特許 6337280 コンバータと多段倍電圧整流回路を併用した、部分影補償機能を付加した統合型太陽電池用コンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6337280

(24)【登録日】2018年5月18日

(45)【発行日】2018年6月6日

(54)【発明の名称】コンバータと多段倍電圧整流回路を併用した、部分影補償機能を付加した統合型太陽電池用コンバータ

(51)【国際特許分類】

   G05F 1/67 20060101AFI20180528BHJP

   H02S 10/10 20140101ALI20180528BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20180528BHJP

【ＦＩ】

   G05F1/67 A

   H02S10/10

   H02M3/155 H

【請求項の数】4

【全頁数】35

(21)【出願番号】特願2014-36983(P2014-36983)

(22)【出願日】2014年2月27日

(65)【公開番号】特開2015-162094(P2015-162094A)

(43)【公開日】2015年9月7日

【審査請求日】2017年2月27日

(73)【特許権者】

【識別番号】503361400

【氏名又は名称】国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構

(74)【代理人】

【識別番号】100092093

【弁理士】

【氏名又は名称】辻居 幸一

(74)【代理人】

【識別番号】100082005

【弁理士】

【氏名又は名称】熊倉 禎男

(74)【代理人】

【識別番号】100067013

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 文昭

(74)【代理人】

【識別番号】100086771

【弁理士】

【氏名又は名称】西島 孝喜

(74)【代理人】

【識別番号】100109070

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 洋之

(74)【代理人】

【識別番号】100109335

【弁理士】

【氏名又は名称】上杉 浩

(74)【代理人】

【識別番号】100120525

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 直樹

(74)【代理人】

【識別番号】100158469

【弁理士】

【氏名又は名称】大浦 博司

(72)【発明者】

【氏名】鵜野 将年

(72)【発明者】

【氏名】久木田 明夫

【審査官】 東 昌秋

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１４−３３１２０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１２−５２９７１４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−９０３６６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１８３５５７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０５Ｆ １／６７

Ｈ０２Ｍ ３／００−３／４４

Ｈ０２Ｊ ７／００−７／３６

Ｈ０２Ｓ １０／１０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードが並列に接続され、更に、該２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタが接続された、多段倍電圧整流回路と、
入力電圧を出力電圧へと変換する、動作時において矩形波状の電圧が印加される素子を備えたコンバータと、
前記素子から電圧の入力を受けて、前記多段倍電圧整流回路に対して電圧を出力する、入力回路であって、
前記素子の電圧が入力される、第１のコイルを備えた第１の入力回路部と、
前記第１のコイルと磁気的に結合される第２のコイルを備え、前記多段倍電圧整流回路に電圧を出力する第２の入力回路部と
を備えた入力回路と
を備え、
第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる太陽電池モジュール鎖を前記コンバータの入力部に接続するとともに、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記キャパシタに対して第ｋの該太陽電池モジュールを並列接続することにより、該第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧を前記コンバータによって変換するとともに、前記素子から前記入力回路を介して前記多段倍電圧整流回路に電圧を入力して、該第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い太陽電池モジュールに並列接続される前記キャパシタに優先的に電流を供給するよう構成された
ことを特徴とする、太陽電池用コンバータシステム。

【請求項2】

前記入力回路が入力回路内インダクタと入力回路内キャパシタを備えた共振回路として構成されることを特徴とする、請求項１に記載の太陽電池用コンバータシステム。

【請求項3】

前記コンバータは、前記入力部からの電流によりコンバータ内インダクタに電磁気的エネルギーを蓄積する状態と、コンバータ内ダイオードを通る電流によって該コンバータ内インダクタから電磁気的エネルギーを放出する状態と、をスイッチによって切り替えるスイッチングコンバータとして構成され、前記素子として該コンバータ内ダイオードを用いるよう構成されたことを特徴とする、請求項１又は２に記載の太陽電池用コンバータシステム。

【請求項4】

前記コンバータは、前記入力部からの電流によりコンバータ内インダクタに電磁気的エネルギーを蓄積する状態と、コンバータ内ダイオードを通る電流によって該コンバータ内インダクタから電磁気的エネルギーを放出する状態と、をスイッチによって切り替えるスイッチングコンバータとして構成され、前記素子として該コンバータ内インダクタを用いるよう構成され、更に前記第１のコイルを該コンバータ内インダクタとして用いるよう構成されたことを特徴とする、請求項２に記載の太陽電池用コンバータシステム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数の太陽電池モジュールの直列接続により構成される太陽電池ストリング（太陽電池モジュール鎖）において、部分影による各種の悪影響を防止しつつ、且つ、太陽電池モジュール鎖の出力制御が可能な、コンバータと部分影補償器を統合した統合型コンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

太陽電池は、光起電力効果を利用して光エネルギーを電力に変換する電池であり、典型的には、ｐ型半導体とｎ型半導体とを接合して電極等を取り付けてなる構造を有している。太陽電池を用いた太陽光発電システムにおいて太陽光エネルギーを最大限に活用するためには、パワーコンディショナ等を用いて太陽電池モジュールを最大電力点（ＭＰＰ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ）で動作させる必要がある。一般的に、太陽電池モジュールの電気特性は日射量に大きく依存し、影が発生した状態では発生可能な電流は大きく低下する。

【0003】

複数枚のモジュールを直列に接続して太陽電池ストリングを構成して使用する場合、一部のモジュールに影がかかる「部分影」の影響によりストリング全体としての発生可能な電力が大幅に低下することが知られている。図１に一部のモジュール（ＰＶ１）に部分的に影が発生した状況におけるストリング内の電流経路、ならびに各モジュールの電気特性を示す。各モジュールと並列に接続されているダイオードはモジュールが逆バイアスされるのを防止するためのバイパスダイオードである。影の掛かったモジュール（以降、「影モジュール」と呼ぶ）は影の掛かっていないモジュール（以降、「日照モジュール」と呼ぶ）と比べて発生可能な電流が小さくなり、各モジュール特性にアンバランスが生じる。

【0004】

この場合、影モジュールの供給可能な電流よりも大きな電流がストリングに流れると、図示されているとおり影モジュールに接続されたバイパスダイオードが導通し、影モジュールはバイパスされる。この時、影モジュールの電圧はバイパスダイードの降下電圧と等しい電圧、即ち、ほぼ０Ｖとなる。影モジュールは本来、幾分の電力を発生可能であるもののバイパスダイオードの導通により影モジュールは電力を発生できない状態となってしまうため、ストリングとしての発生可能な電力は大幅に低下してしまう。

【0005】

部分影発生時におけるストリング全体としての電気特性の例を図２に示す。影モジュールがバイパスされることにより電圧−電流（Ｖ−Ｉ）特性は階段状の特性となり、ストリングの電圧−電力（Ｖ−Ｐ）特性上には複数のＭＰＰが発生する（図２中のＢ点とＣ点）。この場合、パワーコンディショナがストリングを真のＭＰＰ（図２中のＢ点）とは異なる非最適点（図１中のＣ点）で動作させてしまう恐れがある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２０１２−０２８４３５号公報（部分陰による悪影響）

【特許文献2】特開２００４−０４７５８５号公報（モジュール毎コンバータ）

【特許文献3】特開２０１３−１０５３１８号公報（動作点走査）

【特許文献4】特開２０１１−２２８５９８号公報（カメラによる特性推定）

【特許文献5】特開２０１３−１８３５５７号公報（共振型セル電圧均等化回路）

【特許文献6】特開２０１１−０４５１６２号公報（多段倍電圧整流回路）

【非特許文献1】T. Shimizu, O, Hashimoto, and G. Kimura, “A novel high-performance utility-interactive photovoltaic inverter system,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 18, No. 2, pp. 704-711, Mar. 2003.

【非特許文献2】T. Shimizu, M. Hirakata, T. Kamezawa, and H. Watanabe, “Generation control circuit for photovoltaic modules,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 16, No. 3, pp. 293-300, May 2001.

【非特許文献3】S. Qin and R. C. N. Pilawa-Podgurski, “Sub-module differential power processing for photovoltaic applications,” IEEE Applied Power Electron. Conf. Expo., pp. 101-108, 2013.

