特許 6396073 信号伝搬特性の測定法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6396073

(24)【登録日】2018年9月7日

(45)【発行日】2018年9月26日

(54)【発明の名称】信号伝搬特性の測定法

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/26 20060101AFI20180913BHJP

   H04H 20/12 20080101ALI20180913BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/26 420

   H04L27/26 114

   H04H20/12

【請求項の数】5

【全頁数】26

(21)【出願番号】特願2014-105418(P2014-105418)

(22)【出願日】2014年5月21日

(65)【公開番号】特開2015-220731(P2015-220731A)

(43)【公開日】2015年12月7日

【審査請求日】2017年5月17日

(73)【特許権者】

【識別番号】301022471

【氏名又は名称】国立研究開発法人情報通信研究機構

(74)【代理人】

【識別番号】100082669

【弁理士】

【氏名又は名称】福田 賢三

(74)【代理人】

【識別番号】100095337

【弁理士】

【氏名又は名称】福田 伸一

(74)【代理人】

【識別番号】100095061

【弁理士】

【氏名又は名称】加藤 恭介

(72)【発明者】

【氏名】太田 弘毅

【審査官】 川口 貴裕

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−０６０４０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０３９１４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−１５１５５３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 川村誠治，太田弘毅，花土弘，パッシブレーダーの研究開発−地上デジタル放送波を用いた水蒸気観測−，日本気象学会２０１４年度春季大会講演予稿集，２０１４年 ４月３０日，ｐ．１７９

【文献】 太田 弘毅，伝搬プロファイルの解析における位相雑音の抑圧に関する検討，映像情報メディア学会技術報告，２０１２年 ２月 ２日，第36巻，第6号，pp.25-30

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／２６

Ｈ０４Ｈ ２０／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

パイロット信号が組み込まれたＯＦＤＭ信号を送信点から送信し、該ＯＦＤＭ信号を受信点で受信し、送信点と受信点との位相差の変化を検出して、送信点と受信点間の距離の変化、あるいは、送信点から受信点までの信号伝搬時間の変化を測定する信号伝搬特性の測定法であって、
ＯＦＤＭ信号のパイロット信号であり異なる周波数帯に属する２つのパイロット信号群について、各々のパイロット信号群の遅延プロファイルにおける位相の差である位相差の変化を検出して、上記の送信点から受信点間の距離の変化、あるいは、上記の送信点から受信点までの信号伝搬時間の変化を抽出する手続きと、
上記ＯＦＤＭ信号の伝送経路の変動による上記位相差の変化に及ぼす影響を無視し得る所定の距離内の上記送信点からの位置にある複数の受信点で、上記送信点のアンテナの軌跡を追跡し、
上記送信点から上記複数の受信点のそれぞれに伸びるそれぞれの線分が互いに有意の角度をもって交わる受信点を用い、上記複数の受信点での測定データの測定時間を同期させて上記軌跡をプロットする手続を含むことを特徴とする信号伝搬特性の測定法。

【請求項2】

上記のパイロット信号は、１つのＯＦＤＭ信号から選択された比較的高周波数のパイロット信号群と、比較的低周波数のパイロット信号群とであることを特徴とする請求項１に記載の信号伝搬特性の測定法。

【請求項3】

上記ＯＦＤＭ信号のパイロット信号の位相の変化は、直交変調における信号空間ダイアグラムでの回転角の変化であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の信号伝搬特性の測定法。

【請求項4】

第１と第２の受信点間で共通のＯＦＤM信号を受信する場合における、それらの受信点間での上記パイロット信号の位相差の変化として、上記送信点と第１受信点との位相差の変化（第１位相差変化）と上記送信点と第２受信点との位相差の変化（第２位相差変化）との差を用いることを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の信号伝搬特性の測定法。

【請求項5】

上記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルから検出した位相差の変化から、上記アンテナの軌跡による影響を差し引く手続きを含むことを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の信号伝搬特性の測定法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、例えば地上デジタル放送の信号を二次的に利用して観測点までの空間伝搬経路中の微小変動の計測を目的としたもので、特に、伝搬時間変動を精密に計測する信号伝搬特性の測定法に関している。

【背景技術】

【0002】

本発明の対象とするのは例えば伝搬時間の微小変動であるが、その微小変動の要因の一つは、伝搬経路上の大気中の温度や湿度の影響による遅延時間変動である。これは、降雨などの気象計測の一環であり、ゲリラ豪雨などの雲の発生源となる水蒸気量の変化を捉えることが期待される。
また、送信点の揺れやたわみの検出、反射波を用いた高層ビル等の揺れの検出、また、受信点の測位などが目標であり、計測の分解能は数ミリメートルとすることを目標としている。

【0003】

精密な伝送路特性の推定を行う従来例として、例えば、特許文献１（特開２０１０−１５８００３号公報）には、ＯＦＤＭ（orthogonal frequency-division multiplexing；直交周波数分割多重方式）信号等のマルチキャリア信号に対応するチャネル周波数応答を決定する方法およびシステムが開示されている。この開示では、次の手順が記載されている。（１）まず、パイロット信号またはパイロットを有するＯＦＤＭ信号を受信する。（２）次に、パイロットからパイロットキャリア周波数のチャネル周波数応答を決定する。（３）時間領域のチャネル周波数内のノイズをバンドパスフィルタリング／マスキングして、フィルタリング／マスキングされたチャネル周波数応答を周波数領域に変換する。（４）フィルタリング／マスキングされたチャネル周波数応答を周波数補間して、残りのキャリア周波数に対するチャネル応答を生成する。

【0004】

また、例えば、特許文献２（特開２００４−２６６８１４号公報）には、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現可能な通信装置を得ることを目的とした開示がある。この開示は、例えばＯＦＤＭ信号で、パイロット信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する、受信側の通信装置であって、（１）フーリエ変換後に抽出した前記パイロット信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、（２）前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、（３）その遅延プロファイルに基づいて、所定のしきい値以下の干渉信号成分を除去する干渉成分除去手段と、（４）前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、を備えるものである。

【0005】

また、ＯＦＤＭ信号を測距に用いる例が、特許文献３（ＷＯ ２００５１０２０６００Ａ２）に開示されている。この開示は２つの通信局間の距離を見積もる方法に関しており、（１）第２通信局からのＯＦＤＭ信号を第１通信局で受信し、（２）受信信号処理と復調を行い、（３）受信信号を、伝送パス成分毎に分類し、（４）最短パス成分の成分を割出し、（５）伝搬時間を評価して２つの通信局間の距離を算定するものである。

