（および、それゆえ第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’）が切り替え電圧ｖ_ｃに設定され得る。出力負荷が下がり、制御が電流モード制御から電圧モード制御に切り替わるとき、基準ランプ制御回路１８ａは、切り替え電圧ｖ_ｃからｖ_ｎｏｍに第２の電力基準信号Ｖ_ｒｅｆ’をランプする（立ち上がる）。ランプ時間間隔は制御可能であり、それ故、オーバーシュートが低減され得、もしくは実質的になくされ得る。例えば、ランプ時間間隔は、およそ１ミリ秒（ｍｓ）からおよそ１００ミリ秒の間であり得るが、その他のランプ時間間隔が用いられても良い。
平均電流モードコントローラにおける定電力／電流制御

【0069】

ここで図６を参照すると、平均的な電流制御モードを用い、かつ本発明に依る定電力／電流制御を実装する例示的な電力コンバータ１０ｂのブロック図が描かれている。特に、コントローラ１４ｂは、基準発生器１６ｂと、基準ランプ制御回路１８ｂと、電圧制御ループ２０ｂと、電流制御ループ２２ｂとを含む。これらの各々が順に説明される。

【0070】

基準発生回路１６ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖ_ｃと、電圧制御ループ２０ｂの出力ノードで提供される第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０とを受け取るように結合された第１の入力ノードを含み、第１の出力ノードに第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを提供し、かつ第２の出力ノードに電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを提供する。基準発生回路１６ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0071】

基準ランプ制御回路１８ｂは、基準発生回路１６ｂの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を提供する。基準ランプ制御回路１８ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0072】

電圧制御ループ２０ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路２０ａの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖ_ＲＥＦ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０を提供する。電圧制御ループ２０ｂはハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0073】

電流制御ループ２２ｂは、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ｂの第１の出力ノードの電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、スイッチモード電力段１２の第２の入力ノードに結合された出力ノードに制御信号ｄ（ｔ）を提供する。電流制御ループ２２ｂは、ハードウェアおよび／もしくはソフトウェアで実装され得るものであり、下記でより詳細に説明される。

【0074】

下記でより詳細に説明するように、電圧制御ループ２０ｂは、出力電圧信号ｖ_ｏと第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’との差に基づいて電流基準信号Ｉ_ｒ０を生成し、電流制御ループ２２ｂは、出力電流信号ｉ_ｏと第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとの差に基づいて制御信号ｄ（ｔ）を生成する。

【0075】

さらに、下記でより詳細に説明するように、基準発生器１６ｂは、スイッチモード電力段１２の平均電流モード制御を提供するために、第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを生成する。

【0076】

さらに、下記でより詳細に説明されるように、基準ランプ制御回路１８ｂは、第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆに基づいて第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を生成する。特に、コントローラ１４ｂが定電流モードから平均電流モードに切り替わる場合を除いて、Ｖ_ｒｅｆ’＝Ｖ_ｒｅｆである。この例では、第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は、第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆから公称出力電圧ｖ_ｎｏｍにランプアップする。

【0077】

ここで図７を参照すると、電力コンバータ１０ｂのより詳細な例示的な実施例が説明される。この例では、入力信号ＩＮは入力電圧信号Ｖ_ｉｎである。当業者であれば、入力信号ＩＮが代替的に入力電流信号であってもよいことを理解するであろう。簡単にするために、以降の説明では、入力信号ＩＮを入力電圧信号Ｖ_ｉｎと称する。

【0078】

電圧制御ループ２０ｂは、ＥＡＤＣ３２とフィルタ３４ｂとを含む。ＥＡＤＣ３２は、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信ｖ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準ランプ制御回路１８ｂの出力ノードの第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を受け取るよう結合された第２の入力ノードとを含み、出力ノードに電圧エラー信号ΔＶを提供する。

【0079】

第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧に等しい。代替的に、第２の電力基準信号Ｖ_ｒｅｆ’は、スイッチモード電力段１２の所望の出力電圧の一部に等しくても良い。