【非特許文献4】J. T. Stauth, M. D. Seeman, and K. Kesarwani, “Resonant switched-capacitor converters for sub-module distributed photovoltaic power management,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 28, No. 3, pp. 1189-1198, Mar. 2013.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

部分影によるこれらの悪影響を解消または低減する手段として、マイクロコンバータ／インバータによるモジュール毎の個別制御、動作点走査を用いた真のＭＰＰ探索アルゴリズムを付加した制御の開発等が行われている。しかし、マイクロコンバータ／インバータ方式ではモジュール毎に電力変換器が必要となるため、システムとして高コスト化する傾向にある。一方、動作点走査を用いたＭＰＰ探索アルゴリズムは制御の複雑化や応答性低下、電力抽出率の低下など、依然として大きな課題を有している。その他多数の解決手法も提案されているが、膨大なデータ量に基づく演算や情報検出システムが必要となるためコストが増加するものと思われる。

【0008】

また、部分影による特性劣化を防止する各種の部分影補償器が提案されている。部分影補償器を用いた太陽電池システムの構成例を図３に示す。部分影補償器を用いたシステムでは日照モジュールの発生電力の一部を影モジュールへと伝送することで擬似的に全てのモジュールの電気的特性を均等化できるため、部分影発生時においてもマイクロインバータやＭＰＰ探索アルゴリズム等を用いることなく汎用のパワーコンディショナで太陽電池ストリングをＭＰＰで動作させることができる。部分影補償器としては図４ａならびに図４ｂに示す双方向昇降圧コンバータを用いた方式や、図５に示すスイッチトキャパシタコンバータを用いた方式等が提案されている。これらの部分影補償器の方式では、補償器毎に複数個のスイッチが必要となるため、モジュールの直列接続数の増加に伴い回路構成が飛躍的に複雑化する傾向にある。また、電力伝送が隣接するモジュール間に限られているため、モジュールの直列数が多い場合には複数のモジュールを経由して電力伝送が行われる過程で損失が大きくなるという課題を有している。

【0009】

更に、これらの部分影補償器を用いたシステムでは図３に示したように、ストリング全体を制御するコンバータのみならず部分影補償器が多数必要となるため、システム全体としての構成が複雑になってしまう。

【0010】

本発明者はこれまでに、直列接続された蓄電セル用の電圧均等化回路として多段倍電圧整流回路を用いた共振型セル電圧均等化回路を発明してきた（特許文献５）。この方式では必要なスイッチ数はセル数とは無関係に二つのみであり、その他は全て受動素子で構成可能なため、各種従来のセル電圧均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することが可能である。

【0011】

この均等化回路を太陽電池用部分影補償器に応用することも可能であるが、依然として二つのスイッチが必要である。また、ストリングを制御するためのコンバータに加えてこのバランス回路を太陽電池システムに新たに付加する必要があるため、太陽電池システムの簡素化にはまだ余地が残る。

【0012】

以上に鑑み、本発明は、回路、システム構成が従来よりも簡潔で低コストであり、且つ、制御の複雑化、応答速度の低下、電力伝送に伴う損失の増大という問題も起こらない、部分影補償機能を備えた太陽電池用コンバータシステムを提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

上記課題を解決するため、本発明は、（１）直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードが並列に接続され、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタが接続された、多段倍電圧整流回路と、（２）入力電圧を出力電圧へと変換する、動作時において矩形波状の電圧が印加される素子を備えたコンバータと、（３）素子から電圧の入力を受けて、多段倍電圧整流回路に対して電圧を出力する、入力回路であって、素子の電圧が入力される、第１のコイルを備えた第１の入力回路部と、第１のコイルと磁気的に結合される第２のコイルを備え、多段倍電圧整流回路に電圧を出力する第２の入力回路部と、を備えた入力回路、とを備え、第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる太陽電池モジュール鎖をコンバータの入力部に接続するとともに、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）のキャパシタに対して第ｋの太陽電池モジュールを並列接続することにより、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧をコンバータによって変換するとともに、素子から入力回路を介して多段倍電圧整流回路に電圧を入力して、第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い太陽電池モジュールに優先的に電流を供給するよう構成されたことを特徴とする、太陽電池用コンバータシステムを提供する。

【0014】

上記太陽電池用コンバータシステムによれば、コンバータの動作により太陽電池モジュール鎖全体に印加される電圧を調整しつつ、コンバータ内の素子に印加される矩形波状の電圧を利用して、多段倍電圧整流回路により影モジュールに補償電流を供給することが可能となる。また上記のとおり、トランスを用いて入力回路を構成すれば、第１のコイル側と第２のコイル側の電圧比を、両コイルの巻き数比を変える等して調整できるため、設計の自由度が増す。一例として、影モジュールに対する補償電流が比較的小さな電流で足りる場合には、第２のコイルの巻き数を第１のコイルよりも少なくして、多段倍電圧整流回路に入力される電圧を抑えることができる。

【0015】

また入力回路は、入力回路内インダクタと入力回路内キャパシタを備えた共振回路として構成することができる。このような構成により、例えば後述のとおり、共振周波数を調整して多段倍電圧整流回路をＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ）で動作させる等、自由度の高い制御が可能となる。

【0016】

上記コンバータを、入力部からの電流によりコンバータ内インダクタに電磁気的エネルギーを蓄積する状態と、コンバータ内ダイオードを通る電流によってコンバータ内インダクタから電磁気的エネルギーを放出する状態と、をスイッチによって切り替えるスイッチングコンバータとして構成し、更に上記素子としてコンバータ内ダイオードを用いるよう、本発明の太陽電池用コンバータシステムを構成することができる。このような構成は、例えば図１６に示されるような本発明の太陽電池用コンバータシステムの具体的構成の一例に対応する。

【0017】

また、コンバータを、入力部からの電流によりコンバータ内インダクタに電磁気的エネルギーを蓄積する状態と、コンバータ内ダイオードを通る電流によってコンバータ内インダクタから電磁気的エネルギーを放出する状態と、をスイッチによって切り替えるスイッチングコンバータとして構成し、上記素子としてコンバータ内インダクタを用いるよう、且つ、上記第１のコイルをコンバータ内インダクタとして用いるよう、本発明の太陽電池用コンバータシステムを構成することができる。このような構成は、例えば図２８に示されるような本発明の太陽電池用コンバータシステムの具体的構成の一例に対応する。

【発明の効果】

【0018】

本発明の統合型太陽電池用コンバータシステムによれば、従来のコンバータにおけるスイッチングノードに多段倍電圧整流回路を接続することで部分影補償機能を新たに付加することができる。ストリング全体の制御はコンバータにより行われる一方、部分影の補償は多段倍電圧整流回路により行われる。後述のとおり、スイッチを１つのみ含む回路構成で本発明のコンバータシステムを構成することが可能であり、且つ、コンバータと部分影補償器を１つに統合可能なため、各種の従来回路・システムと比較して回路レベルのみならずシステムレベルでの簡素化が可能となる。さらに、上記のコンバータにおけるインダクタと多段倍電圧整流回路におけるトランスを共通部品として統合することでも統合型コンバータを導出することができる。この場合も、回路内に含まれるスイッチを１つのみとすることができ、且つ、磁性素子数も１つのみとすることができるため、回路を大幅に小型化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】部分影発生時における太陽電池ストリング内の電流経路ならびにモジュールの電気特性を示す図。

【図2】部分影の有無によるストリング特性の変化を示すグラフ。

【図3】部分影補償器を用いた太陽電池システムの概念図。

【図4a】昇降圧コンバータを用いた従来の部分影補償装置（昇降圧コンバータを用いた方式）。

【図4b】昇降圧コンバータを用いた従来の部分影補償装置（マルチステージ昇降圧コンバータを用いた方式）。

【図5】スイッチトキャパシタコンバータを用いた従来の部分影補償装置。

【図6a】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、降圧型コンバータの回路図。

【図6b】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、昇圧型コンバータの回路図。

【図6c】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、昇降圧コンバータの回路図。

【図6d】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、ＳＥＰＩＣコンバータの回路図。

【図6e】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、Ｚｅｔａコンバータの回路図。

【図6f】本発明のコンバータシステムにおいて用いることができる、Ｃｕｋコンバータの回路図。

【図7】降圧型コンバータの動作波形を示すグラフ。

【図8a】降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。

【図8b】降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。

【図9】多段倍電圧整流回路、及び入力回路の一例を示す回路図。

【図10】図９に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作波形を示すグラフ。

【図11a】図９に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード１の電流経路を示す図。

【図11b】図９に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード２の電流経路を示す図。

【図12】図９に示す多段倍電圧整流回路の等価回路の回路図。

【図13】多段倍電圧整流回路、及び入力回路（直列共振回路）の一例を示す回路図。

【図14】図１３に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作波形を示すグラフ。

【図15a】図１３に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード１の電流経路を示す図。

【図15b】図１３に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード２の電流経路を示す図。

【図16】本発明の第１の実施形態である、降圧型コンバータ、入力回路（直列共振回路）、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したときの回路図。

【図17】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作波形を示すグラフ。

【図18a】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード１の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図18b】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード２の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図18c】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード３の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図18d】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード４の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図19a】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの一例を試作して実験を行ったときに用いた、各太陽電池モジュールの電気特性を示すグラフ。

【図19b】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの一例を試作して実験を行ったときの、太陽電池用コンバータシステムの有無による太陽電池モジュール鎖の特性の変化を示すグラフ。

【図20a】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード１の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールの場合）。

【図20b】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード２の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールの場合）。

【図20c】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード３の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールの場合）。

【図20d】図１６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード４の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールの場合）。

【図21】本発明の第１の実施形態の変形例である、降圧型コンバータ、入力回路、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したときの回路図。