【0006】

よく知られているように、地上デジタル放送におけるＯＦＤＭテレビジョン放送における送信と受信は以下の様に行われる。まず、ＯＦＤＭ信号は、一定の周波数差をもち、同期した多数の搬送波を用いて信号を送受信するための伝送信号であるが、これを用いてデジタル信号を送信する手順を図１に示す。まず、データの伝送誤り率を改善するためにシンボルマッパでデジタル信号の入れ替えを行い、上記搬送波のそれぞれにそのデジタル信号を割り当て、割り当てられたデジタル信号による振幅をもったそれぞれの搬送波となる逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行いそのＩＤＦＴ信号を重ね合わせることで並直列変換して、ＯＦＤＭベースバンド信号を得る。このように得られたＯＦＤＭベースバンド信号で、搬送波を直交変調した後、増幅し、伝送路に出力する。

【0007】

また、受信側では、図２に示すように、伝送路から得られた受信信号をフロントエンド部で、増幅やノイズ成分の除去を行い、直交復調を行った後、標本化で復調信号をデジタル信号に変換し、上記送信機の並直列変換の逆の操作を行う直並列変換を行い、並列化された信号に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を施した後、伝送路特性の影響を取り除くための等化処理を行い、並直列変換して重ね合わせた後、デジタル化するための判定を行う。
この等化処理は、信号空間ダイアグラムにおける信号点の伝送路等に起因する回転をとり除くための処理である。

【0008】

この様なＯＦＤＭ信号の受信においては、以下の同期が必要であることが知られている。
１．シンボルタイミング同期
２．搬送波周波数同期
３．標本化周波数同期
これらの同期は、例えば、ガードインターバルの相関を用いる方法でとることができることが知られている。

【0009】

また、同期性能をさらに向上させるためには、パイロットシンボルが用いられる。このパイロットシンボルには、例えば次のものがあることが知られている。
１．コンティニュアスパイロットシンボル
２．パイロットキャリア

【0010】

上記等化処理を行うために必要な伝送路特性については、以下の方法によって推定される。
データシンボルと混在させて分散配置する方法（スキャッタードパイロットシンボルと呼ばれる配置）。この場合は、時間・周波数方向に分散して配置されたパイロットシンボルを用いてデータシンボルに対する伝送路特性が補間によって推定される。
また、フレームの先頭等に集中させて配置する方法があり、これは、無線ＬＡＮ等で用いられている方式である。無線ＬＡＮの場合はパケット単位の処理となるので、パケットの先頭に等化や同期や伝送路特性の推定を行うためのヘッダが付加される。受信機ではヘッダのパイロットシンボルを用いて伝送路を推定し、等化処理に用いる。

【0011】

また、ブラインド推定による方法があるが、この方法は、送信内容の統計処理を行って伝送路特性の推定を行う方法であるので、本発明での適用は困難であり、詳しい説明は省略する。
しかし、送信内容がパイロット信号やパイロットシンボルに準じたものである場合は、実質的にパイロット信号やパイロットシンボルを用いているものとみなすべきものである。

【0012】

また、非特許文献１（水野ほか，”地上デジタル放送を利用した測位システムに関する検討”）には、受信信号を同期復調して遅延プロファイルを求め、その位相変動から距離変動を計測する報告がある。この方法では、高精度の周波数基準を用いても０．３ｍ程度の誤差が生じていた。

【0013】

上記報告の誤差の要因としては、送受信装置の熱雑音や伝搬路の都市雑音などによる白色性雑音に加えて、（イ）送信システムや送信側の基準発振器の周波数安定度や位相雑音の影響、（ロ）測定側の基準発振器の周波数安定度や位相雑音の影響、（ハ）受信ケーブルの温度特性の影響、がある。加えて、（ニ）送信アンテナのたわみや揺れ、（ホ）受信アンテナの揺れなどの挙動、（へ）大地反射、マルチパス、フェージング等の影響が考えられる。

【0014】

上記の位相雑音への対策としては、例えば大規模有線網であるＣＡＴＶ網の地上デジタル放送の再送信信号（パススルー信号）を利用した位相雑音の補正手法の適用も効果的である。しかし、計測信号が多くなることや計測がＣＡＴＶサービスエリアに制限される問題がある。また、受信ケーブルの温度変動対策としては、受信側にループバックケーブルを用いた温度変動の補償手法が効果的である。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0015】

【特許文献1】特開２０１０−１５８００３号公報

【特許文献2】特開２００４−２６６８１４号公報

【特許文献3】国際公開第２００５／１０２０６００号明細書

【非特許文献】

【0016】

【非特許文献1】水野ほか,”地上デジタル放送を利用した測位システムに関する検討”, 映情学技報, Vol.33, No.10, pp.17-20, BCT2009-37 (Feb.2009)

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0017】

伝搬変動の計測を阻害する位相雑音を抑制し、送信点と受信点間の伝搬時間変動を捉えることが出来るようにすることである。

【課題を解決するための手段】

【0018】

概略では、本発明は、伝搬変動の計測を阻害する位相雑音に関して、（１）受信されたデジタル放送の複数チャンネルを精密に同期復調し、（２）伝達関数から遅延プロファイルを求め、（３）その位相差から伝搬時間変動を直接求めることにより、送信・受信側の位相雑音を相殺する、という手法を用いるものである。（４）この手法により、送受信機器の位相雑音が相殺され、送信点と受信点間の伝搬時間変動を捉えることが可能となる。

【0019】

このため、本発明の信号伝搬特性の測定法は、パイロット信号が組み込まれたＯＦＤＭ信号を送信点から送信し、該ＯＦＤＭ信号を受信点で受信し、送信点と受信点との位相差の変化を検出して、送信点と受信点間の距離の変化、あるいは、送信点から受信点までの信号伝搬時間の変化を測定する信号伝搬特性の測定法であって、
ＯＦＤＭ信号のパイロット信号であり異なる周波数帯に属する２つのパイロット信号群について、各々のパイロット信号群の遅延プロファイルにおける位相の差である位相差の変化を検出して、上記の送信点から受信点間の距離の変化、あるいは、上記の送信点から受信点までの信号伝搬時間の変化を抽出する手続きと、
上記ＯＦＤＭ信号の伝送経路の変動による上記位相差の変化に及ぼす影響を無視し得る所定の距離内の上記送信点からの位置にある複数の受信点で、上記送信点のアンテナの軌跡を追跡し、
上記送信点から上記複数の受信点のそれぞれに伸びるそれぞれの線分が互いに有意の角度をもって交わる受信点を用い、上記複数の受信点での測定データの測定時間を同期させて上記軌跡をプロットする手続を含むことを特徴とする。

【0020】

また、上記のパイロット信号は、１つのＯＦＤＭ信号から選択された比較的高周波数のパイロット信号群と、比較的低周波数のパイロット信号群とであることを特徴とする。

【0021】

また、上記ＯＦＤＭ信号のパイロット信号の位相の変化は、直交変調における信号空間ダイアグラムでの回転角の変化であることを特徴とする。
上記遅延プロファイルは通常は等化処理に使われるが、信号空間ダイアグラムでの回転角を正常な状態に戻すための処理である。

