特許 6368187 インバータ装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6368187

(24)【登録日】2018年7月13日

(45)【発行日】2018年8月1日

(54)【発明の名称】インバータ装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20180723BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 F

【請求項の数】3

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2014-158733(P2014-158733)

(22)【出願日】2014年8月4日

(65)【公開番号】特開2016-36231(P2016-36231A)

(43)【公開日】2016年3月17日

【審査請求日】2017年7月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006208

【氏名又は名称】三菱重工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100100077

【弁理士】

【氏名又は名称】大場 充

(74)【代理人】

【識別番号】100136010

【弁理士】

【氏名又は名称】堀川 美夕紀

(74)【代理人】

【識別番号】100130030

【弁理士】

【氏名又は名称】大竹 夕香子

(72)【発明者】

【氏名】梅本 壮一郎

(72)【発明者】

【氏名】小宮 真一

(72)【発明者】

【氏名】角藤 清隆

(72)【発明者】

【氏名】笠井 茂雄

【審査官】 柳下 勝幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−２５９６７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−００６０３７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０６６３４０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力される直流電圧をＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧に変換して交流電動機に供給する、複数のスイッチ素子を有する主回路と、
前記主回路と前記直流電圧の供給側の間に設けられる単一の電流センサと、
前記電流センサの検出結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の電流値の各々を検出する電流検出部と、を備え、
前記電流検出部は、
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の中から、リプル電流に基づいて生じる電流のズレが小さい２相を採用して前記電流値を検出し、前記２相は前記３相の中の１相がピークまたはボトムの電流を出力する際の他の２相である、
ことを特徴とするインバータ装置。

【請求項2】

前記電流のズレが小さいＷ相及びＶ相を採用して前記電流値を検出する第１要素と、
前記電流のズレが小さいＵ相及びＶ相を採用して前記電流値を検出する第２要素と、
前記電流のズレが小さいＵ相及びＷ相を採用して前記電流値を検出する第３要素と、がこの順に又は異なる順に連続する周期が繰り返される、
請求項１に記載のインバータ装置。

【請求項3】

前記電流検出部は、
移動処理を行っている間に、
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の中から、電流のズレが小さい２相を採用して前記電流値を検出する、
請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、交流電動機を流れる電流値を正確に検出できるインバータ装置に関する。

【背景技術】

【0002】

インバータ装置により交流電動機を制御するためは、交流電動機に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流のモータ電流の各々の値を正確に検出する必要がある。この３相交流電流の検出方法として、例えば、特許文献１には、インバータの入力側に設けられた１つの電流センサによって検出する方法が開示されている。具体的には、特許文献１には、インバータが備える各相に対応するスイッチング素子のオン／オフによって、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)インバータの直流電流に、二相の電流情報が現れることを利用し、スイッチング素子のオン／オフ情報を元に、サンプリングした直流入力電流を各相別に分配して３相の電流検出値として検出する技術が開示されている。
特許文献１によると、図３（ａ）に示すように、一定間隔を有する搬送波（キャリア）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧基準信号とのレベル比較により、３相ＰＷＭインバータ制御信号を生成する。これにより、３相ＰＷＭ信号の各々の立ち上がりが近接してしまい、検出すべき電流のパルス幅が狭くなるのを回避して、電流検出を可能とする。この電流検出を行う処理は移動処理と称される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００８−２２０１１７号公報

【特許文献2】特開昭６１−２５１４８２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

１電流センサ方式は、常にＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電流を検出できる３電流センサ方式、２電流センサ方式とは異なり、図５に示すように、ある特定のタイミングでのみ特定の相の電流値の検出が可能である。
Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電流はインバータ装置を構成するスイッチ回路のスイッチングにより制御しているため、キャリア周期に応じたリプル（ripple）電流が発生する。リプル電流を無視し、基本波に基づいて電流値を検出する処理を行うのが一般的である。しかし、上述のように検出できるタイミングに制約のある１電流センサ方式では、例えば特許文献１に開示される移動処理を採用しても、図４に示すように、検出される電流は基本波に対しリプル電流の１／２分のズレが発生する可能性がある。
特許文献２は、電源電圧の変動、インバータ周波数とキャリア周波数との比、現在出力中の指令電圧及び基準指令電圧をパラメータとして、検出する電流のリプル電流を補正する手法を提案している。しかしながら、特許文献２の提案では、多数のパラメータを使用し、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のモータ電流を常に補正するので、補正するのに要する処理時間がかかりすぎる。したがって、インバータ装置の高キャリア化、交流電動機の高速運転化に対応することが難しい。
そこで本発明は、安価な１電流センサ方式を用いても、少ない処理時間でモータ電流値を正確に検出できるインバータ装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0005】