【図22a】図２１に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード１の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図22b】図２１に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード２の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図23】多段倍電圧整流回路と入力回路との接続点を、図９の構成から変更したときの回路図。

【図24a】図２３に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード１の電流経路を示す図。

【図24b】図２３に示す多段倍電圧整流回路、及び入力回路の動作時における、モード２の電流経路を示す図。

【図25a】図２３に示す多段倍電圧整流回路及び入力回路を降圧型コンバータと組み合わせて構成される太陽電池用コンバータシステムの、太陽電池モジュール鎖を接続したときの動作時における、モード１の電流経路を表わす図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図25b】図２３に示す多段倍電圧整流回路及び入力回路を降圧型コンバータと組み合わせて構成される太陽電池用コンバータシステムの、太陽電池モジュール鎖を接続したときの動作時における、モード２の電流経路を表わす図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図26】本発明の第２の実施形態である、降圧型コンバータ、入力回路、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したときの回路図。

【図27】図２６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作波形を示すグラフ。

【図28a】図２６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード１の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図28b】図２６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード２の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図28c】図２６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード３の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【図28d】図２６に示す太陽電池用コンバータシステムの動作時における、モード４の電流経路を示す図（太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールの場合）。

【発明を実施するための形態】

【0020】

これより図面を用いて、本発明に係る太陽電池用コンバータシステムを説明する。但し、本発明に係る太陽電池用コンバータシステムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。その他、以下の実施例における多段倍電圧整流回路は４段倍電圧整流回路として示されているが、本発明における多段倍電圧整流回路の段数、すなわち直列接続されるキャパシタの数ｎは２以上の任意の整数であってよい。したがって太陽電池モジュール鎖におけるモジュールの直列数ｎも任意の整数となる。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチ、あるいは機械式スイッチを用いることも可能である。

【0021】

コンバータ
電流補償機能を有する本発明の太陽電池用コンバータシステムは、コンバータ、入力回路、及び多段倍電圧整流回路の３つの機能部を備えている。コンバータとして用いることが可能な代表例として、図６ａ〜図６ｆは、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、反転型昇降圧コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ、Ｃｕｋコンバータをそれぞれ示している。これらコンバータによって、入力電圧である太陽電池モジュール鎖の合計電圧を変換した上で出力することができるのであり、言い換えれば出力電圧を調整することにより太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御できる。

【0022】

図６ａ〜図６ｆ中では、コンバータ内のスイッチングノードにおいて発生する矩形波状の電圧も、併せて図示されている。これらスイッチングノードで発生する矩形波状の電圧を、入力回路を介して多段倍電圧整流回路に入力することにより、多段倍電圧整流回路を動作させて、最も電圧の低い太陽電池モジュールに補償電流を供給することが可能となる。すなわち、コンバータと多段倍電圧整流回路を統合することで部分影補償器を構成する。

【0023】

図６ｄのＳＥＰＩＣコンバータ、図６ｅのＺｅｔａコンバータ、図６ｆのＣｕｋコンバータではスイッチングノードがそれぞれ２つ存在するが、いずれのノードを用いてもよい。また、ここではトランスを用いない非絶縁型のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータについて例を示したが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータ（ハーフブリッジやフルブリッジ等）、共振型コンバータ等を用いることも可能である。ここで示したコンバータはいずれもダイオードを用いた方式のコンバータであるが、ダイオードをスイッチに置き換えた同期整流型コンバータも同様に用いることができる。

【0024】

例として、図６ａ〜図６ｆのコンバータのうち、図６ａの降圧型コンバータの動作時における動作波形ならびに電流経路を、図７及び図８ａ，図８ｂにそれぞれ示す。図７のグラフにおいて、Ｖ_QはスイッチＱに印加される電圧（図８ａ中でスイッチＱを流れている電流の向きに電流を流そうとする極性を正とする。）を表わし、Ｖ_LはインダクタＬに印加される電圧（図８ａ中でインダクタＬを流れている電流の向きに電流を流そうとする極性を正とする。）を表わし、ｉ_Lは、インダクタＬを流れる電流を表わし、ｉ_DoはダイオードＤｏを順方向に流れる電流を表わす。

【0025】

スイッチＱがオンとなる期間では、入力電源、及びキャパシタＣｉｎからインダクタＬに電圧が印加されることにより、入力電源側からの電流によりインダクタＬが電磁気的エネルギーを蓄積して、インダクタＬを流れる電流は直線的に増加する。このときスイッチＱに印加されている電圧はゼロであり（オン抵抗を無視した。）、ダイオードＤｏに印加されている電圧は入力電圧に等しく、インダクタＬに印加されている電圧は（入力電圧−出力電圧）に等しい。スイッチＱがオフとなる期間では、インダクタＬを流れる電流はダイオードＤｏを介して負荷ＲＬ側へ流れる。これによりインダクタＬは電磁気的エネルギーを負荷ＲＬ側に放出する。この電流は、電磁気的エネルギーの放出に伴い直線的に減少する。コンバータへの入力電圧がスイッチＱに印加されるが、スイッチＱはオフであるため電流は流れない。またダイオードＤｏに印加される電圧はゼロであり（順方向電圧降下を無視した。）、インダクタＬに印加される電圧は（−１）×（出力電圧）である。このように、スイッチング動作に伴い、スイッチＱ、ダイオードＤｏ、インダクタＬの電圧はいずれも矩形波状電圧となる。

【0026】

多段倍電圧整流回路、及び入力回路
図９に、多段倍電圧整流回路、及び入力回路の一例が示されている。多段倍電圧整流回路においては、直列接続された平滑キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各々に対して、２つの直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、Ｄ３，Ｄ４と、Ｄ５，Ｄ６と、Ｄ７，Ｄ８と、がそれぞれ並列に接続され、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタＣ１〜Ｃ４がそれぞれ接続されている。

【0027】

多段倍電圧整流回路に対しては、コンバータ内の素子から出力される電圧を多段倍電圧整流回路に入力するための入力回路が接続されている。図９の例において、入力回路は、コンバータ内の素子側に接続されて当該素子の電圧が入力される第１のコイルと、任意のコアを介する等して第１のコイルと磁気的に結合され、更に多段倍電圧整流回路に接続されて多段倍電圧整流回路に電圧を出力する第２のコイルとを備えている。なお、第１のコイルに接続されているキャパシタＣｂｌｏｃｋは、コンバータ内の素子から流れてくる電流の直流成分を遮断するためのブロッキングコンデンサである。また、第１のコイルと第２のコイルの巻数比をＮ：１とする。

【0028】

入力回路の端子Ａ−Ｂ間には、上述のコンバータの素子（スイッチングノード。あるいは、後述のとおり矩形波状電圧が印加される別の素子でもよい。）で生成された矩形波状電圧が入力される。このとき、入力される矩形波状電圧の変化に応じて中間キャパシタＣ１〜Ｃ４に充放電電流が流れ、多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７と偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が交互に導通する。

【0029】

具体的には、図１０中、Ｖ_SNのグラフに示される矩形波状電圧（例えば、図７のＶ_Q）が入力回路へと入力され、トランスによる変圧やブロッキングコンデンサＣｂｌｏｃｋの直流成分除去作用を受けて多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、モード１（図１０中、Ｖ_SNのグラフ参照）においては図１１ａに示すとおりの経路を電流が流れて、モード２（図１０中、Ｖ_SNのグラフ参照）においては図１１ｂに示すとおりの経路を電流が流れる（ただし、図１２を用いて後に説明するとおり、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧にばらつきがある場合は、電圧の低いキャパシタ、及び対応する番号のダイオードに優先的に電流が流れる。）。すなわち、図１１ａに示すように、ブロッキングコンデンサＣｂｌｏｃｋに流れる電流ｉ_Cblockが正のとき（モード１）多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ_(2i-1)（ｉ＝１…４）が導通し、図１１ｂに示すようにｉ_Cblockが負のとき（モード２）は多段倍電圧整流回路内の偶数番号のダイオードＤ_(2i)が導通する。

【0030】

ここで、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとすれば、入力電圧Ｖ_SNの動作周波数が十分高い場合、キャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３，Ｃｏｕｔ４の電圧Ｖ_Cout1，Ｖ_Cout2，Ｖ_Cout3，Ｖ_Cout4は１サイクル前後において不変であるとみなすことができる。モード１におけるＶ_SNの大きさをＥとし（例えば図６ａの降圧型コンバータのダイオードＤｏ、又はインダクタＬから矩形波状電圧を入力する場合、スイッチＱがオンの期間に対応する。また、第２のコイルから多段倍電圧整流回路に入力される電圧はＥ／Ｎである。）、モード１における中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1a，Ｖ_C2a，Ｖ_C3a，Ｖ_C4aとすれば、図１１ａの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（１）が得られる。

