特許 6334612 電子装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6334612

(24)【登録日】2018年5月11日

(45)【発行日】2018年5月30日

(54)【発明の名称】電子装置

(51)【国際特許分類】

   H05B 37/02 20060101AFI20180521BHJP

【ＦＩ】

   H05B37/02 J

【請求項の数】18

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2016-130296(P2016-130296)

(22)【出願日】2016年6月30日

(65)【公開番号】特開2017-120759(P2017-120759A)

(43)【公開日】2017年7月6日

【審査請求日】2016年6月30日

(31)【優先権主張番号】201511005943.4

(32)【優先日】2015年12月28日

(33)【優先権主張国】CN

(73)【特許権者】

【識別番号】511268432

【氏名又は名称】台達電子企業管理（上海）有限公司

(74)【代理人】

【識別番号】110000877

【氏名又は名称】龍華国際特許業務法人

(72)【発明者】

【氏名】陳 健

(72)【発明者】

【氏名】傅 小平

(72)【発明者】

【氏名】章 興▲ホア▼

【審査官】 山崎 晶

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１５−２１６８１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１２９６１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２９０１８３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０５Ｂ ３７／０２ − ３９／１０

Ｈ０１Ｌ ３３／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電圧を出力電圧に変換するための電圧変換ユニットと、
前記出力電圧を受けるための第１端と、第２端と、を有する第１のロードユニットと、
前記第１のロードユニットの前記第２端に電気的に結合されており、第１の電流基準信号に基づいて前記第１のロードユニットを流れる第１の駆動電流を制御するための電流調節ユニットと、
前記第１のロードユニット及び前記電圧変換ユニットに電気的に結合されており、前記第１の電流基準信号に基づいて第１の電圧基準信号を発生させて、前記第１のロードユニットの前記第２端の電位及び前記第１の電圧基準信号に基づいて前記電圧変換ユニットに対する第１の制御信号を発生させるための制御ユニットと、
前記電流調節ユニットに並列結合される補助電流調節ユニットと、
を含み、前記電流調節ユニットが前記第１の電流基準信号に基づいて前記第１の駆動電流の第１のバイパスを制御し、前記補助電流調節ユニットが補助電流基準信号に基づいて前記第１の駆動電流の第２のバイパスを制御する、電子装置。

【請求項2】

前記電流調節ユニットは、
前記第１のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第１のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第１の電気抵抗と、
を含む請求項１に記載の電子装置。

【請求項3】

前記電流調節ユニットは、
前記第１の電流基準信号を受けるための第１端と、前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第２端と、前記第１のトランジスタの前記制御端に電気的に結合されており、第２の制御信号を前記第１のトランジスタの前記制御端に出力する出力端と、を有する第１のオペアンプを更に含む請求項２に記載の電子装置。

【請求項4】

前記制御ユニットは、
前記第１の電流基準信号に基づいて前記第１の電気抵抗の第１の電圧差を計算し、前記第１の電流基準信号に基づいて前記第１のトランジスタのインピーダンスを計算して、前記第１の電流基準信号と前記第１のトランジスタの前記インピーダンスに基づいて前記第１のトランジスタの第２の電圧差を計算するための電圧基準演算回路を含み、
前記第１の電圧基準信号は、前記第１の電圧差と前記第２の電圧差との合計に対して、正の相関関係がある請求項２又は３に記載の電子装置。

【請求項5】

前記制御ユニットは、
前記第１のロードユニットの前記第２端の電位をサンプリングするための電圧サンプリング回路と、
前記電圧サンプリング回路に電気的に結合されており、前記第１のロードユニットの前記第２端の電位及び前記第１の電圧基準信号に基づいて比較信号を発生させるための比較回路と、
前記比較回路に電気的に結合されており、前記比較信号に基づいて前記第１の制御信号を発生させるためのフィードバック制御回路と、
を含む請求項１〜４のいずれか一項に記載の電子装置。

【請求項6】

前記電流調節ユニットは、
前記第１のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第１のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第１の電気抵抗と、
を含み、
前記補助電流調節ユニットは、
前記第１のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第２のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第２のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第２の電気抵抗と、
を含み、
前記第２の電気抵抗のインピーダンスと前記第１の電気抵抗のインピーダンスとの比例Ｎは１０よりも大きい数値であり、前記第１の駆動電流の第１のバイパスが前記第１の駆動電流の第２のバイパスよりも大きい請求項１〜５のいずれか一項に記載の電子装置。

【請求項7】

入力電圧を出力電圧に変換するための電圧変換ユニットと、
前記出力電圧を受けるための第１端と、第２端と、をそれぞれ有する複数のロードユニットと、
それぞれ前記複数のロードユニットの前記第２端に電気的に結合されており、複数の電流基準信号に基づいて各前記複数のロードユニットを流れる駆動電流を制御するための複数の電流調節ユニットと、
前記複数のロードユニット及び前記電圧変換ユニットに電気的に結合されており、前記複数の電流基準信号に基づいて少なくとも１つの電圧基準信号を発生させ、前記複数のロードユニットの前記第２端の電位及び前記少なくとも１つの電圧基準信号に基づいて前記電圧変換ユニットに対する第１の制御信号を発生させるための制御ユニットと、
前記複数の電流調節ユニットに並列結合される複数の補助電流調節ユニットと、
を備え、前記複数の電流調節ユニットが前記複数の電流基準信号に基づいて各前記複数のロードユニットを流れる前記駆動電流の第１のバイパスを制御し、前記複数の補助電流調節ユニットが複数の補助電流基準信号に基づいて各前記複数のロードユニットを流れる前記駆動電流の第２のバイパスを制御する、電子装置。

【請求項8】

前記制御ユニットは、前記複数のロードユニットの前記第２端の電位における最小値及び前記複数の電流基準信号における最大値に基づいて前記電圧変換ユニットに対する前記第１の制御信号を発生させる請求項７に記載の電子装置。

【請求項9】

前記複数の電流調節ユニットの各々は、
前記複数のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第１のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第１の電気抵抗と、
を含む請求項７又は８に記載の電子装置。

【請求項10】

前記複数の電流調節ユニットの各々は、前記複数の電流基準信号を受けるための第１端と、各前記複数の電流調節ユニットにおける前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第２端と、各前記複数の電流調節ユニットにおける前記第１のトランジスタの前記制御端に電気的に結合されており、第２の制御信号を前記第１のトランジスタの前記制御端に出力する出力端と、を有する第１のオペアンプを含む請求項９に記載の電子装置。