【0022】

また、第１と第２の受信点間で共通のＯＦＤＭ信号を受信する場合における、それらの受信点間での上記パイロット信号の位相差の変化として、上記送信点と第１受信点との位相差の変化（第１位相差変化）と上記送信点と第２受信点との位相差の変化（第２位相差変化）との差を用いることを特徴とする。
送信点と、第１と第２の受信点との３者が一直線上にない場合であっても、ほぼ一直線上にあると見做せる場合で、電波伝搬状態が十分に緩慢に変化する場合は、第１位相差変化と第２位相差変化との差は、上記３者が一直線上にある場合とない場合とで同様な結果を得ることが出来る。

【0023】

また、上記ＯＦＤＭ信号の伝送経路の変動による上記位相差の変化に及ぼす影響を無視し得る所定の距離内の上記送信点からの位置にある複数の受信点で、上記送信点のアンテナの軌跡を追跡するものであって、
上記送信点から上記複数の受信点のそれぞれに伸びるそれぞれの線分が互いに有意の角度をもって交わる受信点を用い、上記複数の受信点での測定データの測定時間を同期させて上記軌跡をプロットするものであることを特徴とする。

【0024】

また、上記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルから検出した位相差の変化から、上記アンテナの軌跡による影響を差し引く手続きを含むことを特徴とする。

【発明の効果】

【0025】

本発明によって、デジタル放送を二次的に利用して送信点から観測点間の伝搬特性の微小変動（搬送波の伝搬時間変動）の計測を実現するために阻害要因となる位相雑音等を抑圧することができるようになった。例えば、同一送信点から送出される複数チャンネルの受信信号を利用して位相雑音等を抑圧することが可能になった。また、デジタル放送１チャンネル分（単一チャンネル）の信号を受信することでも、チャンネルを分割することで、測定点が１か所でも送信・受信側の位相雑音を相殺することが可能になった。

【図面の簡単な説明】

【0026】

【図1】地上デジタル放送におけるＯＦＤＭテレビジョン放送における送信手順を示すブロック図である。

【図2】地上デジタル放送におけるＯＦＤＭテレビジョン放送における受信手順を示すブロック図である。

【図3】本発明における計測の系統図を示す図である。

【図4】計算機シミュレーションの例におけるパラメータについての表を示す図である。

【図5】位相雑音の評価の実際について、計算機シミュレーションを例に説明するために想定するモデルを示す図である。

【図6】計算機シミュレーション例において、本発明の処理手順に従って伝搬時間変動の差分Δτを求めた結果を示す図であり、（ａ）は位相雑音，（ｂ）は送信アンテナの揺れ，（ｃ）は水蒸気変動のレンジを模擬した伝搬時間変動，（ｄ）は生成した受信信号を示す。

【図7】計算機シミュレーション例において、本発明の処理手順で求めたＡ−Ｂ間の伝搬時間変動成分の和Δτ＋τ_d＋σ_nで、発振器の位相雑音等を抑圧して与えた微小変動が抽出されていることを示す図で、（ａ）はC/N=25dB、Span=24MHz、（ｂ）はC/N=25dB、Span=6MHz、（ｃ）はC/N=15dB、Span=24MHz、（ｄ）はC/N=15dB, Span=6MHzの時の和Δτ＋τ_d＋σ_nの解析結果を示し、（ｅ）は（ｂ）の２０秒移動平均、ただしC/N=25dB、Span＝６MHz、（ｆ）は（ｄ）の２０秒移動平均、ただしC/N=15dB、Span＝６MHzである。

【図8】送信点の揺れの挙動検出の解析シミュレーションにおける装置等の配置を示す図であり、（ａ）は受信点Ａ、Ｂ点を送信点に対して直線上に水平面で送信アンテナを挟むような位置への配置を示し、（ｂ）は送信点と受信点の概観を示す。

【図9】送信点の揺れの挙動検出の解析シミュレーションにおけるパラメータ例を示す図である。

【図10】（ａ）、（ｂ）は、解析シミュレーションにおける検出すべき送信アンテナの揺れを示す図であり、（ｃ）は揺れの設定値を、（ｄ）は揺れの検出値を示す。

【図11】単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う手順を説明するためのブロック図である。

【図12】単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う際のパラメータを説明するための図である。

【図13】単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う際のパラメータの値の例を説明するための図である。

【図14】単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う解析シミュレーションの検出例を示す図であり、（ａ）は位相雑音，（ｂ）は送信アンテナの揺れ、（ｃ）は水蒸気変動を模擬した伝搬時間変動、（ｄ）は生成した受信信号を示す。

【図15】単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う解析シミュレーションの検出例を示す図で、伝搬時間変動成分である和Δτ＋τ_h＋σ_nで、発振器の位相雑音等を抑圧して与えた微小変動の抽出例を示す図で、（ａ）は求めた和Δτ＋τ_h＋σ_nの解析結果、（ｂ）は（ａ）の一部の拡大図、（ｃ）は（ａ）の２０秒の移動平均を示す。

【図16】送信点の揺れの挙動の解析シミュレーションの際に用いる配置状況を示す図であり（ａ）は受信点Ａ、Ｂ点と送信点とを結ぶ線分が水平に直交するような配置であることを示し、（ｂ）は送信点と受信点の概観を示す。

【図17】送信点の揺れの挙動の解析シミュレーションのパラメータ例を示す図である。

【図18】送信点の揺れの挙動の解析シミュレーションで（ａ）検出すべき設定値と、（ｂ）検出例と、を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0027】

以下に、この発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の説明においては、同じ機能あるいは類似の機能をもった装置に、特別な理由がない場合には、同じ符号を用いるものとする。

【0028】

まず、本発明の説明に必要な、ＯＦＤＭ信号の基礎的な知識について以下に説明する。
ＯＦＤＭのベースバンド信号については、Ｎをサブキャリア数、ｆ₀をキャリア周波数間隔、τ_gをガードインターバル長、τ_eを有効シンボル長、τ_sをシンボル長（τ_s＝τ_g＋τ_e）、ｄ（ｍ，ｌ）をＯＦＤＭシンボル、ｌ（エル）をキャリア番号、ｍをシンボル番号、ｇ（ｔ−ｍτ_s）をシンボル区間ゲート、とするとき、次式で表される。