かかる目的のもと、本発明のインバータ装置は、入力される直流電圧をＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧に変換して交流電動機に供給する、複数のスイッチ素子を備える主回路と、主回路と直流電圧の供給側の間に設けられる単一の電流センサと、電流センサの検出結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の電流値の各々を検出する電流検出部と、を備える。
本発明の電流検出部は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の中から、リプル電流に基づいて生じる電流のズレが小さい２相を採用して電流値を検出し、２相は３相の中の１相がピークまたはボトムの電流を出力する際の他の２相であることを特徴とする。
本発明のインバータ装置は、電流検出部が、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の中から、リプル電流に基づいて生じる電流のズレが小さい２相を採用するので、正確に電流値を検出することができる。

【0006】

本発明のインバータ装置において、電流のズレが小さいＷ相及びＶ相を採用して電流値を検出する第１要素と、電流のズレが小さいＵ相及びＶ相を採用して電流値を検出する第２要素と、電流のズレが小さいＵ相及びＷ相を採用して電流値を検出する第３要素と、がこの順に又は異なる順に連続する周期が繰り返されることになる。

【0007】

本発明のインバータ装置において、電流検出部は、移動処理を行っている間に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の中から、電流のズレが小さい２相を採用して電流値を検出するとこができる。

【発明の効果】

【0008】

本発明のインバータ装置によると、補正を行う必要がなく、かつ、リプル電流に基づいて生じる電流のズレが小さい２相を採用して電流値を検出することができるので、少ない処理時間でモータ電流値を正確に検出できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本実施形態に係るインバータ装置の電気的回路構成を示す図である。

【図2】図１に示した３相ＰＷＭ波形生成部の機能的な構成を示す図である。

【図3】（ａ）は搬送波を３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するタイミングチャートであり、（ｂ）は搬送波を１つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するタイミングチャートである。

【図4】図１に示したインバータ制御装置にて検出された電流波形の例を示す図である。

【図5】スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの状態と検出できるモータ電流の相との関係を示す図である。

【図6】Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの相における「ズレの大きい区間」と「ズレの小さい区間」の変遷を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

本実施形態に係る交流電動機１０は、図１に示すように、電源１３からの電流の供給をインバータ装置１１で制御することで作動し、この交流電動機１０により図示を省略する圧縮機が駆動される。本実施形態は３相交流の電源１３から供給される交流電圧をコンバータ２５で直流転圧に変換し、それを主回路１２にて交流電圧に変換して交流電動機１０に供給する例を示している。

【0011】

インバータ装置１１は、図１に示すように、３相ＰＷＭによるインバータの主回路１２と、電源１３から主回路１２から供給され、交流電動機１０を経由して主回路１２に戻る電流が流れる電流センサ１４と、制御回路３０と、を備えている。
制御回路３０は、電流センサ１４の検出結果から交流電動機１０のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｖの電流値を求める電流検出部１５と、電流検出部１５が求めた結果に基づき、３相電圧指令を算出する電圧指令演算部１６と、電圧指令演算部１６からの３相電圧指令により主回路１２に与える３相ＰＷＭ波形を生成する波形生成部１７と、電流検出部１５に対してＵ相、Ｖ相及びＷ相の中から検出のために採用する相を選択して電流検出部１５に指令する検出電流選択部１８と、を有する。電流検出部１５、電圧指令演算部１６、波形生成部１７及び検出電流選択部１８からインバータ装置１１の制御手段が構成される。なお、制御回路３０は、例えば、予め記述されたプログラムを実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）と、ＣＰＵがアクセスするメモリ手段とにより実現される。

【0012】

主回路１２は、電源１３に接続されており、Ｕ相用ブリッジ回路１２Ｕ、Ｖ相用ブリッジ回路１２Ｖ、Ｗ相用ブリッジ回路１２Ｗを備える。そして、Ｕ相用ブリッジ回路１２Ｕは、上アームスイッチ素子ＰＵおよび下アームスイッチ素子ＮＵを備え、Ｖ相用ブリッジ回路１２Ｖは、上アームスイッチ素子ＰＶおよび下アームスイッチ素子ＮＶを備え、Ｗ相用ブリッジ回路１２Ｗは、上アームスイッチ素子ＰＷおよび下アームスイッチ素子ＮＷを備えている。各々のブリッジ回路における上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子は、互いに直列に接続されている。そして、各ブリッジ回路の出力は、図示を省略するＵ相コイル、Ｖ相コイル及びＷ相コイルを備える３相の交流電動機１０に接続されている。