【数1】

（１）

【0031】

なお、Ｖ_Cout1〜Ｖ_Cout4については、図１１ａ中でキャパシタＣｏｕｔ３を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とし、Ｖ_c1a〜Ｖ_c4a（及び、後述のＶ_c1b〜Ｖ_c4b）については、図１１ａ中で中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を負とした。

【0032】

同様に、モード２におけるＶ_SNの大きさを０とし（例えば図６ａの降圧型コンバータのダイオードＤｏ、又はインダクタＬから矩形波状電圧を入力する場合、スイッチＱがオフの期間に対応する。なお、インダクタＬの電圧は正と負の値をとるが、電圧の基準点を負側の電圧と取ることにより、モード２におけるＶ_SNをゼロとしてよい。）、中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1b，Ｖ_C2b，Ｖ_C3b，Ｖ_C4bとすれば、図１１ｂの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（２）が得られる。

【数2】

（２）

【0033】

上記式（１），（２）より、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４における、モード１とモード２の間での電圧変動△Ｖ_C1＝Ｖ_C1a−Ｖ_C1b，△Ｖ_C2＝Ｖ_C2a−Ｖ_C2b，△Ｖ_C3＝Ｖ_C3a−Ｖ_C3b，△Ｖ_C4＝Ｖ_C4a−Ｖ_C4bは以下のとおり計算される。

【数3】

（３）

【0034】

中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量をそれぞれＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４とした場合、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４からキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に流れる電流Ｉ_C1，Ｉ_C2，Ｉ_C3，Ｉ_C4は、電流＝周波数×電荷量＝周波数×容量×電圧変動という関係から、

【数4】

（４）
となる。ここで、ｆはＶ_SNの周波数である。ここで、オームの法則から、ｆ×Ｇ１，ｆ×Ｇ２，ｆ×Ｇ３，ｆ×Ｇ４はそれぞれ抵抗の逆数、つまりコンダクタンスの次元であることがわかる。

【0035】

よって、上記式（４）から、図９の回路を図１２のような等価回路に置き換えることができる。ここで等価電源Ｖｄｃは出力電圧Ｅ／Ｎの直流電源であり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４は中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の充放電動作を等価抵抗に置き換えたものであり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値はそれぞれ、１／（ｆ×Ｇ１），１／（ｆ×Ｇ２），１／（ｆ×Ｇ３），１／（ｆ×Ｇ４）と表すことができる。Ｇ１〜Ｇ４が等しい場合、Ｒ１〜Ｒ４の値も等しくなるため、図９においてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各電圧が同じ場合は等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４に流れる電流も等しくなる。つまりキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４は均等に充電されることになる。定常状態におけるキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧はＥ／Ｎである。キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧にばらつきがある場合は、図１２の等価回路から明らかなとおり電圧が最も低いキャパシタに対して優先的に電流が供給されて、電圧ばらつきが解消される方向に向かう。またＧ１〜Ｇ４が異なる場合、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４を流れる電流も異なることとなるが、最終的にキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が定常状態でＥ／Ｎの均一値となることに変わりはない（ただし、ダイオードにおける電圧降下は無視する。）。

【0036】

直列共振型入力回路
入力回路としては、共振回路を用いることも可能である。一例として、図９の回路構成において入力回路を直列共振型のトランスを含む回路で置き換えた構成の回路図を図１３に示す。

【0037】

共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒにより直列共振タンクが構成されており、トランス以降の回路は図９で示したものと同じである。コンバータ内におけるスイッチングノード等で発生した矩形波状電圧Ｖ_SNが端子Ａ−Ｂ間に印加されることで、多段倍電圧整流回路には正弦波状の交流電流が流れる。

【0038】

図１３に示した回路をＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ）で動作させた場合の動作波形例を図１４に示す。ｉ_Lrは共振インダクタＬｒに流れる電流（図１３中の矢印方向に流れる電流を正とする。）を表わし、ｉ_D(2i-1)は奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７に流れる順方向電流を、ｉ_D(2i)は偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８に流れる順方向電流を、それぞれ表わす。

【0039】

矩形波状電圧Ｖ_SNが正（図１３中、端子Ａ側が高電圧）に切り替わったとき、共振インダクタＬｒには正の電流ｉ_Lrが流れ始めるが（図１４中、モード１）、その波形は共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒとの共振現象により正弦波状となるため、いずれは下降してゼロとなる。共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード１末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、負の電流ｉ_Lrを流すには至らず、その後ｉ_Lrはゼロの一定値をとる（図１４中、モード２）。

【0040】

このとき、矩形波状電圧Ｖ_SNが負に切り替えられると、共振インダクタＬｒには負の電流ｉ_Lrが流れ始める（図１４中、モード３）。共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒとの共振現象によりｉ_Lrは正弦波状に変化し、いずれは上昇してゼロとなる。共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード３末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、正の電流ｉ_Lrを流すには至らず、その後ｉ_Lrはゼロの一定値をとる（図１４中、モード４）。このとき、矩形波状電圧Ｖ_SNが正に切り替えられると、共振インダクタＬｒには正の電流ｉ_Lrが流れ始める（図１４中、モード１）。以後、モード１〜４の動作が繰り返される。

【0041】

ｉ_Lrが正のとき（図１４中、モード１）、多段倍電圧整流回路には図１５ａに示すとおりの経路で、奇数番号のダイオードＤ_(2i-1)（ｉ＝１…４）に電流が流れ、ｉ_Lrが負のとき（図１４中、モード３）、図１５ｂに示すとおりの経路で、偶数番号のダイオードＤ_(2i)に電流が流れる（ただし、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧にばらつきがある場合は、電圧の低いキャパシタ、及び対応する番号のダイオードに優先的に電流が流れる）。モード２，モード４において、図１３の回路内に電流は流れない。ｉ_Lrが正弦波状に変化することに対応して、多段倍電圧整流回路内の各ダイオードを流れる電流も正弦波状に変化する（図１４）が、図１５ａ，図１５ｂに示される経路は上述の図１１ａ，図１１ｂの経路と同様の経路であり、したがって定性的には、上述の式（１）〜（４）を用いて説明した均等化動作と同様の均等化動作が行われて、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が均等化される。

【0042】

以上の動作モードでは、スイッチのオンならびにオフ期間に共振周期の半周期に亘って電流が流れる。一般的にコンバータでは入出力電圧比に応じて時比率Ｄ（スイッチＱのスイッチング１周期に対するオン期間の割合）が変動するが、以上の４つの動作モードで動作する限り、直列共振型の入力回路と多段倍電圧整流回路は時比率変動に影響を受けることなく動作することができる。以上の動作モード（ＤＣＭ）が成立するためには、直列共振回路に印加される電圧Ｖ_SNがハイ及びローとなる期間のそれぞれが、直列共振回路の共振半周期よりも長くなるようスイッチング周波数もしくは回路定数を決定する必要がある。時比率Ｄに関して次の不等式を満たすようにスイッチング周波数ならびに共振周波数を決定すれば、上記の条件を満足することができる。

【数5】

（５）
ここでｆ_SはＶ_SNの周波数、ｆ_rは直列共振回路の共振周波数である。コンバータでは入出力の電圧値に応じて時比率Ｄが変動するが、時比率Ｄが上記式（５）を満たすならば多段倍電圧整流回路は図１４に示した４つの動作モードで動作し、時比率変動に影響を受けることなく動作することができる。特に、既に述べたとおり、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧にばらつきがある場合は、電圧の低いキャパシタ、及び対応する番号のダイオードに優先的に電流が流れるため、図９及び図１３に示した多段倍電圧整流回路はＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４のキャパシタのうち電圧の最も低いキャパシタに優先的に電流を供給するよう動作する。

【0043】

本発明の太陽電池用コンバータシステムでは、これらのキャパシタに対して太陽電池モジュールを並列に接続して使用する。図１で示したように、部分影発生時には影モジュールの電流供給能力低下により影モジュールの電圧は日照モジュールの電圧よりも低くなるため、多段倍電圧整流回路は影モジュールに対して優先的に電流を供給するよう動作する。影モジュールは多段倍電圧整流回路から電流を受け取る、すなわち補助されることにより、全てのモジュールの特性は擬似的に均一となり、部分影の悪影響は防止される。

【実施例1】

【0044】

太陽電池用コンバータシステムの構成
本発明の太陽電池用コンバータシステムの、第１の実施形態を図１６に示す。４直列の太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に対する本発明の統合型太陽電池用コンバータシステムの実施形態が示されている。ここではコンバータとして図６ａで示した降圧型（Ｂｕｃｋ）コンバータを用い、入力回路、多段倍電圧整流回路としては図１３に示した回路を用いた例を示している。降圧型コンバータ内のスイッチＱとダイオードＤｂｕｃｋとインダクタＬｂｕｃｋの接点で構成されるスイッチングノードが、直列共振型の入力回路を介して多段倍電圧整流回路に接続されている。すなわち、多段倍電圧整流回路は降圧型コンバータ内のスイッチングノードで発生する矩形波状電圧（ダイオードＤｂｕｃｋの電圧）により駆動されることになる。降圧型コンバータの入力端子、すなわちスイッチＱは太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４からなる太陽電池モジュール鎖に接続されている。一方、多段倍電圧整流回路はＰＶ１〜ＰＶ４の各太陽電池モジュールに対して接続されており、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４における部分影の発生状態に応じてモジュールに電流を供給することで部分影補償を行う。