【請求項11】

前記制御ユニットは、最大電流信号に基づいて前記少なくとも１つの電圧基準信号を発生させるための電圧基準演算回路を含む請求項１０に記載の電子装置。

【請求項12】

前記制御ユニットは、
前記複数のロードユニットの前記第２端の電位をサンプリングするための電圧サンプリング回路と、
前記複数のロードユニットの前記第２端の電位における最小値に基づいて電圧最小値信号を発生させるための電圧最小値選択回路と、
前記電圧基準演算回路に電気的に結合されており、前記複数の電流基準信号における最大値に基づいて前記最大電流信号を発生させるための電流最大値選択回路と、
前記電圧サンプリング回路に電気的に結合されており、前記電圧最小値信号及び前記電圧基準信号に基づいて比較信号を発生させるための比較回路と、
前記比較回路に電気的に結合されており、前記比較信号に基づいて前記第１の制御信号を発生させるためのフィードバック制御回路と、
を更に含む請求項１１に記載の電子装置。

【請求項13】

前記電圧基準演算回路は、前記最大電流信号に基づいて前記複数の電流基準信号における最大値に対応する前記複数の電流調節ユニットの前記第１の電気抵抗の第１の電圧差を計算し、前記第１のトランジスタのインピーダンスを計算して、前記第１のトランジスタの前記インピーダンスに基づいて前記第１のトランジスタの第２の電圧差を計算して、前記少なくとも１つの電圧基準信号は、前記第１の電圧差と前記第２の電圧差との合計に対して、正の相関関係がある請求項１２に記載の電子装置。

【請求項14】

前記制御ユニットは、
それぞれ前記複数の電流基準信号の各々に基づいて対応する前記複数の電流調節ユニットの前記第１の電気抵抗の第１の電圧差を計算して、それぞれ前記複数の電流調節ユニットの前記第１のトランジスタのインピーダンスを計算し、それぞれ前記複数の電流基準信号と前記第１のトランジスタの前記インピーダンスに基づいて前記第１のトランジスタの第２の電圧差を計算するための電圧基準演算回路を含み、
各前記少なくとも１つの電圧基準信号は、それぞれ前記複数の電流調節ユニットの前記第１の電圧差と前記第２の電圧差との合計に対して、正の相関関係がある請求項１０に記載の電子装置。

【請求項15】

前記制御ユニットは、
前記複数のロードユニットの前記第２端の電位をサンプリングするための電圧サンプリング回路と、
前記電圧サンプリング回路に電気的に結合されており、前記複数のロードユニットの前記第２端の電位及び前記少なくとも１つの電圧基準信号に基づいて複数の比較信号を発生させるための複数の比較回路と、
前記複数の比較回路に電気的に結合されており、前記複数の比較信号の最大値に基づいて前記第１の制御信号を発生させるためのフィードバック制御回路と、
を含む請求項１４に記載の電子装置。

【請求項16】

前記制御ユニットは、前記複数の電流調節ユニットに電気的に結合されており、複数の電力基準信号に基づいて前記複数の電流調節ユニットを禁制するための定電力保護回路を含む請求項７に記載の電子装置。

【請求項17】

前記定電力保護回路は、
前記複数のロードユニットの前記第２端の電位及び前記複数の電流基準信号に基づいて対応する複数の電力信号を発生させるための複数の乗算ユニットと、
前記複数の乗算ユニットに電気的に結合されており、前記複数の電力信号及び前記複数の電力基準信号に基づいて複数の保護信号を発生させるための複数のコンパレータと、
前記複数の保護信号を受けるための第１の入力端と、前記複数の電流基準信号を受けるための第２の入力端と、前記複数の電流調節ユニットに電気的に結合される出力端と、をそれぞれ有する複数のＡＮＤゲートと、
を含み、
前記複数の電力信号の電位が前記複数の電力基準信号の電位よりも大きい場合、前記複数の保護信号の電位は低い論理レベルである請求項１６に記載の電子装置。

【請求項18】

前記複数の電流調節ユニットの各々は、
各前記複数のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第１のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第１のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第１の電気抵抗と、
を含み、
前記複数の補助電流調節ユニットの各々は、
各前記複数のロードユニットに電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する第２のトランジスタと、
線形領域間で操作される前記第２のトランジスタの前記第２端に電気的に結合される第２の電気抵抗と、
を含み、
前記第２の電気抵抗のインピーダンスと前記第１の電気抵抗のインピーダンスとの比例Ｎは１０よりも大きい数値であり、各前記複数のロードユニットを流れる前記駆動電流の第１のバイパスが各前記複数のロードユニットを流れる前記駆動電流の第２のバイパスよりも大きい請求項７〜１７のいずれか一項に記載の電子装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電子装置に関し、特に、電力損失を節約する電子装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来の照明装置としては、ほとんど白熱電球、蛍光管を採用したが、照明技術、半導体技術の発達につれて、既存の発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ；ＬＥＤ）は、高い発光効率を有するとともに、電力を節約することができる。発光ダイオードを駆動して発光させるためのドライバも、これにより、開発が盛んに行われている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0003】

しかしながら、現在よく見られる発光ダイオードドライバは、通常、直流出力電圧源及びリニア定電流回路からなる。リニア定電流回路の損失を低下させるために、通常、直流出力電圧源の出力電圧を調節して、リニア定電流回路のステップ電圧（ｓｔｅｐ ｖｏｌｔａｇｅ）が一定の範囲内に制御されるようにしてリニア定電流回路の過多の損失を避ける。しかし、リニア定電流回路を制御するための電圧基準が一定値であるため、軽負荷となる場合でもドライバの効率が依然として最適化されていない。

【0004】

また、現在のドライバが出力短絡となる場合に、通常、直流出力電圧源の出力電圧を停止して保護とするが、この作法により多重チャネルローディング（ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ ｌｏａｄｉｎｇ）の並列結合への適用において単独に多重チャネルローディングにおける各チャネルローディングを保護できないため、その中の１つのローディングが短絡する場合、別のローディングの出力も影響を受ける。なお、一般的に、リニア定電流回路は、その素子特性により制限されて、ドライバが発光ダイオードの調光への適用において、広い調光範囲を達成できない。

【課題を解決するための手段】

【0005】

本発明の一態様は、入力電圧を出力電圧に変換するための電圧変換ユニットと、出力電圧を受けるための第１端と第２端とを有する第１のロードユニットと、第１のロードユニットの第２端に電気的に結合されており、第１の電流基準信号に基づいて第１のロードユニットを流れる第１の駆動電流を制御するための電流調節ユニットと、第１のロードユニット及び電圧変換ユニットに電気的に結合されており、第１の電流基準信号に基づいて第１の電圧基準信号を発生させ、第１のロードユニットの第２端の電位及び第１の電圧基準信号に基づいて電圧変換ユニットに対する第１の制御信号を発生させるための制御ユニットと、を備える電子装置を提供することにある。

【0006】

本発明の別の態様は、入力電圧を出力電圧に変換するための電圧変換ユニットと、出力電圧を受けるための第１端と第２端とをそれぞれ有する複数のロードユニットと、それぞれロードユニットの第２端に電気的に結合されており、電流基準信号に基づいて各ロードユニットを流れる駆動電流を制御するための複数の電流調節ユニットと、ロードユニット及び電圧変換ユニットに電気的に結合されており、電流基準信号に基づいて少なくとも１つの電圧基準信号を発生させ、ロードユニットの第２端の電位及び電圧基準信号に基づいて電圧変換ユニットに対する第１の制御信号を発生させるための制御ユニットと、を備える電子装置を提供することにある。