【0013】

インバータ装置１１は１電流センサ方式を採用しており、一つの電流センサ１４による検出結果を受けて電流検出部１５が交流電動機１０のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの３相の電流値を検出する。
電流センサ１４は、例えばシャント抵抗を備え、主回路１２と直流電圧を供給するコンバータ２５の間に設けられる単一の電流センサである。電流検出部１５は、シャント抵抗の両端電圧と抵抗値に基づいて各相の電流値を検出することができる。
電流検出部１５は、後述するスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの状態と検出できる電流の相との関係（図５）をテーブルデータとして保持しており、シャント抵抗の両端電圧値を、３相ＰＷＭ波形生成部１７の出力に対応する相のモータ電流として取り込む。このとき、電流検出部１５は、キャリア周期ごとにＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうちの２つを選択して検出する。この選択は、検出電流選択部１８により選択された相に対応する。

【0014】

各相の電流を算求める基本的な手順は以下の通りである。
インバータ装置１１の主回路１２において、例えば、上アームスイッチ素子ＰＵがオン（ＯＮ）状態であり、かつ上アームスイッチ素子ＰＶ、ＰＷがオフ（ＯＦＦ）状態であるものとする（ケース１）。このとき、下アームスイッチ素子ＮＵがＯＦＦ状態であり、かつ下アームスイッチ素子ＮＶ、ＮＷがＯＮ状態となる。この場合、電源１３から供給される電流は、上アームスイッチ素子ＰＵ→交流電動機１０のＵ相コイル→交流電動機１０のＶ相コイル及びＷコイル→下アームスイッチ素子ＮＶ及びＮＷ→電流センサ１４→電源１３の経路で流れる。したがって、電流センサ１４にて検出される電流は、交流電動機１０のＵ相電流Ｉｕに該当する。

【0015】

同様にして、例えば、上アームスイッチ素子ＰＵ、ＰＶがＯＮ状態であり、かつ上アームスイッチ素子ＰＷがＯＦＦ状態であるものとする（ケース２）。このとき、下アームスイッチ素子ＮＵ、ＮＶがＯＦＦ状態であり、かつ下アームスイッチ素子ＮＷがＯＮ状態となる。この場合、電源１３から供給される電流は、上アームスイッチ素子ＰＵ、ＰＶ→交流電動機１０のＵ相コイル及びＶ相コイル→交流電動機１０のＷコイル→下アームスイッチ素子ＮＷ→電流センサ１４→電源１３の経路で流れる。したがって、電流センサ１４にて検出される電流は、交流電動機１０のＷ相電流Ｉｗに該当する。

【0016】

以上のように、主回路１２のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの状態に対応して、電流センサ１４を介して流れる電流に基づいて検出される交流電動機１０の電流の相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のいずれか）が一意に定まる。スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される電流の相との関係を図５に示す。
図５において、正の値は、当該電流が主回路１２から交流電動機１０に向かうことを意味し、負の値は、当該電流が交流電動機１０から主回路１２に向かうことを意味する。例えば、上述したケース１は「＋Ｉu」が検出され、またケース２は「−Ｉw」が検出されることになる。

【0017】

波形生成部１７は、図２に示すように、一定間隔を有するように順次出力される３つの搬送波（図３（ａ），Ｃ_Ｕ、Ｃ_Ｖ、Ｃ_Ｗ）を生成する搬送波生成部２０と、電圧指令演算部１６で算出された３相電圧指令に基づいて互いに異なる３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧基準信号（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を生成する基準信号生成部２１と、搬送波生成部２０が生成した３つの搬送波と基準信号生成部２１が生成した３相の電圧基準信号とを比較し、３相ＰＷＭ信号を生成するレベル比較部２２と、を備えている。