【0045】

降圧型コンバータはＰＷＭ制御を用いて負荷電圧のレギュレーションを行う。入力電圧Ｖ_String（すなわち太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧の合計電圧）と負荷ＲＬの電圧Ｖ_outの関係は、スイッチＱの時比率Ｄを用いて次式で表される。

【数6】

（６）

【0046】

図１６に示した本発明の統合型太陽電池用コンバータシステムで必要となるスイッチの数は１つ（スイッチＱ）のみであり、部分影補償の機能を担う多段倍電圧整流回路、及び直列共振型入力回路はスイッチレスで構成可能である。本発明の統合型太陽電池用コンバータシステムは少数個のスイッチで構成可能であるため、図３〜図５で示した従来の部分影補償器と比較して回路構成を大幅に簡素化することができる。また、本統合型太陽電池用コンバータシステムではメインの電力変換を担うコンバータ部と、部分影補償機能を担う直列共振型入力回路、多段倍電圧整流回路とをそれぞれ最適に設計することにより、小型かつ経済的な設計が可能になる。例えば、一般的に部分影補償器に必要な電力容量はコンバータ自体に必要とされるそれと比較して大幅に小さいため、コンバータには大電力用の素子を用い、入力回路、多段倍電圧整流回路には小電力の素子を用いるような設計が最適である。

【0047】

太陽電池用コンバータシステムの動作
図１６に示した実施形態の動作原理を、４直列モジュールのうちモジュールＰＶ１に部分影が発生した状態を例にとり説明する。動作波形ならびに動作時における電流経路を図１７（ＤはスイッチＱの時比率であり、Ｔｓはスイッチングの周期である。）と図１８ａ〜図１８ｄにそれぞれ示す。図１７のグラフ中、ｉ_L-buck，ｉ_Q，ｉ_D-buckは、それぞれインダクタＬｂｕｃｋ，スイッチＱ，ダイオードＤｂｕｃｋに流れる電流（図１６中の矢印方向に流れる電流を正とする。）を表わし、Ｖ_SNは入力回路に入力される矩形波状電圧（図１６の例では、ダイオードＤｂｕｃｋの電圧。図１６中、ｉ_Lkgの矢印方向に電流を流そうとする電圧を正とする。）を表わし、ｉ_Lkgは入力回路内のインダクタＬｋｇ（トランスの漏洩インダクタンス）に流れる電流（図１６中の矢印方向に流れる電流を正とする。）を表わし、ｉ_Ciは、影モジュールに対応する中間キャパシタ（モジュールＰＶ１が影モジュールであれば中間キャパシタＣ１）に流れる電流を表わし（図１６中の矢印方向に流れる電流を正とする。）、ｉ_Dは、ダイオードＤ１又はＤ２に流れる順方向電流を表わす。なお、図１８ａ〜図１８ｄの電流経路において、特に多段倍電圧整流回路内を流れる電流経路としては、回路内の電流の主な流れである、最低電圧キャパシタＣｏｕｔ１に流れ込む電流に関係する電流経路のみを描いているが、キャパシタ間の電圧差が小さい場合等には、図１５ａ，図１５ｂに示されている、他のキャパシタに関係する経路にも電流が流れ得る（図１５ａが図１８ａに、図１５ｂが図１８ｃにそれぞれ対応）。

【0048】

スイッチＱがオフからオンへと切り替えられ、矩形波状電圧Ｖ_SNが正（図１３中、端子Ａ側が高電圧）に切り替わったとき、システムの動作はモード１に移行し、図１８ａに示す経路に電流が流れる。インダクタＬｂｕｃｋには、太陽電池モジュール鎖からの電流により電磁気的エネルギーが蓄積され、ｉ_L-buckは直線的に増加する（図１７中、ｉ_L-buckのグラフ。同グラフ中「１」で表わされる期間がモード１に対応する。モード２〜４には、グラフ中「２」〜「４」で表わされる期間が対応する。）。図１８ａの電流経路から明らかなとおり、この時にスイッチＱを流れる電流ｉ_Qの大きさは、共振インダクタ（漏洩インダクタンス）Ｌｋｇと共振キャパシタＣｒとの共振現象により正弦波状となるｉ_Lkgの大きさと、上記直線状に増加するｉ_L-buckの大きさとの和に等しい（図１７中、ｉ_Qのグラフ。）。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ１、及びダイオードＤ１に流れる電流は、一次コイル側の電流ｉ_Lkgと同様に正弦波状に変化する（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D1のグラフ。）。

【0049】

電流ｉ_Lkgは正弦波状に変化し、いずれは下降してゼロとなる（モード２）。システム内では、図１８ｂに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード１末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、負の電流ｉ_Lkgを流すには至らず、その後ｉ_Lkgはゼロの一定値をとる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D1もゼロの一定値をとるが（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D1のグラフ。）、スイッチＱがオンのままであるためインダクタＬｂｕｃｋには電磁気的エネルギーが蓄積され続け、ｉ_L-buck及びｉ_Qは直線的に増加し続ける（図１７中、ｉ_L-buckとｉ_Qのグラフ。）。

【0050】

スイッチＱをオフに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_SNがゼロとなり、システムの動作はモード３に移行する。システム内では、図１８ｃに示す経路に電流が流れる。モード１，２の期間中にインダクタＬｂｕｃｋに蓄積された電磁気的エネルギーは、ダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流によって出力キャパシタＣｏｕｔ及び負荷ＲＬ側に流れる。電磁気的エネルギーの放出に伴い、インダクタＬｂｕｃｋに流れる電流ｉ_L-buckは直線的に減少する（図１７中、ｉ_L-buckのグラフ。）。共振インダクタＬｋｇには負の電流が流れ始めるが、共振インダクタＬｋｇと共振キャパシタＣｒとの共振現象により、この負の電流は正弦波状となる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。この時にダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流ｉ_D-buckは、ｉ_Lkgの符号を図１６の向きにおいて正としていることに注意すればｉ_D-buck＝ｉ_Lkg＋ｉ_L-buckであるから、図１７中のｉ_D-buckのグラフ（モード３）のとおり変化する。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ１、及びダイオードＤ２に流れる電流は、一次コイル側の電流ｉ_Lkgと同様に正弦波状に変化する（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。極性の定義により、ｉ_Ciは負である。）。

【0051】

電流ｉ_Lkgは正弦波状に変化し、いずれは上昇してゼロとなる（モード４）。システム内では、図１８ｄに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード３末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、正の電流ｉ_Lkgを流すには至らず、その後ｉ_Lkgはゼロの一定値をとる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D2もゼロの一定値をとるが（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。）、スイッチＱがオフのままであるためインダクタＬｂｕｃｋは電磁気的エネルギーを放出し続け、ｉ_L-buck及びｉ_D-buckは直線的に減少し続ける（図１７中、ｉ_L-buckとｉ_D-buckのグラフ。）。

【0052】

このとき、スイッチＱをオンに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_SNが正となり、共振インダクタＬｋｇには正の電流ｉ_Lkgが流れ始める（モード１）。以後、モード１〜４の動作が繰り返される。

【0053】

以上説明したとおり、降圧型コンバータにおけるインダクタ電流ｉ_L-bcukは従来のコンバータと同様、三角波電流である。それに対して、スイッチＱのターンオン／オフに伴い正弦波電流が多段倍電圧整流回路の入力端子に流れるため、降圧型コンバータにおけるスイッチＱとダイオードＤｂｕｃｋの電流（ｉ_Qとｉ_D-buck）は台形波電流に正弦波電流が重畳した波形となる。一方、多段倍電圧整流回路内では平滑キャパシタ（Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４）を除いて影モジュールＰＶ１に対応する素子（Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２）のみが動作状態にあり、その他の素子にはほとんど電流が流れない。キルヒホッフの電流則より、影モジュールＰＶ１にはダイオードＤ１の電流Ｉ_D1の、モード１〜４に亘る平均値に相当する電流が多段倍電圧整流回路から供給されることになる。なお、中間キャパシタＣ１のモード１〜モード４に亘る平均電流がゼロであることに鑑みれば、Ｉ_D1の上記平均値はダイオードＤ２の電流Ｉ_D2のモード１〜４に亘る平均値に等しい。