【0007】

本開示において、リニア定電流回路の受信した電流基準信号を調整して、電圧基準信号からの制御信号によって電圧変換ユニットを制御することで、電子装置の軽負荷にある場合の電力損失を節約する。なお、ある実施例において、本開示の定電力保護回路により、電子装置が多重チャネルローディングの並列結合への適用で単独に多重チャネルローディングにおける各チャネルローディングを保護できることになる。また、ある実施例において、補助電流調節ユニットの設置により電子装置の調光に適用される場合の調光範囲を拡大する。

【図面の簡単な説明】

【0008】

下記の図面の詳細な説明は、本発明の前記又はその他の目的、特徴、利点及び実施形態をより分りやすくするためのものである。

【図1】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【図2】図１における電流調節ユニットを示す模式図である。

【図3】本発明の一実施例に係るトランジスタのインピーダンス特性曲線の模式図である。

【図4A】本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路の模式図である。

【図4B】本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路の模式図である。

【図5】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【図6】図５における補助電流調節ユニットを示す模式図である。

【図7】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【図8】図７における電流調節ユニットを示す模式図である。

【図9】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【図10】本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路の模式図である。

【図11】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【図12】本発明の一実施例に係る電子装置の模式図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、本発明の異なる特徴を実施するための複数の異なる実施例又は例示を提供する。特殊な例示における素子及び配置は、以下の検討において本開示を簡略化するものとして用いられる。検討されるいかなる例示は、説明するためのものだけであり、何れの方式で本発明又はその例示の範囲と意義を限定するためのものではない。また、本開示は、異なる例示において数字符号及び／又はアルファベットを重複に引用することがあり、これらの重複の何れも簡略化及び説明するためのものであり、その自身が以下の検討にある異なる実施例及び／又は配置の間の関係を指定しない。

【0010】

全体の明細書と特許請求範囲に用いられる用語（ｔｅｒｍｓ）は、特に明記される以外、通常、この分野、この開示の内容と特殊内容に使用される各用語の一般的な意味を持つ。当業者へ本開示に関する記述に対する規定外の案内を提供するように、本開示を記述するためのある用語について、以下又はこの明細書の別所で検討する。

【0011】

本文に使用される「結合」又は「接続」とは、いずれも２つ又は複数の素子が互いに直接的に実体又は電気的に接触し、又は互いに間接的に実体又は電気的に接触することを指す。また、「結合」又は「接続」は、２つ又は複数の素子が互いに操作し又は動作することを指す。理解すべきなのは、本文に使用される第１の、第２の、第３の等の用語は、各種の素子、組成部品、領域、層及び/又はブロックを記述することに用いられてもよいが、これらの素子、組成部品、領域、層及び/又はブロックを制限するものではない。これらの用語は、異なる素子、組成部品、領域、層及び/又はブロックを識別するためのものだけである。従って、以下で検討される第１の素子、組成部品、領域、層及び/又はブロックは、本発明の教示から逸脱しない限り、第２の素子、組成部品、領域、層及び/又はブロックと称されてもよい。本文に用いられるように、「及び/又は」の用語は、並べられる関連項目における１つ又は複数のいかなる組合せを含む。

【0012】

図１を参照されたい。図１は、本発明の一実施例に係る電子装置１００の模式図である。電子装置１００は、電圧変換ユニット１１０、ロードユニット１２０、電流調節ユニット１３０及び制御ユニット１４０を含む。電圧変換ユニット１１０は、ブースト（ｂｏｏｓｔ）アーキテクチャコンバータ、バック（ｂｕｃｋ）アーキテクチャコンバータ、フォワードアーキテクチャ（ｆｏｒｗａｒｄ）コンバータ、フライバックアーキテクチャ（ｆｌｙｂａｃｋ）コンバータ又はいかなる電圧コンバータであってもよい。ロードユニット１２０は、発光ダイオード、電気抵抗又はいかなるエネルギーを受け可能な負荷素子からなってもよい。図１は、ただ便利に説明するために、ロードユニット１２０を直列結合される発光ダイオードとして示して、実際な適用において本開示はこれに限定されない。電子装置１００は、いかなる電圧コンバータの電子装置に適用されてもよいが、本開示は上記の例示に限定されない。

【0013】

電圧変換ユニット１１０は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換することに用いられる。その中、入力電圧Ｖｉｎは、直流電圧又は交流電圧であってもよく、出力電圧Ｖｏｕｔは、直流電圧である。つまり、入力電圧Ｖｉｎが直流電圧又は交流電圧であることに関わらず、電圧変換ユニット１１０により、入力電圧Ｖｉｎの何れもいかなる電圧の直流電圧に変換されることができる。即ち、電圧変換ユニット１１０は、直流／直流（ＤＣ／ＤＣ）コンバータ又は交流／直流（ＡＣ／ＤＣ）コンバータである。

【0014】

ロードユニット１２０は、出力電圧を受けるための第１端Ａと、第２端Ｂと、を有する。図１に示すように、ロードユニット１２０は、直列結合される３つの発光ダイオードを含む。実際的適用において、発光ダイオードは、３つ以上又は他のいかなる数であってもよく、且つ前記のようにロードユニット１２０は、電気抵抗又はいかなるエネルギーを受け可能な負荷素子からなってもよいが、本開示はこれらに限定されない。

【0015】

電流調節ユニット１３０は、ロードユニット１２０の第２端Ｂに電気的に結合されており、電流基準信号Ｉｂ１に基づいてロードユニット１２０を流れる駆動電流Ｉｄ１を制御することに用いられる。制御ユニット１４０は、ロードユニット１２０及び電圧変換ユニット１１０に電気的に結合されており、電流基準信号Ｉｂ１に基づいて電圧基準信号Ｖｂ１を発生させ、ロードユニット１２０の第２端Ｂの電位及び電圧基準信号Ｖｂ１に基づいて電圧変換ユニット１１０に対する制御信号Ｖｃ１を発生させることに用いられる。

【0016】

一般的に、ロードユニット１２０を流れる発光ダイオードの駆動電流Ｉｄ１は、発光の輝度と正の相関関係があり、つまり、駆動電流Ｉｄ１が大きいほど、発光ダイオード発光の輝度も高くなる。このため、この実施例において、電流調節ユニット１３０によりロードユニット１２０を流れる駆動電流Ｉｄ１を制御して、ロードユニット１２０における発光ダイオード発光の輝度を変えることができる。更に、電子装置１００は、外部から調光信号Ｖｄを受け、調光信号Ｖｄが例えば０〜１０Ｖのアナログ電圧信号、パルス幅変調信号（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ＰＷＭ）又はいかなる形の電気信号であってもよい。制御ユニット１４０は、調光信号Ｖｄに基づいて１つの定電流基準信号Ｉｂ１を発生させ、また定電流基準信号Ｉｂ１をリニア定電流回路１３０に伝送する。図１に示すように、定電流基準信号Ｉｂ１は、例えば制御ユニット１４０における演算器１４１により発生させ、演算器１４１が単一チップ（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ；ＭＣＵ）、論理演算装置（Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ Ｌｏｇｉｃ Ｕｎｉｔ；ＡＬＵ）、中央処理装置（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ；ＣＰＵ）又はいかなる論理演算機能を有する論理回路であってもよいが、本開示はこれらに限定されない。リニア定電流回路１３０は、この定電流基準信号Ｉｂ１に基づいて駆動電流Ｉｄ１を定電流基準信号Ｉｂ１に対応する電流値に制御する。