【0018】

３つの搬送波Ｃ_Ｕ、Ｃ_Ｖ、Ｃ_Ｗは一定間隔を有し出力されるから、これら３つの搬送波と３相電圧基準信号Ｖｖ、Ｕｖ、Ｗｖとを比較することで、３相の中で異なる相のＰＷＭ信号の立ち上がり位置が近接してパルス幅が狭くなるということがなくなり、容易に電流検出を行えるようにしたものである。
つまり、搬送波が１つだけだと、図３（ｂ）に示すように、３相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにおける中間相Ｖｖが最大相Ｖｕ（あるいは最小相Ｖｗ）に近い場合や、出力電圧レベルが低い場合には、３相ＰＷＭ信号Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗの立ち上がり位置が近接してパルス幅が狭くなり、電流検出が困難になることがある。
そのため本実施形態においては、図３（ａ）に示したように、基準信号生成部２１が算出した３相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのそれぞれに対応した、一定間隔を有する３つの搬送波Ｃ_Ｕ、Ｃ_Ｖ、Ｃ_Ｗを生成し、これら３つの搬送波と３相電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較する。３つの搬送波は一定間隔を有しているから、３相ＰＷＭ信号の各々の立ち上がり位置が近接してパルス幅が狭くなるということがなくなり、容易に電流検出を行える。

【0019】

図３（ａ）の「直流電流」と図３（ｂ）の「直流電流」のパルス幅を比較すると、図３（ａ）は先行パルスＰａのパルス幅が後続パルスＰｂよりも広く、図３（ｂ）は先行パルスＰａと後続パルスＰｂのパルス幅が同じである。ここで、図３（ａ）と図３（ｂ）は、先行パルスＰａと後続パルスＰｂのパルス幅の合計は同じとする。そうすると、図３（ａ）の「直流電流」は、図３（ｂ）の後続パルスＰｂの一部を先行パルスＰａに移動する処理を行ったものとみなすことができる。したがって、この処理を移動処理と称する。
この移動処理は、波形生成部１７の指示により行われるので、移動処理が行われること及びそのタイミングは、制御回路３０が予め知っている。

【0020】

検出電流選択部１８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のなかからモータ電流を検出すべき２つの相を選択し、その結果を電流検出部１５に通知する。電流検出部１５は、その通知に従った相に対応する検出結果だけを、電流センサ１４から取り込む。具体的には、以下の通りである。
検出電流選択部１８が、モータ電流を検出すべき相として「Ｕ相」および「Ｖ相」を選択したものとする。この場合、電流検出部１５は、Ｕ相電流またはＶ相電流を検出するタイミングを指示する信号を３相ＰＷＭ波形生成部１７から受け取ったときは、電流センサ１４の両端電圧値を「Ｕ相電流」または「Ｖ相電流」として取り込む。しかし、Ｗ電流を検出するタイミングを指示する信号を３相ＰＷＭ波形生成部１７から受け取ったときは、シャント抵抗Ｒの両端電圧値を取り込まないようにする。このようにして、電流検出部１５は、検出電流選択部１８により選択された相以外の電流は検出しない。

【0021】

次に、交流電動機１０の動作について説明する。
電流検出部１５は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗと、波形生成部１７から主回路１２に送られる、３相ＰＷＭ信号（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）とから、Ｗ相電流ｉｗ、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ（ｉｕ−ｉｗ）の３相電流を生成して電圧指令演算部１６に送る。

【0022】

そうすると電圧指令演算部１６は、送られてきた３相電流から、３相電圧基準Ｖｗ、Ｖｕ、Ｖｖを生成し、波形生成部１７に送る。この波形生成部１７は、搬送波生成部２０が生成した３つの搬送波Ｃ_Ｕ、Ｃ_Ｖ、Ｃ_Ｗと基準信号生成部２１が生成した３相の電圧基準信号Ｖｗ、Ｖｕ、Ｖｖとを、レベル比較部２２により比較する。波形生成部１７は、この比較結果に基づいて、３相ＰＷＭ信号を生成し、主回路１２に送る。主回路１２は、送られてきた３相ＰＷＭ信号により３相のＰＷＭ信号を生成し、それによって交流電動機１０を駆動する。