【0054】

以上のとおり、入力回路に矩形波状電圧が入力されたときには図１８ａ〜図１８ｄに示される経路で多段倍電圧整流回路に電流が流れ、影モジュールＰＶ１に補償電流が供給される（モード１の期間中にキャパシタＣｏｕｔ１が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールＰＶ１に供給される。なお、モード１の期間中にはキャパシタＣｏｕｔ２も充電されるが、キャパシタＣｏｕｔ２はモード３の期間中に放電されるためサイクル全体での充放電はゼロであり、日照モジュールＰＶ２の充放電もゼロである。）。影モジュールＰＶ１から、自己の出力電流と補償電流が放出されることにより、太陽電池モジュール鎖全体としての高い出力電流を維持することができる。スイッチＱの時比率Ｄを調整することで太陽電池モジュール鎖全体の動作状態をＭＰＰ近傍に調整しつつ、このような補償電流により各モジュールの動作状態を疑似的に均一化すれば、太陽電池モジュール鎖全体として高い出力を達成することができる。

【0055】

太陽電池用コンバータシステムの動作に関する実験
図１６の回路構成を備えた本発明の太陽電池用コンバータシステムについて、以下のとおり実験を行った。

【0056】

まず、図１６の回路構成で、太陽電池用コンバータシステムを構築して太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続した。ここで、インダクタＬｂｕｃｋのインダクタンスは２２０μＨであり、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量は４７μＦであり、平滑キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量は１８８μＦであり、トランスの一次巻線の巻き数は１２，二次巻線の巻き数は３であり（巻き数比Ｎ＝１２／３＝４）、共振インダクタＬｋｇのインダクタンスは４．８μＨであり、共振キャパシタＣｒの容量は３３０ｎＦであった。また、スイッチのオン抵抗やダイオードの順方向電圧降下は無視できる大きさであった。

【0057】

次に、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４として太陽電池アレイ・シミュレータ（Ａｇｉｌｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社製、Ｅ４３５０Ｂ）を図１６に従い接続し、部分影が発生している状態を擬似的に実現した。具体的には、４つの（擬似）太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４により構成される太陽電池モジュール鎖の中で太陽電池モジュールＰＶ１にのみ影がかかった場合を想定し、図１９ａのグラフに示すとおりの動作特性を設定した。

【0058】

以上の条件の下で、負荷電圧を２４Ｖに固定し、コンバータのスイッチＱの時比率Ｄを変えつつ太陽電池モジュール鎖の動作状態を測定した。また比較のため、図１６のシステム構成から本発明の太陽電池用コンバータシステムを取り除き、太陽電池モジュール鎖に印加する電圧を変えつつ太陽電池モジュール鎖の動作状態を測定した。

【0059】

実験に用いた各モジュールの単体特性を図１９ａ（横軸は太陽電池モジュールに印加される電圧を表わし、上側のグラフの縦軸は太陽電池モジュールの出力電力を表わし、下側のグラフの縦軸は太陽電池モジュールの出力電流を表わす。）に、太陽電池モジュール鎖の動作特性の取得結果を図１９ｂ（横軸は太陽電池モジュール鎖に印加される電圧を表わし、上側のグラフの縦軸は太陽電池モジュール鎖の出力電力を表わし、下側のグラフの縦軸は太陽電池モジュール鎖の出力電流を表わす。）に、それぞれ示す。本発明の太陽電池用コンバータシステムを用いない場合においては太陽電池モジュールのＰ−Ｖ（電力−電圧）特性上に２つのＭＰＰが存在し、抽出可能最大電力は約５５Ｗ（太陽電池モジュール鎖の電圧Ｖ_string＝３０Ｖ）であった。それに対し、太陽電池用コンバータシステムを用いることでＭＰＰは１点に収束し、抽出可能最大電力も約７５Ｗ（Ｖ_string＝３６Ｖ）まで大幅に増加した。

【0060】

太陽電池モジュールＰＶ１以外に影がかかっている場合
以上においては、図１６の回路中で主に太陽電池モジュールＰＶ１に影がかかっている場合について説明したが、他のモジュールに影がかかっている場合であっても、本発明の太陽電池用コンバータシステムは同様の原理で動作可能である。

【0061】

一例として、太陽電池モジュールＰＶ３に影がかかっている場合に、スイッチＱのオンオフ切り替えによって図１７のＶ_SNのグラフに示す矩形波状電圧をダイオードＤｂｕｃｋから入力回路に入力したときに回路内を流れる、各モードでの電流の経路を図２０ａ〜図２０ｄに示す。

【0062】

スイッチＱがオフからオンへと切り替えられ、矩形波状電圧Ｖ_SNが正（図１３中、端子Ａ側が高電圧）に切り替わったとき、システムの動作はモード１に移行し、図２０ａに示す経路に電流が流れる。インダクタＬｂｕｃｋには、太陽電池モジュール鎖からの電流により電磁気的エネルギーが蓄積され、ｉ_L-buckは直線的に増加する（図１７中、ｉ_L-buckのグラフ。同グラフ中「１」で表わされる期間がモード１に対応する。モード２〜４には、グラフ中「２」〜「４」で表わされる期間が対応する。）。図２０ａの電流経路から明らかなとおり、この時にスイッチＱを流れる電流ｉ_Qの大きさは、共振インダクタＬｋｇと共振キャパシタＣｒとの共振現象により正弦波状となるｉ_Lkgの大きさと、上記直線状に増加するｉ_L-buckの大きさとの和に等しい（図１７中、ｉ_Qのグラフ。）。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ３、及びダイオードＤ５に流れる電流は、一次コイル側の電流ｉ_Lkgと同様に正弦波状に変化する（図１７中、ｉ_Ciのグラフでｉ＝３とする。またダイオードＤ５を流れる電流ｉ_D5のグラフは図１７中、ｉ_D1のグラフと同様。以下、ｉ_D1のグラフをｉ_D5のグラフに読み替え、ｉ_D2のグラフを、ダイオードＤ６を流れる電流ｉ_D6のグラフに読み替える。）。

【0063】

電流ｉ_Lkgは正弦波状に変化し、いずれは下降してゼロとなる（モード２）。システム内では、図２０ｂに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード１末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、負の電流ｉ_Lkgを流すには至らず、その後ｉ_Lkgはゼロの一定値をとる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D5もゼロの一定値をとるが（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D1のグラフ。）、スイッチＱがオンのままであるためインダクタＬｂｕｃｋには電磁気的エネルギーが蓄積され続け、ｉ_L-buck及びｉ_Qは直線的に増加し続ける（図１７中、ｉ_L-buckとｉ_Qのグラフ。）。

【0064】

スイッチＱをオフに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_SNがゼロとなり、システムの動作はモード３に移行する。システム内では、図２０ｃに示す経路に電流が流れる。モード１，２の期間中にインダクタＬｂｕｃｋに蓄積された電磁気的エネルギーは、ダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流によって出力キャパシタＣｏｕｔ及び負荷ＲＬ側に流れる。電磁気的エネルギーの放出に伴い、インダクタＬｂｕｃｋに流れる電流ｉ_L-buckは直線的に減少する（図１７中、ｉ_L-buckのグラフ。）。共振インダクタＬｋｇには負の電流が流れ始めるが、共振インダクタＬｋｇと共振キャパシタＣｒとの共振現象により、この負の電流は正弦波状となる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。この時にダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流ｉ_D-buckは、ｉ_Lkgの符号を図１６の向きにおいて正としていることに注意すればｉ_D-buck＝ｉ_Lkg＋ｉ_L-buckであるから、図１７中のｉ_D-buckのグラフ（モード３）のとおり変化する。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ３、及びダイオードＤ６に流れる電流は、一次コイル側の電流ｉ_Lkgと同様に正弦波状に変化する（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。極性の定義により、ｉ_Ciは負である。）。

【0065】

電流ｉ_Lkgは正弦波状に変化し、いずれは上昇してゼロとなる（モード４）。システム内では、図２０ｄに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード３末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、正の電流ｉ_Lkgを流すには至らず、その後ｉ_Lkgはゼロの一定値をとる（図１７中、ｉ_Lkgのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D6もゼロの一定値をとるが（図１７中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。）、スイッチＱがオフのままであるためインダクタＬ_buckは電磁気的エネルギーを放出し続け、ｉ_L-buck及びｉ_D-buckは直線的に減少し続ける（図１７中、ｉ_L-buckとｉ_D-buckのグラフ。）。

【0066】

このとき、スイッチＱをオンに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_SNが正となり、共振インダクタＬｋｇには正の電流ｉ_Lkgが流れ始める（モード１）。以後、モード１〜４の動作が繰り返される。

【0067】

以上のとおり、入力回路に矩形波状電圧が入力されたときには図２０ａ〜図２０ｄに示される経路で多段倍電圧整流回路に電流が流れ、影モジュールＰＶ３に補償電流が供給される（モード３の期間中にキャパシタＣｏｕｔ３が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールＰＶ３に供給される。）。影モジュールＰＶ３から、自己の出力電流と補償電流が放出されることにより、太陽電池モジュール鎖全体としての高い出力電流を維持することができる。