【0017】

具体的に、図１及び図２を併せて参照されたい、図２は、図１における電流調節ユニット１３０を示す模式図である。図２に示すように、電流調節ユニット１３０は、トランジスタＭ１、電気抵抗Ｒ１及びオペアンプＯＰ１を含む。トランジスタＭ１は、ロードユニット１２０に電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する。電気抵抗Ｒ１は、線形領域間で操作されるトランジスタＭ１の第２端に電気的に結合される。オペアンプＯＰ１は、電流基準信号Ｉｂ１を受けるための第１端と、トランジスタＭ１の第２端に電気的に結合される第２端と、トランジスタＭ１の制御端に電気的に結合され制御信号Ｖｃ２をトランジスタＭ１の制御端に出力する出力端と、を有する。

【0018】

実際的適用において、トランジスタＭ１は、Ｎ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ｎＭＯＳＦＥＴ）、Ｎ型バイポーラ接合トランジスタ、Ｐ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ｐＭＯＳＦＥＴ）、Ｐ型バイポーラ接合トランジスタ又は他の同等のトランジスタであってもよいが、本開示はこれらに限定されない。一般的に、トランジスタは、遮断領域間、非線形領域間、線形領域間で操作されてもよく、線形領域間で操作される場合その制御端電圧がおおよそトランジスタを流れる電流と正の関係があるため、この実施例においてトランジスタＭ１が線形領域間で操作されオペアンプＯＰ１からの制御信号Ｖｃ２により駆動電流Ｉｄ１の大きさを制御する。例を挙げれば、オペアンプＯＰ１の第１端の受信した電流基準信号Ｉｂ１がオペアンプＯＰ１の第２端の電位よりも高い場合、オペアンプＯＰ１により出力される制御信号Ｖｃ２の電位がそれにつれて向上してトランジスタＭ１の導通程度を高め、更に駆動電流Ｉｄ１を向上させてオペアンプＯＰ１の第２端の電位を高める。逆に、オペアンプＯＰ１の第１端の受信した電流基準信号Ｉｂ１がオペアンプＯＰ１の第２端の電位よりも低い場合オペアンプＯＰ１により出力される制御信号Ｖｃ２の電位がそれにつれて低下してトランジスタＭ１の導通程度を低下させ、更に駆動電流Ｉｄ１を低下させてオペアンプＯＰ１の第２端の電位を低下させる。これにより、トランジスタＭ１は、電流基準信号Ｉｂ１に基づいて駆動電流Ｉｄ１を制御できることになる。

【0019】

図１を引き続き参照されたい。制御ユニット１４０は、さらに電圧基準演算回路１４２、電圧サンプリング回路１４３、比較回路１４４及びフィードバック制御回路１４５を含む。電圧基準演算回路１４２は、電流基準信号Ｉｂ１に基づいて電気抵抗Ｒ１の電圧差ＶＲ１を計算し、電流基準信号Ｉｂ１に基づいてトランジスタＭ１のインピーダンスＲｍを計算して電流基準信号Ｉｂ１とトランジスタＭ１のインピーダンスＲｍに基づいてトランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２を計算することに用いられ、電圧基準信号Ｖｂ１は、電圧差ＶＲ１と電圧差ＶＲ２との合計に対して、正の相関関係がある。電圧サンプリング回路１４３は、ロードユニット１２０の第２端Ｂの電位をサンプリングすることに用いられる。比較回路１４４は、電圧サンプリング回路１４３と比較回路１４４に電気的に結合されており、ロードユニット１２０の第２端Ｂの電位及び電圧基準信号Ｖｂ１に基づいて比較信号Ｖｃ０を発生させることに用いられる。フィードバック制御回路１４５は、比較回路１４４に電気的に結合されており、比較信号Ｖｃ０に基づいて制御信号Ｖｃ１を発生させることに用いられる。

【0020】

更に、本実施例において、電圧基準演算回路１４２は、演算器１４６、１４７、メモリ１４８、及び加算器１４９を含んでもよいが、この実施例がただ便利に説明するためのものであり、実際的適用において電圧基準演算回路１４２に含まれる素子が上記の例示に限定されない。同様に、演算器１４６、１４７は、単一チップ（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ；ＭＣＵ）、論理演算装置（Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ Ｌｏｇｉｃ Ｕｎｉｔ；ＡＬＵ）、中央処理装置（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ；ＣＰＵ）又はいかなる論理演算機能を有する論理回路であってもよく、本開示はこれらに限定されない。メモリ１４８は、揮発性メモリ、不揮発性メモリ又はいかなる記憶機能を有するメモリであってもよく、本開示はこれらに限定されない。

【0021】

電圧基準演算回路１４２における演算器１４６、１４７は、先に電流基準信号Ｉｂ１を受信する。実際上、上記から、トランジスタＭ１は電流基準信号Ｉｂ１に基づいて駆動電流Ｉｄ１を制御でき、電流基準信号Ｉｂ１が現在の駆動電流Ｉｄ１値を代表することが分かる。このため、演算器１４６、１４７は、電流基準信号Ｉｂ１に基づいてそれぞれ電気抵抗Ｒ１の電圧差ＶＲ１とトランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２を計算することができる。

【0022】

電気抵抗Ｒ１の電圧差ＶＲ１について、演算器１４６は、電気抵抗Ｒ１の抵抗値に現在の駆動電流Ｉｄ１値を掛けて得られる。一方、トランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２について、この実施例において、メモリ１４８は、トランジスタＭ１が線形領域で操作される時のインピーダンス特性曲線を記憶することに用いられる。ここで、図３を併せて参照されたい。図３は、本発明の一実施例に係るトランジスタＭ１のインピーダンス特性曲線の模式図である。図３に示すように、曲線は、トランジスタＭ１が完全に導通する線形領域にある時のインピーダンスＲｍを示す。トランジスタＭ１のインピーダンスＲｍの、駆動電流Ｉｄ１に伴って変化する値は、図１におけるメモリ１４８に記憶される。このため、演算器１４７は、いつでもメモリ１４８におけるデータを調べることができ、異なる駆動電流Ｉｄ１におけるトランジスタＭ１に対応するインピーダンスＲｍが得られる。次に、演算器１４７は、調べられる現在の駆動電流Ｉｄ１に対応するトランジスタＭ１のインピーダンスＲｍの大きさに現在の駆動電流Ｉｄ１を掛けて、トランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２が得られる。追加すべきなのは、図３におけるインピーダンス特性曲線は、温度要因を考えていなく、実際的適用においてトランジスタＭ１のインピーダンスＲｍが温度からの影響を受けるため、この場合、別に温度要因を考慮したインピーダンス特性曲線が必要である。