【0029】

【数1】

【0030】

また、受信信号については、ｋをチャンネル番号として、送信局から搬送波周波数ｆ_kで送信された信号に対して、シンボル長の変動や搬送波周波数の変動があり、また伝送路上に白色性雑音があるなどの微小な変動要因がある場合は数２となる。ただし、ΔＴはシンボル長の誤差、τ´_sはそのシンボル長の誤差を含むシンボル長（τ´_s＝τ_s＋ΔＴ）である。また、ｒは振幅、Δｆ_kは搬送波周波数誤差、Φ´_T（ｔ）は送信側の位相雑音、ζ´（ｔ）は送受信点間の距離変動、Ｃ［ｍ／ｓ］は光速、Ｔ´（ｔ）は送受信間の伝搬時間変動、Ｗ（ｔ）は白色性雑音である。

【0031】

【数2】

【0032】

受信側では、この信号を周波数変換してベースバンド信号にする。この周波数変換は、上記の受信信号と下記の信号とを乗じることで行うことができる。この操作で得られたベースバンド信号を、１／（Ｎｆ₀）秒間隔でガードインターバルを含めて離散サンプリング（標本化）する。ｍ＋１番目のシンボルについて、有効シンボル部分は、ｋ＝０からＮ−１までのｋと、ガードインターバル部分のｋ＝−Ｇから−１までのｋと、について、ｋ／（Ｎｆ₀）時点で離散サンプリングを行う。ここで、Ｇ＝Ｎτ_g／τ_eである。

【0033】

次に、シンボル同期の結果に従って、シンボルデータ（＝ガードインターバルデータと有効シンボルデータとの続き）から有効シンボルを切り出す。
このように切り出された有効シンボルに対してフーリエ変換を行って、ｌ（エル）番目のキャリアについて次の受信シンボルを得ることができる。

【0034】

【数3】

【0035】

ここで、ｈ（ｍ，ｌ）は、伝搬プロファイルに相当し、ｗ´（ｍ，ｌ）は白色雑音に相当する項である。

【0036】

ここで、伝搬がＰ通りのマルチパスによる場合は、個別のパスにおける伝搬プロファイル重ね合わせになることから、マルチパスの場合の伝搬プロファイルｈ（ｍ，ｌ）は、次のようになる。

【0037】

【数4】

【0038】

ここで、τ_iは遅延時間であるがＰ＝１のときτ₁をτとする。また、Φ＾_Tは送信側の位相雑音、Ｐはマルチパスの経路数、関数Ｔ（ ）は伝搬空間の時間変動成分、関数ζ（ ）は送受信点間の距離変動成分、関数Φ＾_R（ ）は受信側の位相雑音、θ＾は伝搬経路長と搬送波ｆ_k、ｆ´_kの初期位相差で決まる位相回転量である。

【0039】

また、受信信号から求まる伝達関数は次式となる。

【数5】

【0040】

また、上記伝達関数をＩＤＦＴして求まる複素遅延プロファイルは次式となる。次式でγは遅延時間である。

【0041】

【数6】

ただし、Ｇ（ｍ，γ）は、キャリア数Ｌで正規化している。

【0042】

遅延プロファイルの時間分解能は信号の帯域幅で決まるので、５．６ＭＨｚの帯域幅であればその時間分解能は約０．１７８５７μｓｅｃであり、伝搬の通路差にすると約５３．５７ｍの分解能である。

【0043】

上記伝達関数については、受信が直接波のみの場合でも位相雑音、搬送波周波数誤差、白色性雑音などの影響がある。
例えば、簡単のため、復調キャリアｆ´_kは搬送波周波数ｆ_kに等しいとして搬送波周波数誤差Δｆ_kはゼロとし、フレーム同期、シンボル同期、クロック再生は理想的でτ＝０、ΔＴ＝０とし、到来波は直接波のみ（Ｐ＝１）とすると、上記の複素遅延プロファイルは次式となる。

【0044】

【数7】

ここで、ｗ＾（ｍ，γ）は伝達関数の雑音成分をＩＤＦＴしたものである。

【0045】

遅延プロファイルから観測対象の到来波の遅延時間の変位位置Δγを求めて、その位置での位相の時間変化を観測すると、到来波の位相変動として、次式が得られる。

【0046】

【数8】

ただし、ａｎｇｌｅ（ｚ）は、複素数ｚから位相角度を求める関数であり、以下で定義される。

【0047】

【数9】

【0048】

ここで、数７のキャリア周波数間隔ｆ₀を含む項は、伝搬距離や伝搬時間の変動に応じて、伝達関数の周波数軸上で螺旋状にねじれを生じることから、遅延プロファイルの位相が回転する（つまり移相される）とともにピーク位置が移動することが分かる。

【0049】

その他の項の

【数10】

【0050】

などが周波数特性に影響しない位相変動成分であり、送受信点間の距離（ｍτ_S）や伝搬時間Ｔ（ｍτ_S）が変化すれば、それに応じて伝達関数全体の位相が回転する（つまり移相される）ことが分かる。

【実施例1】

【0051】

以下では、まず、複数チャンネルを用いた位相雑音の補正手法について説明する。

【0052】

放送電波において、大気中の水蒸気量の変化によって生ずる伝搬時間変動は、位相換算で３６０度程度であると言われている。実測では、例えば、５台のＲｂ（ルビジウム）発振器を信号源とする電波の位相変動を実測した結果は、平均で約１８０度／毎時であった旨の報告がある。しかし、更に受信ケーブル（５Ｄ２Ｖ）が外気にさらされた場合の位相変化も考慮すると、ケーブル長が５０ｍで気温変化が２０℃の場合、２２２度程度の位相変化であった。この報告から、精密な観測値を得るためには、変動レンジの大きい位相雑音等を精密に補正する必要があることが分かる。また、位相雑音等は放送局ごとに独立なので個々に補正する必要があることは自明である。

【0053】

精密測定のための一つの方策としては、計測点間でクロックを共有することが考えられるが、数キロメートル以上離れた測定点間で共有クロックを用いることは容易ではない。

【0054】

また、ＧＰＳの利用も考えられるが、この場合、瞬時の位相がＲｂ発振器の１０倍程度変動することと、時刻補正の処理により時々位相の値がジャンプすることがあり、実用するには解決する課題が残る。

【0055】

また、有線放送網であるＣＡＴＶ回線を活用する手法も知られている。これは、位相雑音を抑圧するために、受信点間で同期を確立する方法としてＣＡＴＶ回線のパススルー信号を共通の基準信号とする手法である。この手法は、前記目的には有効ではあるが、計測可能範囲がＣＡＴＶ回線の敷設エリアに限定される、という欠点を備えている。