【0068】

このように、本発明の太陽電池用コンバータシステムは、どの太陽電池モジュールに影が掛かっているかに関わらず、影モジュールに補償電流を供給できる。

【0069】

その他の変形例
なお、図１６の例では入力回路の一例として直列共振回路を用いたが、図９で示した入力回路を用いて図２１に示すとおり太陽電池用コンバータシステムを構成しても、影モジュールに補償電流を供給しつつコンバータを動作させることができることは明らかである。図９〜図１２を用いて説明したとおり、図９中、端子Ａ−Ｂ間に矩形波状電圧を入力すればキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が均等化され、すなわち最も電圧の低いキャパシタ（影モジュールに並列接続されたキャパシタ）に優先的に充電電流が供給されるのであり、この充電電流が補償電流として影モジュールに供給される。なお、図２１の構成においては入力回路で共振が起こらないため、図１１ａ，図１１ｂに示したとおり太陽電池用コンバータシステムは２モードで動作する。太陽電池モジュールＰＶ１に影が掛かっている場合、平滑キャパシタ（Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４）を除いて、主には影モジュールＰＶ１に対応する素子（Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２）のみに電流が流れるのであり、この電流経路は図２２ａ，図２２ｂに示すとおりである。太陽電池モジュールＰＶ１以外に影が掛かっているときも、太陽電池用コンバータシステムは同様の原理で動作可能である。

【0070】

なお、多段倍電圧整流回路に対して均等化のための電圧を入力回路から入力する位置は、図９の態様に限らず任意である。一例として、多段倍電圧整流回路と入力回路との接続点を、図９の構成から変更したときの回路図を図２３に示す。

【0071】

図９の構成を用いた上述の例と同様に、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとして、矩形波状電圧を入力した時に実現される、図２４ａに示す電流経路（モード１）と図２４ｂに示す電流経路（モード２）とについてキルヒホッフの第２法則を適用すれば、以下の式（７），（８）が得られる（各素子の電圧等、記号は上記式（１）〜（４）と同様に用いる。）。

【数7】

（７）

【数8】

（８）

【0072】

上記式（７），（８）から上記式（３）が得られる。したがって、図２３の構成においても多段倍電圧整流回路の動作は図１２の等価回路を用いて説明できるのであり、すなわち入力回路から矩形波状電圧を入力することにより、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が均等化される。

【0073】

図２３の多段倍電圧整流回路と入力回路とを降圧型コンバータに接続して本発明の太陽電池用コンバータシステムを構成し、太陽電池モジュール鎖を接続した上で動作させたときに、各モードで流れる電流経路（太陽電池モジュールＰＶ１に影が掛かっているとする。）を図２５ａ，図２５ｂに示す。図２５ａがスイッチＱのオン期間（モード１）に対応し、図２５ｂがスイッチＱのオフ期間（モード２）に対応する。ダイオードＤｂｕｃｋに印加される矩形波状電圧が入力回路に入力されることで、多段倍電圧整流回路内には図２４ａ，図２４ｂで示した電流経路に電流が流れ得るが、ここでは平滑キャパシタ（Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４）を除いて影モジュールＰＶ１に対応する素子（Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２）のみが動作状態にあり、その他の素子にはほとんど電流が流れない。影モジュールＰＶ１に補償電流が供給され（モード１の期間中にキャパシタＣｏｕｔ１が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールＰＶ１に供給される。なお、モード１の期間中にはキャパシタＣｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３も充電されるが、キャパシタＣｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３はモード２の期間中に放電されるためサイクル全体での充放電はゼロであり、日照モジュールＰＶ２，ＰＶ３の充放電もゼロである。）、影モジュールＰＶ１から、自己の出力電流と補償電流が放出されることにより、太陽電池モジュール鎖全体としての高い出力電流を維持することができる。図２３の入力回路を直列共振型入力回路に変更しても、同様の原理で影モジュールに補償電流を供給することができるし（図１８ａ〜図１８ｄや図２０ａ〜図２０ｄと同様に、ＤＣＭであれば４モードでの動作となる。）、入力回路から多段倍電圧整流回路への入力位置をこれ以外の任意の位置にしても同様である。

【0074】

以上のとおり、本発明の太陽電池用コンバータシステムにおいて、入力回路の具体的構成、入力回路から多段倍電圧整流回路への入力位置は任意であり、また、どの太陽電池モジュールに影が掛かっているかに関わらず、当該影モジュールに補償電流を供給することが可能である。

【実施例2】

【0075】

図１６等に示した第１の実施形態は、スイッチングノードで発生する矩形波状電圧（ダイオードＤｂｕｃｋに印加された電圧）を利用して多段倍電圧整流回路を駆動することで、コンバータと多段倍電圧整流回路を統合したものであった。しかしながら、本発明の太陽電池用コンバータシステムにおいて、入力回路に電圧を入力する素子としては、コンバータの動作中に矩形波状電圧が印加される任意の素子を用いてよい。一般的にコンバータ内のインダクタの電圧も矩形波状電圧であり、この矩形波状電圧を利用して多段倍電圧整流回路を駆動することも可能である。

【0076】

この場合、図１６中のインダクタＬｂｕｃｋをトランスの一次コイルで置き換え、更に当該トランスにおける励磁インダクタンスＬｍｇと漏洩インダクタンスＬｋｇを活用することで、図１６の構成に含まれていた２つの磁性素子を１つに集約し、磁性素子数を削減することができる。

【0077】

以降、このような構成の太陽電池用コンバータシステムを本発明の第２の実施形態として、その動作の説明を行う。本発明の第２の実施形態の回路構成例を図２６に示す。４直列の太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に対する本発明の統合型太陽電池用コンバータシステムの実施形態を示したものであり、図６ａの降圧型コンバータと図１３の多段倍電圧整流回路を、入力回路を介して統合した回路構成に対応する。図２６中のトランス、共振キャパシタＣｒ、及び共振キャパシタＣｒの電圧を安定化させるためのバイアス抵抗Ｒｂｉａｓにより入力回路が構成されている。またトランスの励磁インダクタンスが降圧型コンバータ内のインダクタとして用いられている（図２８中では、コンバータに接続された一次コイル、漏洩インダクタンスＬｋｇ、励磁インダクタンスＬｍｇが別個に描かれているが、漏洩インダクタンスＬｋｇ、励磁インダクタンスＬｍｇはトランスが有するインダクタンス成分であり、実際にコンバータシステム内に含まれる磁性素子はトランスのみである。）。

【0078】

トランスにおける励磁インダクタンスＬｍｇが降圧型コンバータ内でインダクタとして機能する一方、漏洩インダクタンスＬｋｇは共振型入力回路の共振インダクタとして機能する。統合に伴い、直列共振型多段倍電圧整流回路における共振コンデンサＣｒはトランスの二次コイル側に配置されており、その他の構成に関しては図１６に示した第１の実施形態とほぼ同様で、降圧型コンバータの入力端子、すなわちスイッチＱは太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４に接続されている。一方、多段倍電圧整流回路はＰＶ１〜ＰＶ４の各太陽電池モジュールに対して接続されており、太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４における部分影の発生状態に応じてモジュールに電流を供給することで部分影補償を行う。

【0079】

降圧型コンバータはＰＷＭ制御を用いて負荷電圧のレギュレーションを行う。図１６に示した第１の実施形態ではコンバータ部におけるインダクタＬｂｕｃｋに加えて入力回路におけるトランスを用いており、統合型コンバータとしては２つの磁性素子が必要であった。それに対して図２８に示した本発明の第２の実施形態の統合型太陽電池用コンバータシステムでは磁性素子数が１つ（トランス）のみであるため、図１６に示した第１の実施形態と比較して回路を小型化することが可能である。

【0080】

図２８に示した第２の実施形態の動作原理を、４直列モジュールのうち太陽電池モジュールＰＶ１に部分影が発生した状態を例に説明する。動作波形ならびに動作時における電流経路を図２９（ＤはスイッチＱの時比率であり、Ｔｓはスイッチングの周期である。）と図３０ａ〜図３０ｄにそれぞれ示す。図２９のグラフ中、ｉ_Q，ｉ_D-buck，ｉ_Lは、それぞれスイッチＱ，ダイオードＤｂｕｃｋ，トランス一次コイルを流れる電流を表わし（各電流について図２８中の矢印方向に流れる電流を正とする。）、Ｖ_Lはトランス一次コイルに印加される矩形波状電圧（図２８中、ｉ_Lkgの矢印方向に電流を流そうとする電圧を正とする。）を表わし、ｉ_Crは共振キャパシタCｒに流れる電流（図２８中の矢印方向に流れる電流を正とする。）を表わし、ｉ_Ciは、影モジュールに対応する中間キャパシタ（モジュールＰＶ１が影モジュールであれば中間キャパシタＣ１）に流れる電流を表わし（図２８中の矢印方向に流れる電流を正とする。）、ｉ_Dは、ダイオードＤ１又はＤ２に流れる順方向電流を表わす。なお、図３０ａ〜図３０ｄの電流経路において、特に多段倍電圧整流回路内を流れる電流経路としては、回路内の電流の主な流れである、最低電圧キャパシタＣｏｕｔ１に流れ込む電流に関係する電流経路のみを描いているが、キャパシタ間の電圧差が小さい場合等には、図１５ａ，図１５ｂに示されている、他のキャパシタに関係する経路にも電流が流れ得る（図１５ａが図３０ａに、図１５ｂが図３０ｃにそれぞれ対応）。