【0023】

図１に示すように、電気抵抗Ｒ１の電圧差ＶＲ１とトランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２を計算してから、電圧差ＶＲ１、ＶＲ２が更に加算器１４９に伝送され電圧基準信号Ｖｂ１を発生させるため、電圧基準信号Ｖｂ１は、電圧差ＶＲ１と電圧差ＶＲ２との合計に対して、正の相関関係がある。

【0024】

ある実施例において、電圧変換ユニット１１０において、変換操作中にリップル（ｒｉｐｐｌｅ）発生の可能性があるため、電流調節ユニット１３０におけるトランジスタＭ１が電圧変換ユニット１１０のリップルからの影響で正常に線形領域で操作されることができないことを避けるために、この場合、加算器１４９からの電圧基準信号Ｖｂ１は、余裕（例えば１０％）を別に含む可能性がある。例を挙げれば、仮にトランジスタＭ１の最大の負荷電流を１アンペア（Ａｍｐ）、且つ現在の駆動電流Ｉｄ１を１アンペア（Ａｍｐ）、電気抵抗Ｒ１を０．５オーム（Ω）とすると、図３から、駆動電流Ｉｄ１が１アンペア（Ａｍｐ）である場合、トランジスタＭ１のインピーダンスＲｍが４オーム（Ω）であることが分かるため、電流調節ユニット１３０が少なくとも（０．５＋４）×（１）＝４．５ボルト（Ｖｏｌｔ）の電圧差を有し、即ち、電圧基準信号Ｖｂ１のこの例における理論値が４．５ボルト（Ｖｏｌｔ）であってもよい。しかしながら、電流調節ユニット１３０におけるトランジスタＭ１が電圧変換ユニット１１０のリップルからの影響で正常に線形領域で操作されることができないことを避けるために、この例において、電圧基準信号Ｖｂ１が余裕（例えば１０％）である４．５×（１＋１０％）＝４．９５ボルト（Ｖｏｌｔ）を別に含むようにして電流調節ユニット１３０の正常な操作を確保する。他の実施例において、余裕は、５％、２０％又は任意の倍数であってもよく、本開示はこれらに限定されない。

【0025】

別の例において、仮に現在の駆動電流Ｉｄ１を０．５アンペア（Ａｍｐ）とすると、図３から、駆動電流Ｉｄ１が０．５アンペア（Ａｍｐ）である場合、トランジスタＭ１のインピーダンスＲｍが３．８オーム（Ω）であり、電気抵抗Ｒ１が同様に０．５オーム（Ω）であることが分かるので、電流調節ユニット１３０が少なくとも（０．５＋３．８）×（０．５）＝２．１５ボルト（Ｖｏｌｔ）の電圧差を有し、即ち、電圧基準信号Ｖｂ１のこの例における理論値が２．１５ボルト（Ｖｏｌｔ）であってもよい。同様に電圧基準信号Ｖｂ１が余裕（例えば１０％）である２．１５×（１＋１０％）＝２．３６５ボルト（Ｖｏｌｔ）を別に含むようにして電流調節ユニット１３０の正常な操作を確保する。上記の２つの例示を比較すると、本実施例において駆動電流Ｉｄ１が小さい場合、加算器１４９からの電圧基準信号Ｖｂ１もそれにつれて低下することが分かるため、駆動電流Ｉｄ１が小さい場合電力損失を節約することができ、例えば上記の２つの例示の数値を例として、約０．５×（４．９５−２．３６５）＝１．２９ワット（Ｗａｔｔ）が節約される。注意すべきなのは、上記挙げられる数値は、前記数値を制限し又は必ず使用することを提案するためのものではなく、例を挙げることのみを目的とする。

【0026】

図１を引き続き参照されたい。電圧サンプリング回路１４３は例えば、分圧抽出によりロードユニット１２０の第２端Ｂの電位をサンプリングする直列抵抗を含んでもよい。比較回路１４４は、ロードユニット１２０の第２端Ｂの電位及び電圧基準信号Ｖｂ１に基づいて比較信号Ｖｃ０を発生させ、またフィードバック制御回路１４５により比較信号Ｖｃ０に基づいて電圧変換ユニット１１０に対する制御信号Ｖｃ１を発生させる。これがオペアンプＯＰ１の操作方式と類似しており、例を挙げれば、比較回路１４４の第１端の受信した電圧基準信号Ｖｂ１が比較回路１４４の第２端の電位よりも高い場合、比較回路１４４により出力される比較信号Ｖｃ０の電位がそれにつれて向上しフィードバック制御回路１４５も同時に制御信号Ｖｃ１の電位を向上させて、更に電圧変換ユニット１１０が出力信号Ｖｏｕｔの電位を向上させるようにする。逆に、比較回路１４４の第１端の受信した電圧基準信号Ｖｂ１が比較回路１４４の第２端の電位よりも低い場合、比較回路１４４により出力される比較信号Ｖｃ０の電位がそれにつれて低下すると同時に、フィードバック制御回路１４５の制御信号Ｖｃ１の電位も低下し、更に電圧変換ユニット１１０が出力信号Ｖｏｕｔの電位を低下させるようにする。これにより、本開示は、リニア定電流回路の受信した電流基準信号を調整して、電圧基準信号からの制御信号によって電圧変換ユニットを制御することで、電子装置が軽負荷となる場合の電力損失を節約する。

【0027】

図４Ａ及び図４Ｂを参照されたい。図４Ａは、本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路４０１の模式図である。図４Ｂは、本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路４０２の模式図である。フィードバック制御回路４０１、４０２の何れも図１におけるフィードバック制御回路１４５に適用されてもよい。フィードバック制御回路４０１は、デジタルタイプのフィードバック制御回路であり、発振器４１１、デジタルパルス幅変調器４１２及びカウンター４１３を含む。デジタルパルス幅変調器４１２は、周波数が発振器４１１により発生する方形波を出力する。コンパレータ１４４により出力される比較信号Ｖｃ０がカウンター４１３に入り、カウンター４１３がまたカウント結果をデジタルパルス幅変調器４１２に出力し、デジタルパルス幅変調器４１２が更にカウント結果に基づいてパルス幅変調信号（ＰＷＭ ｓｉｇｎａｌ）であってもよい制御信号Ｖｃ１を発生させる。つまり、実際的にカウンター４１３がコンパレータ１４４により出力される比較信号Ｖｃ０に基づいて制御信号Ｖｃ１のパルス幅を変調し、即ち、制御信号Ｖｃ１のデューティサイクルを変調し、一般的にデューティサイクルが高いほど、比較信号Ｖｃ０の平均電位も高くなる。一方、フィードバック制御回路４０２は、アナログ型のフィードバック制御回路であり、こぎり波発生器４２１及びコンパレータ４２２を含む。コンパレータ１４４により出力される比較信号Ｖｃ０は、またこぎり波発生器４２１によるこぎり波と比較して制御信号Ｖｃ１を発生させ、フィードバック制御回路４０１とフィードバック制御回路４０２の機能が類似しており、それらによる制御信号Ｖｃ１がパルス幅変調信号（ＰＷＭ ｓｉｇｎａｌ）であってもよく、異なるパルス幅により電圧変換ユニット１１０を制御できるが、他の実施例においてパルス幅変調信号に限定されない。