【0056】

そこで、以下に、ＣＡＴＶ回線を使用することなく、同一送信点から送信される地上デジタル放送電波の複数チャンネルの受信信号を用いて上記位相雑音の計測手法を説明する。

【0057】

まず、計測・分析モデルについては、以下のようにする。
放送電波の受信で到来波は直接波のみ（Ｐ＝１）の場合において、復調キャリアｆ´_kは搬送波周波数ｆ_kとの同期が理想的であればΔｆ_k＝０、ΔＴ＝０、γ＝Δγ＝０であり、数７は次のよう簡単になる。

【数11】

ただし、上記Ｇ（ｍ，０）は、キャリア数Ｌで正規化している。

【0058】

また、受信シンボルの位相変動要素は次式のような位相項の式に表せる。

【数12】

【0059】

ここで、φ_T,kは送信側の発振器の位相雑音成分、φ_Xは受信側の発振器の位相雑音成分、ξ_X,kは伝搬距離変動を位相に換算した値、ψ_X,kは伝搬路中の伝搬時間変動を位相に換算した値、θ_X,kは伝搬経路長と搬送波ｆ_k、ｆ´_kの初期位相差で決まる位相回転量である。添え字のＸは観測地点、ｋはチャンネル番号を示す。

【0060】

整理した各項は以下の関係になる。

【数13】

【0061】

計測の系統図を図３に示す。この計測にあたっては、送信点から見て直線上にある２つの測定点を設定し、十分なアンテナ高と見通し条件を確保して計測するものとする。ここで、添え字は、送信点Ｔ、受信点ＡとＢで、ｋは放送用のＵＨＦ帯の任意のチャンネル番号、シンボル位置はある瞬間の任意の整数とする。また簡単のため、Ｔ、Ａ、Ｂは直線上に並ぶものとする。
また、φ_T,k、φ_A、φ_Bはそれぞれの発振器の位相雑音成分とし、ξ_T,kはアンテナの揺れによる送信点の伝搬距離変動を位相に換算した値、ψ_A,k、ψ_B,kは送信点と測定点間の伝搬路中の伝搬時間変動を位相に換算した値とする。測定側では複数のチャンネルを広帯域に一括でサンプリングして取込む仕様とし、φ_A、φ_Bは、それぞれの受信点でチャンネル共通とした。

【0062】

受信信号から伝達関数、複素遅延プロファイルの解析を経て、到来波の位相成分は次の数１４、数１５で表される。

【0063】

【数14】

【0064】

【数15】

【0065】

数１４、数１５より、Ａ、Ｂ地点間の受信信号の位相成分の差分は次式となる。

【数16】

【0066】

抑圧したい値は位相雑音φ_B−φ_Aであり、観測結果として求まる値は変動成分ψ_B,k−ψ_A,kと初期位相θ_B,k−θ_A,kである。

【0067】

次に、複数チャンネルを用いた解析手法について説明する。
この手法は、前処理として、受信するチャンネル毎に同期処理を行い、求めた遅延プロファイルの相互相関を取って時間位置を整合させる必要があり、この処理精度が解析結果に影響するが、ここでは、ΔＴ＝０、Δｆ_k＝０、γ_A,k＝γ_B,kとなる理想条件にあるとする。

【0068】

位相雑音を抑圧する方法として、同一送信点から送出される複数チャンネルの受信信号を各測定点で同時に受信し、その測定点間でチャンネル周波数に依存しない伝搬時間変動の差分Δτを求める。
また、位相雑音に起因する位相ドリフトは短時間内には変化しないので、ＧＰＳや電波時計などで時刻を合わせて測定点間の観測時刻の同期を効果的にとる事ができる。

【0069】

数１４からＡ地点の受信信号についてαチャンネルとβチャンネルの位相差分を求める。ここで、添字の（β−α）はチャンネル間の差分であることを表している。

【0070】

【数17】

【0071】

同様に数１５からＢ地点の受信信号についてαチャンネルとβチャンネルの位相差分を求める。

【0072】

【数18】

【0073】

次に，数１５、数１６から２地点間の差分を求める。

【数19】

【0074】

ただし、数２０の略記に従うものであり、上記の最終項は、白色性雑音による誤差である。

【0075】

【数20】

【0076】

そして、伝搬経路差による固定の遅延時間差τ_dと伝搬時間の変動差分Δτ、白色性雑音による誤差σ_nは、位相から伝搬時間に換算すると次のようになる。

【0077】

【数21】

【0078】

数１９と数２１からＡ、Ｂ地点間において任意のチャンネルｋでの位相変動の値は次式で求まる。

【0079】

【数22】

数２２右辺の最終項は、白色性雑音の推定値である。

【0080】

以上により、位相雑音が抑圧されて目的のＡ、Ｂ地点間の伝搬変動の差分が求まる。
Δτに対して白色性雑音σ_nが大きい場合は解析結果に影響するのでＣ／Ｎ（キャリア電力／ノイズ電力）比に関する有効性の評価が必要である。

【0081】

信号帯域のＣ／Ｎは、信号対雑音電力であり、ＯＦＤＭ信号は確率的に帯域内が一定の電力なのでＣ／Ｎは帯域幅に依存しない。しかし、遅延プロファイルについては、帯域内の参照できるキャリア数が限定されるので、フーリエ変換においてその数が影響する。ＳＰは帯域内に１８７２個のサブキャリアがあるので、信号の伝達関数の振幅を１と正規化すれば、遅延プロファイルの信号振幅は４３．３で雑音の平均振幅は１である。したがって、遅延プロファイルを求めると３２．８ｄＢの利得改善となる。
また、複数のチャンネルを用いて変化差分から時間・距離変動を求めるので、周波数に依存しない時間・距離変動の値に対して、それを求めるために対比するチャンネルの周波数の差に比例してψ_Zが大きくなるがｗ_Zは変化しない。したがって、対比するチャンネルの周波数間隔が大きいほど利得は有利になる。対比するチャンネル間隔が６ＭＨｚ離隔するごとに３ｄＢ向上する。

【0082】

次に、位相雑音の評価の実際について、計算機シミュレーションを例に説明する。
このシミュレーションでは、位相雑音のデータを生成するため、図５に示すように変調器とＲＦ信号記録装置に各々Ｒｂ発振器を接続するモデルを想定する。また、位相雑音φ_A、φ_B、φ_C、φ_D、φ_α、φ_βは、変調信号をＲＦ信号記録装置に接続して一旦記録し、同期復調を行い主波の位相の時間変動を抽出したデータを使用する。ただし、これらは時間別の独立した変動データである。

【0083】

また、計測の条件は、図３に示す送信点から１直線上に位置する測定点Ａ、Ｂでの受信を想定し、図４に示すパラメータについて位相雑音、空間変動、初期位相、白色性雑音等を与えて信号Ｐｈ_A、Ｐｈ_Bをチャンネルα、βについて生成するものとする。