【0023】

ここで、搬送波生成部２０は、３つの搬送波を生成する３キャリアモードと、１つの搬送波だけを生成する１キャリアモードとを選択的に切り換える。３キャリアモードと１キャリアモードの切り替えは、交流電動機１０の回転速度（単位時間当たりの回転数）Ｎに基づいて行われる。つまり、低速域Ｎ_Ｌ及び中速域Ｎ_Ｍおいては３つの搬送波を生成する３キャリアモードが選択され、高速域Ｎ_Ｈにおいては１つの搬送波だけを生成する１キャリアモードが選択される。なお、低速域Ｎ_Ｌ及び中速域Ｎ_Ｍにおいては効率を重視して２アーム制御が適用されるが、高速域Ｎ_Ｈにおいては３アーム制御が適用される。
搬送波生成部２０は、低速域Ｎ_Ｌ、中速域Ｎ_Ｍ及び高速域Ｎ_Ｈに対応する回転数の範囲（閾値）を例えば以下のように予め保持しており、動作している交流電動機１０の回転速度Ｎを取得してこれらの閾値と比較する。搬送波生成部２０は、比較の結果に基づいて、３キャリアモードと１キャリアモードの切換えを行う。
低速域Ｎ_Ｌ：０ ＜ Ｎ ≦ Ｎ_Ｌ
中速域Ｎ_Ｍ：Ｎ_Ｌ＜ Ｎ ≦ Ｎ_Ｈ
高速域Ｎ_Ｈ：Ｎ_Ｌ＜ Ｎ

【0024】

低速域Ｎ_Ｌにおいて、移動処理を行うと、図４に示すように、リプル電流の発生が顕著になるので、検出した電流値は基本波に対しリプル電流の振幅の１／２分の誤差が発生する可能性がある。なお、図４の電流波形は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各々に対応する電流センサを設ける３電流センサ方式により測定されたものである。
図４にはＵ相、Ｖ相及びＷ相の各々の電流波形が示されており、その中でリプル電流の発生が顕著な区間を「ズレの大きい区間」と表記している。図４から判るように、Ｕ相における「ズレの大きな区間」と、Ｖ相における「ズレの大きい区間」と、Ｗ相における「ズレの大きい区間」とは、相互に重なることがない。つまり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のいずれか１つの相においてリプル電流の発生が顕著になって「ズレの大きい区間」に該当したとしても、他の二つの相はズレが小さい区間に該当する。

【0025】

そこで、本実施形態は、この移動処理を行う期間には、ズレの小さな二つの相を用いて電流値を求めることにした。
図６は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの相における「ズレの大きい区間」と「ズレの小さい区間」の変遷を○と×で示している。図６に示されるように、本実施形態においては、Ｕ相が「ズレの大きい区間」に該当する期間は、Ｖ相及びＷ相は「ズレの小さい区間」に該当する（第１要素）。次いで、Ｗ相が「ズレの大きい区間」に該当する期間は、Ｖ相及びＵ相が「ズレの小さい区間」に該当する（第２要素）。次いで、Ｖ相が「ズレの大きい区間」に該当する期間は、Ｕ相及びＷ相が「ズレの小さい区間」に該当する（第３要素）。本実施形態は、第１要素、第２要素及び第３要素からなる一つの周期（キャリア周期）が繰り返される。第１要素、第２要素及び第３要素は、位相がそれぞれ６０°だけ異なっている。

【0026】

本実施形態は、図６に示すように、第１要素においては、「ズレの小さい区間」に対応するＷ相電流及びＶ相電流を採用してモータ電流値を検出し、第２要素においては、「ズレの小さい区間」に対応するＶ相電流及びＵ相電流を用いてモータ電流値を検出し、第３要素においては、「ズレの小さい区間」に対応するＵ相電流及びＷ相電流を用いてモータ電流値を検出する。
これを図５に示すスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの状態と検出される電流の相との関係に照らし合わせると以下の通りである。つまり、Ｗ相電流及びＶ相電流を採用する第１要素は、上アームスイッチ素子ＰＷ，ＰＶをＯＮにするモード６に対応する。また、Ｖ相電流及びＵ相電流を採用する第２要素は、上アームスイッチ素子ＰＶ，ＰＵをＯＮにするモード３に対応する。さらに、Ｕ相電流及びＷ相電流を採用する第３要素は、上アームスイッチ素子ＰＵ，ＰＷをＯＮにするモード５に対応する。同様に、Ｗ相電流及びＶ相電流を採用する第１要素では、下アームスイッチ素子ＮＷ，ＮＷをＯＮにするモード１に対応する。また、Ｖ相電流及びＵ相電流を採用する第２要素は、下アームスイッチ素子ＮＶ，ＮＵをＯＮにするモード４に対応する。さらに、Ｕ相電流及びＷ相電流を採用する第３要素は、下アームスイッチ素子ＮＵ，ＮＷをＯＮにするモード２に対応する。
検出電流選択部１８は、以上の対応関係に基づいて、モータ電流を検出すべき相を選択する。電流検出部１５は、以上の対応関係に該当する電流を検出するタイミングを指示する信号を、３相ＰＷＭ波形生成部１７から受け取ったときは、該当する電流センサ１４の両端電圧値を取り込む、つまり採用して、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの３相のいずれかのモータ電流を特定する。