【0028】

図５を引き続き参照されたい。図５は、本発明の一実施例に係る電子装置５００の模式図である。図５に示すように、電子装置１００と比べて、電子装置５００は、補助電流調節ユニット１５０を更に含む。補助電流調節ユニット１５０は、電流調節ユニット１３０に並列結合して、電流調節ユニット１３０が電流基準信号Ｉｂ１に基づいて駆動電流Ｉｄ１の第１のバイパスＩｄ１'を制御し、補助電流調節ユニット１５０が補助電流基準信号Ｉｂ１'に基づいて駆動電流Ｉｄ１の第２のバイパスＩｄ１''を制御する。電子装置５００における他の素子に関する記述も電子装置１００と同じであるが、ここに説明しない。

【0029】

図５及び図６を併せて参照されたい。図６は、図５における補助電流調節ユニット１５０を示す模式図である。図６に示すように、実際的に補助電流調節ユニット１５０と電流調節ユニット１３０の回路接続方式も同じであり、補助電流調節ユニット１５０は、トランジスタＭ２、電気抵抗Ｒ２及びオペアンプＯＰ２を含む。トランジスタＭ２は、ロードユニット１２０に電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する。電気抵抗Ｒ２は、線形領域間で操作されるトランジスタＭ２の第２端に電気的に結合される。補助電流調節ユニット１５０の電気抵抗Ｒ２のインピーダンスと電流調節ユニット１３０の電気抵抗Ｒ１のインピーダンスとの比例は１０よりも大きい数値であるＮであり、これにより、駆動電流Ｉｄ１の第１のバイパスＩｄ１'が駆動電流Ｉｄ１の第２のバイパスＩｄ１''よりも大きいことに異なる。

【0030】

更に、素子特性の制限により、電流調節ユニット１３０の調光信号Ｖｄに対応する駆動電流Ｉｄ１の調整可能な範囲が制限され、例えば駆動電流Ｉｄ１の最大値の１％に調整するため、仮に電流調節ユニット１３０の駆動電流Ｉｄ１の調整範囲を１Ａ〜１０ｍＡとすると、この実施例で他の一つの補助電流調節ユニット１５０を並列結合して使用して、駆動電流Ｉｄ１の電流調整範囲を１０ｍＡ〜１００μＡとして、このように並列結合して使用してから、電子装置５００の調光範囲が１Ａ〜１００μＡに拡大され、即ち、もとの１００％〜１％から１００％〜０．０１％に拡大されて、より高精度の調光範囲が得られる。上記のことは、補助電流調節ユニット１５０の電気抵抗Ｒ２と電流調節ユニット１３０の電気抵抗Ｒ１が異なるインピーダンスを有することで実施されることができる。例を挙げれば、電気抵抗Ｒ１を１０オーム（Ω）とし、電気抵抗Ｒ２を１０００オーム（Ω）とし、駆動電流Ｉｄ１の第１のバイパスＩｄ１'が駆動電流Ｉｄ１の第２のバイパスＩｄ１''よりも大きくようにして、これにより、異なる調光範囲を達成する。本開示は、補助電流調節ユニットの設置により、電子装置の調光に適用される場合の調光範囲を拡大させる。

【0031】

図７を参照されたい。図７は、本発明の一実施例に係る電子装置７００の模式図である。図７に示すように、電子装置１００と比べて、電子装置７００は、ロードユニット７２０、電流調節ユニット７３０を更に含み、即ち、２つのロードユニット（１２０、７２０）及び２つの電流調節ユニット（１３０、７３０）を含む。電流調節ユニット１３０、７３０は、それぞれロードユニット１２０、７２０の第２端Ｂ、Ｃに電気的に結合されており、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２に基づいてロードユニット１２０、７２０を流れる駆動電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を制御することに用いられる。実際的適用においてロードユニットの数はいかなる正整数であってもよいが、本開示はこれに限定されない。つまり、図７に示される電子装置７００は、多重チャネルローディングの並列結合への適用である。

【0032】

電流調節ユニット７３０の内部実施形態は、電流調節ユニット１３０と類似しており、ここで図８を併せて参照されたい。図８は、図７における電流調節ユニット７３０を示す模式図である。図８は、図７における電流調節ユニット７３０を示す模式図である。図８に示すように、電流調節ユニット７３０は、トランジスタＭ１'、電気抵抗Ｒ１'及びオペアンプＯＰ１'を含む。トランジスタＭ１'は、ロードユニット７２０に電気的に結合される第１端と、第２端と、制御端と、を有する。電気抵抗Ｒ１'は、線形領域間で操作されるトランジスタＭ１'の第２端に電気的に結合される。オペアンプＯＰ１'は、電流基準信号Ｉｂ２を受けるための第１端と、トランジスタＭ１'の第２端に電気的に結合される第２端と、トランジスタＭ１'の制御端に電気的に結合され制御信号Ｖｃ２'をトランジスタＭ１'の制御端に出力する出力端と、を有する。電流調節ユニット７３０の他の記述は、実際的に電流調節ユニット１３０と類似しており、ここに説明しない。

【0033】

また、制御ユニット１４０と比べて、制御ユニット７４０は、電圧最小値選択回路７１０及び電流最大値選択回路７５０を更に含む。電圧最小値選択回路７１０は、ロードユニット１２０、７２０の第２端Ｂ、Ｃの電位における最小値に基づいて電圧最小値信号を発生させることに用いられる。電流最大値選択回路７５０は、電圧基準演算回路１４２に電気的に結合されており、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２における最大値に基づいて最大電流信号を発生させることに用いられる。例を挙げれば、サンプリング回路１４３によりサンプリングされた後ロードユニット１２０の第２端Ｂの電位がロードユニット７２０の第２端Ｃの電位よりも低い場合、電圧最小値信号がサンプリング済みのロードユニット１２０の第２端Ｂの電位であり、サンプリング回路１４３によりサンプリングされた後ロードユニット７２０の第２端Ｃの電位がロードユニット１２０の第２端Ｂの電位よりも低い場合、電圧最小値信号がサンプリング済みのロードユニット７２０の第２端Ｃの電位である。類似的に、電流基準信号Ｉｂ１の値が電流基準信号Ｉｂ２よりも高い場合、最大電流信号が電流基準信号Ｉｂ１の値であり、電流基準信号Ｉｂ２の値が電流基準信号Ｉｂ１よりも高い場合、最大電流信号が電流基準信号Ｉｂ２の値である。同じように、電子装置におけるロードユニットの数がより多い場合、このように電圧最小値信号、最大電流信号を判断することができる。