【0084】

上記の処理手順に従って伝搬時間変動の差分Δτを求めた結果を図６から図７に示す。
図６（ａ）は位相雑音、図６（ｂ）は送信アンテナの揺れ、図６（ｃ）は水蒸気変動のレンジを模擬した伝搬時間変動、図６（ｄ）は生成した受信信号である。
図７は提案手法で求めたＡ−Ｂ間の伝搬時間変動成分の和Δτ＋τ_d＋σ_nで、発振器の位相雑音等を抑圧して与えた微小変動が抽出されている。
図７（ａ）はＣ／Ｎ＝２５ｄＢ、Ｓｐａｎ＝２４ＭＨｚ、図７（ｂ）はＣ／Ｎ＝２５ｄＢ、Ｓｐａｎ＝６ＭＨｚ、図７（ｃ）はＣ／Ｎ＝１５ｄＢ、Ｓｐａｎ＝２４ＭＨｚ、図７（ｄ）はＣ／Ｎ＝１５ｄＢ、Ｓｐａｎ＝６ＭＨｚの時の和Δτ＋τ_d＋σ_nの解析結果である。
対比するチャンネルの周波数間隔が広いほど雑音に対して有利となるが、図７（ｅ）、図７（ｆ）のように短区間の平均値をとれば雑音に対して改善される。
ちなみに、Ｃ／Ｎ＝１５ｄＢの受信環境は６４ＱＡＭのデジタル放送を視聴できない受信レベルである。

【0085】

［送信点の揺れの挙動検出の解析シミュレーション］
本発明は、送信点の揺れの挙動も検出できるので、その解析シミュレーションを以下に示す。

【0086】

図８の条件は、送信点のアンテナの揺れたわみなどの挙動を計測するもので、送信点を通る直線上で送信アンテナを挟むような水平位置にＡ、Ｂ点を配置する。距離としては、伝搬空間の変動を受けにくい送信点近傍が望ましい。
一般的には送信アンテナが楕円で回転している場合が想定されるが、図８にあるようにそれぞれ送信点を通るＡ−Ｂ、Ｃ−Ｄなる異なる二方向から変動を測定すれば楕円の軌跡が特定できる。
原理は、次のようなものである。まず、２対の各地点間の測定によって２対の各二地点を結ぶ２方向の変動の振幅が求まる。そして、２方向の測定により楕円の外周の拘束条件が確定するが、無数の楕円の運動が存在できる。
そこで、振幅変動の周期について二方向の測定データの測定時間を同期させて軌跡をプロットすると一つの楕円が特定できる。この時、Ａ−Ｂ、Ｃ−Ｄの成す角度は直交である必要はない。
ここでは簡単のため送信点は、風などの影響により送信塔の共振周期で振動し、尖塔部が水平面で円を描くような揺れを想定する。また、Ａ、Ｂ点と同じ水平面でＡ−Ｂ線に直交する線上に測定点Ｃ、Ｄ点を配置する。つまり、（θ_CD−θ_AB＝π／２）とする。

【0087】

図９に示すパラメータについて、位相雑音、空間変動、初期位相、白色性雑音等を与え、信号Ｐｈ_A、Ｐｈ_B、Ｐｈ_C、Ｐｈ_Dをチャンネルα、βについて生成する。そして、上記の処理手順で伝搬時間変動の差分Δτを求める。

【0088】

図１０（ａ）、（ｂ）は、検出すべき送信アンテナの揺れをしめすが、図１０（ｃ）のように、水平面で円を描いて揺れている設定とした。ここでは、その揺れを搬送波周波数の位相変動として示す。

【0089】

受信信号からの上記送信アンテナの揺れの検出に当たっては、Ａ、Ｂ間、およびＣ、Ｄ間で位相変動差分を抽出し、和Δτ＋τ_d＋σ_nを求めた。
まず、発振器の位相雑音は、受信方向にかかわらず共通なので、相殺される。アンテナの揺れも、同一方向であれば、同相では相殺されるが、アンテナを挟んで逆方向の受信なので逆相となり、２倍の変動値が求まる。したがって、求めた値を１／２にした結果が図１０（ｄ）である。

【0090】

例えばこのようにして、送信点の挙動が得られていれば、例えばＡ、Ｂ点での測定から位相変動を求める場合に、その挙動をＡ、Ｂ点での測定における補正に利用できるので、観測点Ａ、Ｂと送信点が同一線上に位置していない場合でも、Ａ、Ｂ地点のデータの差を求めることができる。

【0091】

本実施例は、上記の様に多数のＳＰ（スキャッタードパイロット信号）を用いて遅延プロファイルを検出するため、デジタル放送の視聴が厳しい程度に低い受信強度レベルでも、その遅延プロファイルの計測と評価は可能である。このため、アンテナの設置条件などで十分な受信Ｃ／Ｎを得られれば、雑音の影響が軽減されて、高分解能での計測が可能である。つまり、放送受信可能圏外にあっても本発明を適用することができる領域が十分にある。また、低アンテナ高での計測や移動体での計測の場合も、度々低い受信強度レベルでの計測になる場合があるが、この場合への適用も可能である。

【実施例2】

【0092】

［帯域分割して遅延プロファイルを求め、位相雑音を補正する方法］
次に、帯域分割した伝達関数の遅延プロファイルを求め、位相雑音を補正する方法について説明する。

【0093】

前述の複数チャンネルを用いた解析手法では、受信するチャンネル毎に同期処理を行い、求めた遅延プロファイルの相互相関を取って時間位置を整合させる処理が必要であり、この処理精度が解析結果に影響する。更に、同一送信点から複数のチャンネルが放送されている必要があり、県域局のように１チャンネルのみの放送エリアでは観測ができない。
また、送信側の位相雑音を相殺するために送信点からみた直線上に観測点が２か所必要で、測定時間も同期させなければならない。
放送する２チャンネルを使用する場合でも、各チャンネルに共通の周波数基準を用いてシンボルタイミング生成と搬送波への周波数変換を行うことができれば、遅延プロファイルの位相差を求める段階で送信側と受信側の位相雑音が同時に相殺されて伝搬時間変動量が求まるが、その実現には、共通の周波数基準とするための放送設備の変更が必要になる。

【0094】

そこで、この問題点を解消することができる例を以下に示す。これは、
（イ）デジタル放送１チャンネル分（単一チャンネル）の信号を受信して精密に同期復調し、（ロ）伝達関数を周波数軸上で分割してそれぞれの遅延プロファイルを求め、
（ハ）相互の主波の位相差から伝搬距離・伝搬時間変動を直接求めることにより、
測定点（つまり受信点）が１か所でも、送信・受信側の位相雑音を相殺することができる手法である。