【0081】

スイッチＱがオフからオンへと切り替えられ、矩形波状電圧Ｖ_Lが正（図７に関連して既に述べたとおり、入力電圧Ｖ_String−出力電圧Ｖ_Loadに等しい。）に切り替わったとき、システムの動作はモード１に移行し、図３０ａに示す経路に電流が流れる。励磁インダクタンスＬｍｇの作用により、一次コイルには、太陽電池モジュール鎖からの電流により電磁気的エネルギーが蓄積され、ｉ_Lmgは直線的に増加する。併せて、一次コイル内には、トランスの漏洩インダクタンスＬｋｇの作用と共振キャパシタＣｒによる共振現象により、正弦波状となるｉ_Lkgが流れる（図２９中、ｉ_Lのグラフ。同グラフ中「１」で表わされる期間がモード１に対応する。モード２〜４には、グラフ中「２」〜「４」で表わされる期間が対応する。）。共振キャパシタＣｒに流れる電流も正弦波状となる（図２９中、ｉ_Crのグラフ。）。ダイオードＤｂｕｃｋには電流が流れず、スイッチＱに流れる電流はｉ_Lに等しい（図２９中、ｉ_D-buck，ｉ_Qのグラフ。）。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ１、及びダイオードＤ１に流れる電流は、共振現象による電流ｉ_Crと同様に正弦波状に変化する（図２９中、ｉ_Ciとｉ_D1のグラフ。）。

【0082】

電流ｉ_Crは正弦波状に変化し、いずれは下降してゼロとなる（モード２）。システム内では、図３０ｂに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード１末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、負の電流ｉ_Crを流すには至らず、その後ｉ_Crはゼロの一定値をとる（図２９中、ｉ_Crのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D1もゼロの一定値をとるが（図２９中、ｉ_Ciとｉ_D1のグラフ。）、スイッチＱがオンのままであるため、励磁インダクタンスＬｍｇにより一次コイルには電磁気的エネルギーが蓄積され続け、ｉ_L及びｉ_Qは直線的に増加し続ける（図２９中、ｉ_Lとｉ_Qのグラフ。）。

【0083】

スイッチＱをオフに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_Lが、図７に関連して既に述べたとおり（−１）×（出力電圧）＝（−Ｖ_Load）になり、システムの動作はモード３に移行する。システム内では、図３０ｃに示す経路に電流が流れる。モード１，２の期間中にインダクタンスＬｍｇの作用によって一次コイルに蓄積された電磁気的エネルギーは、ダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流によって出力キャパシタＣＬ及び負荷ＲＬ側に流れる。電磁気的エネルギーの放出に伴い、一次コイルに流れる電流ｉ_Lmgは直線的に減少する。併せて、一次コイルには負の電流が流れ始めるが、トランスの漏洩インダクタンスＬｋｇと共振キャパシタＣｒによる共振現象により、この負の電流ｉ_Lkgは正弦波状となる（図２９中、ｉ_Lのグラフ。）。共振キャパシタＣｒに流れる電流も正弦波状となる（図２９中、ｉ_Crのグラフ。）。この時にダイオードＤｂｕｃｋを流れる電流ｉ_D-buckは、ｉ_Lに等しい（図２９中、ｉ_L-buckのグラフ。）。また影モジュールに対応する中間キャパシタＣ１、及びダイオードＤ２に流れる電流は、共振現象による電流ｉ_Crと同様に正弦波状に変化する（図２９中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。極性の定義により、ｉ_Ciは負である。）。

【0084】

電流ｉ_Crは正弦波状に変化し、いずれは上昇してゼロとなる（モード４）。システム内では、図３０ｄに示す経路に電流が流れる。既に述べたとおり、共振キャパシタＣｒの容量が比較的大きい場合には、モード３末期における共振キャパシタＣｒの電圧の大きさは比較的小さくなるため、正の電流ｉ_Crを流すには至らず、その後ｉ_Crはゼロの一定値をとる（図２９中、ｉ_Crのグラフ。）。これに伴い、ｉ_Ciとｉ_D2もゼロの一定値をとるが（図２９中、ｉ_Ciとｉ_D2のグラフ。）、スイッチＱがオフのままであるためインダクタンスＬｍｇの作用により一次コイルは電磁気的エネルギーを放出し続け、ｉ_L及びｉ_D-buckは直線的に減少し続ける（図２９中、ｉ_Lとｉ_D-buckのグラフ。）。

【0085】

このとき、スイッチＱをオンに切り替えると、矩形波状電圧Ｖ_Lが正となり、一次コイル及び共振キャパシタＣｒには正の電流ｉ_L，ｉ_Crが流れ始める（モード１）。以後、モード１〜４の動作が繰り返される。

【0086】

以上説明した波形と同様、台形波電流に正弦波電流が重畳した波形となる。多段倍電圧整流回路内では平滑キャパシタ（Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４）を除いて影モジュールＰＶ１に対応する素子（Ｃ１、Ｄ１、Ｄ２）のみが動作状態にあり、その他の素子には電流は流れない。キルヒホッフの電流則より、影モジュールＰＶ１にはダイオードＤ１の電流Ｉ_D1の、モード１〜４に亘る平均値に相当する電流が多段倍電圧整流回路から供給されることになる。なお、中間キャパシタＣ１のモード１〜モード４に亘る平均電流がゼロであることに鑑みれば、Ｉ_D1の上記平均値はダイオードＤ２の電流Ｉ_D2のモード１〜４に亘る平均値に等しい。

【0087】

以上のとおり、図２８に示す太陽電池用コンバータシステムにおいても、矩形波状電圧が印加される素子から入力回路に電圧が入力されたときには図３０ａ〜図３０ｄに示される経路で多段倍電圧整流回路に電流が流れ、影モジュールＰＶ１に補償電流が供給される（モード１の期間中にキャパシタＣｏｕｔ１が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールＰＶ１に供給される。なお、モード１の期間中にはキャパシタＣｏｕｔ２も充電されるが、キャパシタＣｏｕｔ２はモード３の期間中に放電されるためサイクル全体での充放電はゼロであり、日照モジュールＰＶ２の充放電もゼロである。）。影モジュールＰＶ１から、自己の出力電流と補償電流が放出されることにより、太陽電池モジュール鎖全体としての高い出力電流を維持することができる。

【0088】

このように、入力回路への電圧入力を担うコンバータ内の素子を変更しても、当該素子に印加される矩形波状電圧を用いて多段倍電圧整流回路を動作させるという、本発明の太陽電池用コンバータシステムの動作原理は全く変わらない。以上の図２８〜図３０ｄでは、図６ａの降圧型コンバータと図１３の多段倍電圧整流回路を例に説明を行ったが、図６ｂ〜図６ｆ、あるいはその他のコンバータと、図９，図１３等の入力回路、多段倍電圧整流回路を、トランスを共通部品として、あるいはトランスを用いずに統合することでも、第２の実施形態と類似の統合型コンバータを導出することができる。このような実施形態においても、入力回路の具体的構成、入力回路から多段倍電圧整流回路への入力位置は任意であるし、また、どの太陽電池モジュールに影が掛かっているかに関わらず、当該影モジュールに補償電流を供給することが可能である。

【産業上の利用可能性】

【0089】

本発明は、太陽電池モジュールを直列に接続して太陽電池ストリングを構成する電源に広く適用できる。

【符号の説明】

【0090】

ＰＶ１〜ＰＶ４，ＰＶｎ 太陽電池モジュール
Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ スイッチ
Ｌ，Ｌ１〜Ｌ３，Ｌｒ，Ｌｋｇ，Ｌｂｕｃｋ，Ｌｍｇ インダクタ（インダクタンス）
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４，Ｃｏｕｔ，Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔ，Ｃｅｔ，
Ｃｂｌｏｃｋ，Ｃｒ，ＣＬ キャパシタ
Ｄｏ，Ｄ１〜Ｄ８，Ｄｂｕｃｋ ダイオード
ＲＬ 負荷
Ｒｂｉａｓ バイアス抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4a】

【図4b】

【図5】

【図6a】

【図6b】

【図6c】

【図6d】

【図6e】

【図6f】

【図7】

【図8a】

【図8b】

【図9】

【図10】

【図11a】

【図11b】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15a】

【図15b】

【図16】

【図17】

【図18a】

【図18b】

【図18c】

【図18d】

【図19a】

【図19b】

【図20a】

【図20b】

【図20c】

【図20d】

【図21】

【図22a】

【図22b】

【図23】

【図24a】

【図24b】

【図25a】

【図25b】

【図26】

【図27】

【図28a】

【図28b】

【図28c】

【図28d】