【0034】

また、制御ユニット７４０は、ロードユニット１２０、７２０の第２端Ｂ、Ｃの電位における最小値及び電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２における最大値に基づいて電圧変換ユニット１１０に対する制御信号Ｖｃ１を発生させる。電圧基準演算回路１４２は、更に最大電流信号に基づいて電圧基準信号Ｖｂ１を発生させる。電圧基準演算回路１４２は、最大電流信号に基づいて電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２における最大値に対応する電流調節ユニットの電気抵抗の電圧差を計算し、トランジスタのインピーダンスを計算してトランジスタのインピーダンスに基づいてトランジスタの電圧差を計算する。例を挙げれば、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２における最大値が電流基準信号Ｉｂ１である場合、電圧基準演算回路１４２は、電流調節ユニット１３０の電気抵抗Ｒ１の電圧差ＶＲ１を計算し、トランジスタＭ１のインピーダンスＲｍを計算してトランジスタＭ１のインピーダンスＲｍに基づいてトランジスタＭ１の電圧差ＶＲ２を計算する。逆に、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２における最大値が電流基準信号Ｉｂ２である場合、電圧基準演算回路１４２は、電流調節ユニット７３０の電気抵抗Ｒ１'の電圧差ＶＲ１'を計算し、トランジスタＭ１'のインピーダンスＲｍ'を計算してトランジスタＭ１'のインピーダンスＲｍ'に基づいてトランジスタＭ１'の電圧差ＶＲ２'を計算する。

【0035】

注意すべきなのは、電圧基準信号Ｖｂ１は、電圧差ＶＲ１及び電圧差ＶＲ２の和（又は電圧差ＶＲ１'及び電圧差ＶＲ２'の和）と正の相関関係がある。このため、上記方式により電圧最小値信号が電圧基準信号Ｖｂ１よりも大きくように確保して、何れの電流調節ユニット（１３０、７３０）が線形領域間で操作されないことを避ける。電子装置７００における他の素子に関する記述は、電子装置１００と同じであるが、ここに説明しない。

【0036】

ある実施例において、多重チャネルローディング並列結合への適用は、図７の実施形態に限定されなく、ここで図９を参照されたい。図９は、本発明の一実施例に係る電子装置９００の模式図である。図９に示すように、電子装置９００は同様に、電子装置７００における２つのロードユニット（１２０、７２０）及び２つの電流調節ユニット（１３０、７３０）を含む。電流調節ユニット１３０、７３０は、それぞれロードユニット１２０、７２０の第２端Ｂの、Ｃに電気的に結合されており、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２に基づいて、ロードユニット１２０、７２０を流れる駆動電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を制御することに用いられる。

【0037】

しかしながら、電子装置９００と電子装置７００との相違点としては、電子装置９００における制御ユニット９４０が、異なる方式により何れの電流調節ユニット（１３０、７３０）が線形領域間で操作されないことを避けて、更に、制御ユニット９４０が制御ユニット１４０と比べて、電圧サンプリング回路１４３に電気的に結合される比較回路９４４を更に含み、比較回路９４４がロードユニット７２０の第２端Ｃの電位及び電圧基準信号Ｖｂ２に基づいて比較信号Ｖｃ０'を発生させることに用いられることにある。次に、フィードバック制御回路９４５は、比較信号Ｖｃ０、Ｖｃ０'の最大値に基づいて制御信号Ｖｃ１を発生させる。

【0038】

更に、制御ユニット９４０における電圧基準演算回路９４２は、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２に基づいて対応する電流調節ユニット１３０、７３０の電気抵抗Ｒ１、Ｒ１'の電圧差ＶＲ１、ＶＲ１'を計算して、電流調節ユニット１３０、７３０のトランジスタＭ１、Ｍ１'のインピーダンスＲｍ、Ｒｍ'を計算し、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２とトランジスタＭ１、Ｍ１'のインピーダンスＲｍ、Ｒｍ'に基づいてトランジスタＭ１、Ｍ１'の電圧差ＶＲ２、ＶＲ２'を計算することに用いられる。

【0039】

注意すべきなのは、電圧基準信号Ｖｂ１は、電流調節ユニット１３０の電圧差ＶＲ１と電圧差ＶＲ２との合計に対して、正の相関関係がある。電圧基準信号Ｖｂ２は、電流調節ユニット７３０の電圧差ＶＲ１'と電圧差ＶＲ２'との合計に対して、正の相関関係がある。このため、上記方式によりサンプリング回路１４３にサンプリングされた後各チャネルのロードユニット（１２０、７２０）の第２端の電位（Ｂ、Ｃ）の何れも対応する電圧基準信号（Ｖｂ１、Ｖｂ２）よりも大きく又はそれらに等しいことを確保して、何れの電流調節ユニット（１３０、７３０）が線形領域間で操作されないことを避ける。電子装置７００における他の素子の記述は、電子装置１００と同じであるが、ここに説明しない。

【0040】

追加する必要があるのは、フィードバック制御回路９４５の実施形態は、図１０に示すように、例えば最大値セレクタ９０１を別に含む図４Ｂのフィードバック制御回路４０２であってもよい。図１０は、本発明の一実施例に係るフィードバック制御回路９４５の模式図である。フィードバック制御回路４０２と比べて、フィードバック制御回路９４５は、比較信号Ｖｃ０、Ｖｃ０'を受けるための最大値セレクタ９０１を更に含み、比較信号Ｖｃ０、Ｖｃ０'における最大値をコンパレータ４２２に伝送することが見られる。同様に、コンパレータ１４４により出力される比較信号Ｖｃ０は、またこぎり波発生器４２１によるこぎり波と比較して制御信号Ｖｃ１を発生させる。

【0041】

ある実施例において、出力短絡の場合、制御ユニットは、定電力保護回路を更に含む。また図１１を参照されたい。図１１は、本発明の一実施例に係る電子装置１１００の模式図である。図１１に示すように、電子装置７００における制御ユニット７４０と比べて、制御ユニット１１４０は、定電力保護回路１１６０を更に含み、電流調節ユニット１３０、７３０に電気的に結合されており、電力基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２に基づいて電流調節ユニット１３０、７３０を禁制することに用いられる。