【0080】

ＥＡＤＣ３２は、出力電圧信号ｖ_ｏと第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’との差を抽出し、上述のように、その差をサンプリングレートｆ_ａｄ１でディジタル電圧エラー信号ΔＶ（例えば、ΔＶ＝Ｖ_ｏ＝Ｖ_ｒｅｆ’）に変換する。当業者であれば、電圧エラー信号ΔＶを生成するために他の技術も用いられ得ることを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３２は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。

【0081】

フィルタ３４ｂは、ＥＡＤＣ３２の出力ノードの電圧エラー信号ΔＶを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０を提供する。出力電圧信号ｖ_ｏと第２の基準電圧信号Ｖ_ｒｅｆ’との差が小さくされる(理想は、ΔＶ＝０である)ように、フィルタ３４ｂは出力電圧信号ｖ_ｏを調整する。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を減少するよう実施される。

【0082】

例えば、フィルタ３４ｂは、１０００のゲインと、１ＫＨｚの第１のゼロ点と、１ＫＨｚの第２のゼロ点と、１０ＫＨｚのポールとを有し得るが、その他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３４ｂはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３４ｂが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。

【0083】

電流制御ループ２２ｂは、ＥＡＤＣ３６とフィルタ３８ｂとを含む。ＥＡＤＣ３６は、スイッチモード電力段１２の第２の出力ノードの出力電流信号ｉ_ｏを受け取るよう結合された第１の入力ノードと、基準発生回路１６ｂの第１の出力ノードの第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを受け取るよう結合された第２の入力ノードとを有し、出力ノードに電流エラー信号ΔＩを提供する。

【0084】

第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流に等しい。代替的に、第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆは、スイッチモード電力段１２の所望の出力電流の一部であっても良い。

【0085】

ＥＡＤＣ３６は、出力電流信号ｉ_ｏと第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとの差を抽出し、上述のように、その差をサンプリングレートｆ_ａｄ２でディジタル電流エラー信号ΔＩ（例えば、ΔＩ＝ｉ_ｏ−Ｉ_ｒｅｆ）に変換する。当業者であれば、電流エラー信号ΔＩを生成するために他の技術が用いられても良いことを理解するであろう。例えば、ＥＡＤＣ３６は、アナログ差分回路および従来のＡ／Ｄコンバータに置き換えられても良い。

【0086】

フィルタ３８ｂは、ＥＡＤＣ３６の出力ノードの電流エラー信号ΔＩを受け取るよう結合された入力ノードを有し、出力ノードに制御信号ｄ（ｔ）を提供する。出力電流信号ｉ_ｏと第２の基準電流信号Ｉ_ｒｅｆとの差が小さくされる（理想は、ΔＩ＝０である）ように、フィルタ３８ｂは出力電流信号ｉ_ｏを調整する。この調整は、負荷ステップ、入力電圧の変動、構成要素の変化、温度の影響、およびその他の同様の障害といった、障害の存在における差を縮小するよう実施される。

【0087】

例えば、フィルタ３８ｂは、１０００のゲインと、１ＫＨｚの第１のゼロ地点と、１ＫＨｚの第２のゼロ地点と、１０ＫＨｚのポールとを有するが、他のパラメータが用いられても良い。いくつかの例示的な実施例では、フィルタ３８ｂはＰＩＤ構造として実装され得る。当業者であれば、他のフィルタのタイプおよびパラメータが用いられても良いことを理解するであろう。また、フィルタ３８ｂが「補償器」もしくは「コントロールローのアクセラレータ」（例えば、ディジタル実装用）と称されることもあることを当業者は理解するであろう。

【0088】

前述のように、基準発生回路１６ｂは、スイッチモード電力段１２の第１の出力ノードの出力電圧信号ｖ_ｏを受け取るよう結合された入力ノードを含み、第１の出力ノードに第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆを提供し、かつ第２の出力ノードに第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを提供する。さらに、前述のように、基準ランプ制御回路１８ｂは、基準発生回路１６ｂの第２の出力ノードの第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆを受け取るよう結合された入力ノードを含み、出力ノードに第２の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆ’を提供する。