【0095】

測定点が１か所の場合、周波数基準を共通化して位相雑音を相殺しても距離変動と伝搬時間変動は保存されて送信アンテナの揺れ等の成分は残留するので、伝搬空間の伝搬距離・伝搬時間変動のみを求めるには送信アンテナの揺れ等の距離変動成分を補正する必要がある。

【0096】

その様な送信アンテナの揺れは、
（ａ）伝搬時間変動を無視し得る位置であるアンテナの比較的近傍で別途観測したデータにより差し引く方法や、
（ｂ）送信点から直線上にある二点の観測データの差分を取って共通する送信アンテナの揺れを相殺する方法によって、
解消することが考えられる。

【0097】

［ＯＦＤＭの帯域内分割のモデル化］
まず、ＯＦＤＭの帯域内分割のモデル化は、以下の様に行う。
図１１は、単一チャンネルの信号だけで空間の伝搬時間変動の観測を行う手順を説明するためのブロック図である。ＯＦＤＭの信号はマルチキャリアであるので、単一チャンネルのＯＦＤＭ信号でも周波数軸上で二分割すれば、２チャンネル分の信号を使用する状態と等価である。

【0098】

チャンネル内を２分割する手法のデメリットは、求まる位相差分の利得が比較するチャンネルの周波数差に比例する点、遅延時間分解能が約１／２になる点、複素遅延プロファイルの利得が３ｄＢ程度劣化する点である。
一方、メリットとしては、復調タイミングが同一なので信号処理の負荷が低減される点と、比較する遅延プロファイルが同一なので遅延時間の整合誤差が生じない点と、をあげることができる。加えて、県域局のように単一チャンネルのみ受信可能な放送エリアでも観測が可能になる点をあげられる。

【0099】

例えば現行の地上デジタル放送の場合、単一チャンネル分の６ＭＨｚの周波数帯域を２分割して３ＭＨｚずつとする。そして、地上デジタル放送では、６ＭＨｚの帯域幅を１４のセグメントに等分割し、そのうち１３セグメントに有効な信号帯域を割り当て、残りの１セグメントは帯域の両側に半分ずつ隣接チャンネルとのガードバンドとして割り当てている。したがって、帯域の両側では、６ＭＨｚ／（１４×２）（≒２１４ｋＨｚ）ずつ、ブランクになっている。

【0100】

本実施例では、有効な信号帯域の中心の１セグメント（ワンセグ用）を除外して、上下６セグメントずつの２つの帯域とする。この場合、帯域の中心どうしは３ＭＨｚの間隔となる。Ａ地点の受信信号について分割した下側のチャンネル番号をｋＬ、上側をｋＨと記述する。
直接波のみが受信される場合において、同期が理想的であればΔｆ_k＝０、ΔＴ＝０、γ＝Δγ＝０である。
その場合、Ａ地点で観測したｋＬチャンネルの到来波の遅延プロファイルは数７から次のように表される。

【0101】

【数23】

ただし、Ｇ_A,kL（ｍ，０）は、キャリア数Ｌで正規化している。
受信シンボルの位相変動要素は次式に示す位相項の式に表わせる。

【0102】

【数24】

【0103】

ここで、φ_T,kは送信側の発振器の位相雑音成分、φ_Xは受信側の発振器の位相雑音成分、ξ_T,kはアンテナの揺れによる送信点の伝搬距離変動を位相に換算した値、ξ_A,kは受信点の位置の移動や受信アンテナの揺れによる伝搬距離変動を位相に換算した値、ψ_X,kは伝搬路中の伝搬時間変動を位相に換算した値、θ_X,kは伝搬経路長と搬送波ｆ_k、ｆ´_kの初期位相差で決まる位相回転量である。添え字のＸは観測地点、ｋＨ、ｋＬはチャンネル番号を示す。

【0104】

［単一チャンネルの伝達関数を帯域分割して分析する手法］
数２４より、Ａ地点の受信信号帯域のｋＨとｋＬとの差分は次式となる。

【0105】

【数25】

ここで、添字の（ｋＨ−ｋＬ）はチャンネル間での差分であることを表している。

【0106】

数２５から、位相雑音が相殺されて、送信点と測定点間の伝搬距離変動と、伝搬時間変動に雑音が残留したものと、が得られたことが分かる。送信アンテナや受信アンテナが物理的に揺れたり、たわんだりなどが無ければ送受信点間の変動が求まったことになる。
そして、伝搬時間変動の差分Δτ、伝搬距離変動の差分τ_h、白色性雑音による誤差σ_nは、位相から伝搬時間に換算すると次のようになる。

【0107】

【数26】

【0108】

周波数に依存しない和（Δτ＋τ_h＋σ_n）が求められたので、数２３と数２４からＡ地点間において任意のチャンネルｋでの位相変動の値は次式で求まる。

【0109】

【数27】

ここで、ｗ″_A,kは白色性雑音の推定値である。

【0110】

以上により、位相雑音が相殺されて、目的のＡ、Ｂ地点間の伝搬変動の差分が求まり、送信点の揺れや受信点の移動が無い場合で、Δτに対して白色性雑音σ_nが十分小さいならば、伝搬時間の変動が推定できる。

【0111】

［２地点間の測定結果を用いて解析する場合］
Ａ地点での測定に加えてＢ地点での測定において受信信号帯域のｋＨとｋＬの差分は次式となる。

【0112】

【数28】

【0113】

次に、数２５、数２８について更に差分を求める。

【数29】

【0114】

ψ_Z(kH-kL)は空間の伝搬時間変動を位相に換算した値、ξ_Z(kH-kL)は受信点の位置の移動による伝搬距離変動を位相に換算した値である。ｗ_Z(kH-kL)は雑音による誤差である。
したがって、２地点間の経路差による伝搬時間変動の差分Δτは次のようになる。

【0115】

【数30】

【0116】

Ａ、Ｂ地点間において経路差で生ずる伝搬時間変動、伝搬距離変動は、数２９と数３０から、次式になることが分かる。

【0117】

【数31】

【0118】

したがって、経路差による位相変動と位相回転の値は次式になる。

【数32】

【0119】

ここで、ｗ″_Z,kは白色性雑音の推定値である。また、観測点が送信点から直線上にない場合は、送信点からの水平面の到来角が異なる。そのため、送信点が揺れている場合などは各観測点方向の距離変化量を逐次求めて補正する必要がある。

【0120】

以上で、位相雑音と送信点の変動が相殺されて目的のＡ、Ｂ地点間の変動の差分が求まり、Ａ、Ｂの受信点の移動が無ければ、Ａ、Ｂ間の伝搬時間変動が求まる。また、伝搬時間変動がなければ、送信点に対するＡ、Ｂの距離の変化差分が求まる。Δτに対して白色性雑音σ_nが大きい場合は解析結果に影響するのでＣ／Ｎに関する有効性の評価が必要である。