【0042】

更に、定電力保護回路１１６０は、乗算ユニット１１６１、１１６２、コンパレータ１１６３、１１６４及びＡＮＤゲート１１６５、１１６６を含む。乗算ユニット１１６１、１１６２は、ロードユニット１２０、７２０の第２端Ｂ、Ｃの電位及び電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２に基づいて対応する電力信号Ｐ１、Ｐ２を発生させることに用いられる。コンパレータ１１６３、１１６４は、乗算ユニット１１６１、１１６２に電気的に結合されており、電力信号Ｐ１、Ｐ２及び電力基準信号Ｐｂ１、Ｐｂ２に基づいて保護信号Ｓ１、Ｓ２を発生させることに用いられる。また、電力信号Ｐ１、Ｐ２の電位が電力基準信号Ｐｂ１、Ｐｂ２の電位よりも大きい場合、保護信号Ｓ１、Ｓ２の電位は低い論理レベルである。ＡＮＤゲート１１６５、１１６６の各々は、保護信号Ｓ１、Ｓ２を受けるための第１の入力端と、電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２を受けるための第２の入力端と、電流調節ユニット１３０、７３０に電気的に結合される出力端と、を有する。

【0043】

出力短絡の場合、電流調節ユニット１３０、７３０におけるトランジスタＭ１、Ｍ１'及び電気抵抗Ｒ１、Ｒ１'が過熱で破壊されることを回避するために、乗算ユニット１１６１、１１６２からの電力信号Ｐ１、Ｐ２は、電流調節ユニット１３０、７３０の現在の真実な電力損失を示すようにする。一方、この実施例において、定電力保護回路１１６０は、メモリ１１６７を含む可能性がある。メモリ１１６７は、揮発性メモリ、不揮発性メモリ又はいかなる記憶機能を有するメモリであってもよいが、本開示はこれらに限定されない。異なるプロセスパラメータ、パッケージ構造及び放熱条件を有するトランジスタ及び電気抵抗が、異なる最大負荷電力値を持つ可能性があるため、メモリ１１６７は、電流調節ユニット１３０、７３０におけるトランジスタＭ１、Ｍ１'及び電気抵抗Ｒ１、Ｒ１'の最大負荷電力値を記憶することに用いられる。メモリ１１６７は、また上記最大負荷電力値に基づいて電力基準信号Ｐｂ１、Ｐｂ２をコンパレータ１１６３、１１６４に提供する。このため、コンパレータ１１６３、１１６４は、電流調節ユニット１３０、７３０の現在の真実な電力損失（電力信号Ｐ１、Ｐ２）及びその最大負荷電力値（電力基準信号Ｐｂ１、Ｐｂ２）を比較して保護信号Ｓ１、Ｓ２を発生させる。例えば、電力信号Ｐ１、Ｐ２の電位が電力基準信号Ｐｂ１、Ｐｂ２の電位よりも大きい場合、保護信号Ｓ１、Ｓ２の電位は、低い論理レベルである。

【0044】

このため、ＡＮＤゲート１１６５、１１６６の設置により、電子装置１１００が正常に操作される場合、電流調節ユニット１３０、７３０は、依然として正常に電流基準信号Ｉｂ１、Ｉｂ２を受信することを保持する。しかしながら、電子装置１１００の何れかのロードユニットが出力短絡となる場合、例を挙げれば、ロードユニット１２０が出力短絡となると、電力信号Ｐ１の電位が電力基準信号Ｐｂ１の電位よりも大きくなり、保護信号Ｓ１の電位は低い論理レベルとなり、電流調節ユニット１３０がこれにより禁制されて、電流調節ユニット７３０が依然として正常に電流基準信号Ｉｂ２を受信することを保持して、ロードユニット７２０が依然として正常に駆動電流Ｉｄ２を受信することを保持する。逆に、ロードユニット７２０が出力短絡となると、電力信号Ｐ２の電位が電力基準信号Ｐｂ２の電位よりも大きくなり、保護信号Ｓ２の電位は低い論理レベルとなり、電流調節ユニット７３０がこれにより禁制されて、電流調節ユニット１３０が依然として正常に電流基準信号Ｉｂ１を受信することを保持して、ロードユニット１２０が依然として正常に駆動電流Ｉｄ１を受信することを保持する。これにより、電子装置は、多重チャネルローディングの並列結合への適用において単独に多重チャネルローディングにおける各チャネルローディングを保護することができる。類似的に、上記の定電力保護回路１１６０は、図９における電子装置９００に適用されてもよい。図１２を参照されたい。図１２は、本発明の一実施例に係る電子装置１２００の模式図である。定電力保護回路１１６０を含む制御ユニット１２４０を有する電子装置１２００における詳しい操作は、実際的に上記説明と同じであるが、ここに説明しない。

【0045】

要するに、本発明は、電子装置に関し、特に、電力損失を節約する電子装置に関する。本開示において、リニア定電流回路の受信した電流基準信号を調整して、電圧基準信号からの制御信号によって電圧変換ユニットを制御することで、電子装置が軽負荷にある場合の電力損失を節約する。なお、ある実施例において、本開示の定電力保護回路により、電子装置が多重チャネルローディングの並列結合への適用で単独に多重チャネルローディングにおける各チャネルローディングを保護できることになる。また、ある実施例において、補助電流調節ユニットの設置により電子装置の調光に適用される場合の調光範囲を拡大する。

【0046】

本発明の実施形態を前述の通りに開示したが、これは、本発明を限定するものではなく、業者なら、本発明の精神と範囲から逸脱しない限り、多様の変更や修正を加えることができ、したがって、本発明の範囲は、後の特許請求の範囲で指定した内容を基準とする。

【符号の説明】

【0047】

１００、５００、７００、９００、１１００、１２００ 電子装置
１１０ 電圧変換ユニット
１２０、７２０ ロードユニット
１３０、７３０ 電流調節ユニット
１４０、７４０、９４０、１１４０、１２４０ 制御ユニット
１４１、１４６、１４７ 演算器
１４２、９４２ 電圧基準演算回路
１４３ 電圧サンプリング回路
１４４、９４４ 比較回路
１４５、４０１、４０２、９４５ フィードバック制御回路
１４８、１１６７ メモリ
１４９ 加算器
１５０ 補助電流調節ユニット
４１１ 発振器
４１２ デジタルパルス幅変調器
４１３ カウンター
４２１ こぎり波発生器
４２２、１１６３、１１６４ コンパレータ
７１０ 電圧最小値選択回路
７５０ 電流最大値選択回路
９０１ 最大値セレクタ
１１６０ 定電力保護回路
１１６１、１１６２ 乗算ユニット
１１６５、１１６６ ＡＮＤゲート
Ａ、Ｂ、Ｃ 端点
Ｉｂ１、Ｉｂ１'、Ｉｂ２ 電流基準信号
Ｖｂ１、Ｖｂ２ 電圧基準信号
Ｉｄ１、Ｉｄ２ 駆動電流
Ｉｄ１' 第１のバイパス
Ｉｄ１'' 第２のバイパス
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ１' トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１' 電気抵抗
Ｒｍ インピーダンス
Ｓ１、Ｓ２ 保護信号
ＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ１' オペアンプ
Ｖｃ０、Ｖｃ０' 比較信号
Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ２' 制御信号
Ｖｄ 調光信号
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4A】

【図4B】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】