【0027】

以上説明したインバータ装置１１の効果を説明する。
はじめに、インバータ装置１１は、一つの電流センサ１４を用いる１電流センサ方式により電流を検出できるので、インバータ装置１１の低コスト化に寄与する。
次に、インバータ装置１１は、移動処理を行うことができるので、３相ＰＷＭ信号の立ち上がりが近接してパルス幅が狭くなることがないので、電流検出を確実に行うことができる。

【0028】

次に、インバータ装置１１は、移動処理に伴って大きなリプル電流が生じたとしても、それを除いてモータ電流を検出することにより、リプル電流の発生有無に関わらずに正確にモータ電流値を検出することができる。したがって、インバータ装置１１は、リプル電流の補正処理を行う必要がないので、高キャリア化、高速運転化に適応することができる。
具体的な処理時間の短縮効果を、ＣＰＵの処理速度を４０ＭＨｚ（２５ｎｓ／ＳＴＥＰ）として求めた結果を以下に示す。なお、比較例１は、リプル電流の補正処理を連続して行う例であり、比較例２は、「ズレの大きい区間」だけにリプル電流の補正処理を行う例である。
以下に示す通りであり、本実施形態によると、比較例１の約３．５％の処理時間で済ませることができる。

【0029】

＜比較例１：全域に補正処理＞
ＳＴＥＰ数（プログラムソースの行数）＝１４４
要処理時間＝１４４ＳＴＥＰ×２５ｎｓ／ＳＴＥＰ＝３．６μｓ
＜比較例２：部分的に補正処理）＞
ＳＴＥＰ数＝２４
要処理時間＝２４ＳＴＥＰ×２５ｎｓ／ＳＴＥＰ＝０．６μｓ
＜本実施形態＞
ＳＴＥＰ数＝５
要処理時間＝５ＳＴＥＰ×２５ｎｓ／ＳＴＥＰ＝０．１２５μｓ

【0030】

ここで、電動機を高速回転させるためには、キャリア周期の短縮が必要であり、電動機の制御性を確保するために、ＣＰＵの処理時間が少ないことが求められる。仮に現状のキャリア周期を６μｓとすると、比較例１、比較例２及び本実施形態の各々の処理時間の合計と処理時間の増加率△ｔは下記の通りである。本実施形態によると、約２％の処理時間の増加で、モータ電流の検出精度を向上できる。
＜比較例１：全域に補正処理＞
全処理時間＝６μｓ＋３．６μｓ＝９．６μｓ △ｔ＝６０％
＜比較例２：部分的に補正処理）＞
全処理時間＝６μｓ＋０．６μｓ＝６．６μｓ △ｔ＝１０％
＜本実施形態＞
全処理時間＝６μｓ＋０．１２５μｓ＝６．１２５μｓ △ｔ＝２％

【0031】

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に適宜変更したりすることが可能である。
以上説明した「ズレの小さい区間」に該当する２相を採用してモータ電流値を検出する手法は、移動処理を行うか否かを問わずに適用することができる。

【0032】

また、以上では搬送波の生成について、３キャリアモードと１キャリアモードとを切り替えているが、常に３キャリアモードを採用してもよい。
また、本実施形態では、第１要素、第２要素及び第３２要素がこの順番で繰り返される周期を例にしているが、この順は任意であり、第１要素、第３２要素及び第２要素の順番、第３２要素、第２要素及び第１要素の順番等、他の順番で周期を構成することもできる。

【符号の説明】

【0033】

１０ 交流電動機
１１ インバータ制御装置
１２ 主回路
１２Ｕ Ｕ相用ブリッジ回路
１２Ｖ Ｖ相用ブリッジ回路
１２Ｗ Ｗ相用ブリッジ回路
１３ 電源
１４ 電流センサ
１５ 電流検出部
１６ 電圧指令演算部
１７ 波形生成部
１８ 検出電流選択部１８
２０ 搬送波生成部
２１ 基準信号生成部
２２ レベル比較部
２５ コンバータ
ＰＵ，ＰＶ，ＰＷ 上アームスイッチ素子
ＮＵ，ＮＶ，ＮＷ 下アームスイッチ素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】