【0089】

本発明によれば、基準発生回路１６ｂは、特定された動作パラメータｖ_ｎｏｍ、ｉ_ｎｏｍ、ｉ_ｍａｘ、およびＰ_ｍａｘを受け取り、第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０（下記のように、電圧制御ループ２０ｂのフィルタ出力である）に基づいて第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを生成し、次の３つの動作モードを提供する：（１）実質的に一定の出力電圧を有する平均電流モード制御、（２）実質的に一定の出力電力を有する平均電流モード制御、および（３）最大電流制限を有する電流モード制御である。

【0090】

特に、図８は本発明による例示的な制御モードの動作図と、基準発生器の論理図とを表す。第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０＜ｉ_ｎｏｍでは、基準発生回路１６ｂは、値ｖ_ｎｏｍを有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０に等しい第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は平均電流モードで動作し、スイッチモード電力段１２は実質的に一定の値のｖ_ｎｏｍを有する出力電圧信号ｖ_ｏを提供する。

【0091】

第１の電流基準信号ｉ_ｎｏｍ≦Ｉ_ｒ０＜ｉ_ｍａｘでは、基準発生回路１６ｂは、わずかな誤差δを加えた公称出力電圧ｖ_ｎｏｍに等しい値を有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、定電力制限（Ｐ_ｍａｘ／ｖ_ｏ）に基づいて算出された第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は平均電流モード制御で動作し、スイッチモード電力段１２は、実質的に一定の値のＰ_ｍａｘを有する出力電力（Ｐ_ｏ＝ｖ_ｏ×ｉ_ｏ）を提供する。

【0092】

ｉ_ｍａｘに実質的に等しい第１の電流基準信号Ｉ_ｒ０では、基準発生回路１６ｂは、切り替え電圧ｖｃ（ｖｃ＝Ｐ_ｍａｘ／ｉ_ｍａｘ）に等しい値を有する第１の電圧基準信号Ｖ_ｒｅｆと、値ｉ_ｍａｘを有する第２の電流基準信号Ｉ_ｒｅｆとを提供する。この動作領域では、スイッチモード電力段１２は、定電流モード制御で動作し、ｉ_ｍａｘに実質的に電流制御された出力電流信号ｉ_ｏを提供する。

【0093】

それゆえ、全ての動作モードにおいて、電流制御ループ２２ｂは、制御信号ｄ（ｔ）の値を設定する。さらに、電圧ループの出力は基準発生器１６ｂによりクランプされ、その結果、出力電圧ｖ_ｏを本質的に追跡し、Ｖ_ｒｅｆとｖ_ｏとの小さな誤差を提供して、負荷が突然下がるときの出力電圧ｖ_ｏのオーバーシュートを防止するかもしくは最小限にする。回路が平均電流モード制御で動作し、制御信号ｄ（ｔ）が電流制御ループ２２ｂによって常に生成されるので、動作モードの切り替えは図３および図４の例示的な実施例よりもよりスムーズになり得る。

【0094】

それでもなお、負荷が突然解放され、制御が定電流モードから平均電流モード制御を有する定電圧モードへ切り替わるとき、図６および図７の平均電流モード制御の実施例は、同じ出力電圧ｖ_ｏのオーバーシュートの問題を有する。従って、出力電圧ｖ_ｏのオーバーシュートを防止するために、上述のように、制御が定電力モードに切り替わるときに補償器の積分を無効にするために非飽和制御が用いられる。

【0095】

特に、出力負荷が下がり、制御が定電流モード制御から定電圧モード制御へ切り替わるとき、基準ランプ制御回路１８ｂは、切り替え電圧ｖ_ｃからｖ_ｎｏｍに第２の電圧基準信号Ｖｒｅｆ’をランプする。ランプ時間間隔は、オーバーシュートが低減され得るか実質的になくされ得るように制御され得る。例えば、ランプ時間間隔はおよそ１ｍｓからおよそ１００ｍｓの間であり得るが、他のランプ時間間隔が用いられても良い。

【0096】

上記は本発明の原理を単に説明するものであり、様々な修正が、請求項にかかる発明から逸脱することなく、当業者によりなされ得る。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】