【0121】

［雑音の影響］
信号帯域のＣ／Ｎは、信号対雑音電力であり、ＯＦＤＭ信号は確率的に帯域内が一定の電力なのでＣ／Ｎは帯域幅に依存しない。
遅延プロファイルについては帯域内の参照できるキャリア数が限定されるので、フーリエ変換においてその数が影響する。ＳＰは帯域内に１８７２個のサブキャリアがあるので信号の伝達関数の振幅を１と正規化すれば、遅延プロファイルの信号振幅は４３．３で雑音の平均振幅は１である。したがって、遅延プロファイルを求めると３２．８ｄＢの利得改善となる。

【0122】

しかし、１チャンネルの帯域を分割する場合はＳＰを分ける必要があり、また２分割で中心セグメントを使用しない場合、１８７２×６／１３＝８６４が利用できるＳＰの数である。この場合の遅延プロファイルの信号振幅は２９．４で雑音の平均振幅は１である。したがって、遅延プロファイルを求めると２９．４ｄＢの利得改善となる。

【0123】

［シミュレーションによる評価］
本実施例について、計算機シミュレーションに沿ってより具体的に説明する。まず、位相雑音のデータを生成するため、図１２に示すように変調器とＲＦ信号記録装置に各々Ｒｂ発振器を接続するモデルを想定する。ここで、位相雑音φ_A、φ_B、φ_kは、変調信号をＲＦ信号記録装置に接続して一旦記録し、同期復調を行い主波の位相の時間変動を抽出したデータを使用する。ただし、これらは時間別の独立した変動データである。

【0124】

［測定点間の変動量の解析シミュレーション］
計測の条件は、図１１に示す測定点Ａでの受信を想定し、図１２、図１３に示すパラメータについて位相雑音、空間変動、初期位相、白色性雑音等を与えて信号Ｐｈ_A、Ｐｈ_Bをチャンネル周波数ｋＬ、ｋＨについて生成する。そして、上記の処理手順で伝搬時間変動の差分Δτを求める。

【0125】

図１４（ａ）は位相雑音、図１４（ｂ）は送信アンテナの揺れ、図１４（ｃ）は水蒸気変動を模擬した伝搬時間変動、図１４（ｄ）は生成した受信信号である。
図１５は本発明の方法で求めたＡ点の伝搬時間変動成分である和Δτ＋τ_h＋σ_nで、発振器の位相雑音等を抑圧して与えた微小変動が抽出されている。図１５（ａ）は、求めた和Δτ＋τ_h＋σ_nの解析結果、図１５（ｂ）は図１５（ａ）の一部の拡大図で、アンテナの揺れ成分が確認できる。図１５（ｃ）は図１５（ａ）の２０秒の移動平均で、雑音に対して改善される。

【0126】

［送信点の揺れの挙動の解析シミュレーション］
図１６の条件は、送信点のアンテナの揺れたわみなどの挙動を計測するもので、送信点を中心にして水平面でなるべく直交する位置にＡ、Ｂ点を配置する。距離としては、伝搬空間の変動を受けにくい送信点近傍とする。

【0127】

一般に、送信点は、風などの影響により共振周期で振動する場合がある。この時、送信アンテナが楕円で回転している場合が想定されるが、図１６にあるように送信点とＡまたはＢを結ぶ異なる２方向から上記変動を測定すれば楕円の軌跡が特定できる。
原理は、上記の場合と同様であって次のようなものである。まず、測定によって送信点と測定点を結ぶ２方向の上記変動の振幅が求まる。これにより楕円の外周の拘束条件が確定するが、無数の楕円の運動が存在できる。そこで、振幅変動の周期について上記２方向の測定データの測定時間を同期させて軌跡をプロットすると一つの楕円が特定できる。この時、Ａ、Ｂの成す角度は直交である必要はない。
ここでは、簡単のため水平面で円を描くような揺れを想定する。そして、水平面で直交する角度に測定点Ａ、Ｂ点を配置する。つまり、（θ_B−θ_A＝π／２）とする。

【0128】

図１７に示すパラメータについて位相雑音、空間変動、初期位相、白色性雑音等を与えて信号Ｐｈ_A、Ｐｈ_Bをチャンネル周波数ｋＬ、ｋＨについて生成する。そして、提案の処理手順で伝搬時間変動の差分Δτを求める。

【0129】

上記の様に、設定した送信アンテナの揺れは、図１８（ａ）のような水平面で円を描く揺れである。この場合に、Ａ、Ｂにおいて和Δτ＋τ_h＋σ_nを求めたところ、得られた結果は、図１８（ｂ）に示すアンテナの揺れ成分であり、設定を再現できている。

【0130】

送信点の挙動が得られていればそれを補正値として利用できるので、観測点が送信点から見て同一線上に位置していない場合でも、２地点のデータの差を見積もって補正に用いることができる。

【0131】

本発明は、デジタル放送の視聴が厳しい程に低い受信レベルでも計測が可能である領域が広く、アンテナの設置条件などで十分な受信Ｃ／Ｎを得られれば、雑音の影響が軽減されて高分解能での計測が期待できる。また、低アンテナ高での計測や移動体での計測への適用も可能である。

【産業上の利用可能性】

【0132】

送信点から見通しのできる広い領域に多数の観測点を設置してその観測点間の伝搬遅延時間を上記の様に測定することによって、例えば、伝搬路の温度変化や湿度変化の分布、あるいは雨滴などの散乱物の分布のなどを実時間でモニターすることができるようになる。

【符号の説明】

【0133】

ｄ（ｍ，ｌ） ＯＦＤＭシンボル
ｆ´_k 復調キャリア
ｆ₀ キャリア周波数間隔
ｆ_k 搬送波周波数
ｇ（ｔ−ｍτ_s） シンボル区間ゲート
ｋ チャンネル番号
ｋＨ、ｋＬ チャンネル番号
Ｌ キャリア数
ｌ（エル） キャリア番号
ｍ シンボル番号
Ｎ サブキャリア数
Ｐ マルチパスの経路数
ｒ 振幅
Ｔ 伝搬時間
Ｔ（ ） 伝搬空間の時間変動成分
Ｔ´（ｔ） 送受信間の伝搬時間変動
ｗ´（ｍ，ｌ） 白色性雑音
ｗ″_Z,k 白色性雑音の推定値
Ｘ 観測地点、例えばＡ，Ｂ
γ 遅延時間
Δｆ_k 搬送波周波数誤差
ΔＴ シンボル長の誤差
Δτ 伝搬時間変動の差分
θ＾ 伝搬経路長と搬送波ｆ_k、ｆ´_kの初期位相差で決まる位相回転量
θ_X,k 伝搬経路長と搬送波ｆ_k、ｆ´_kの初期位相差で決まる位相回転量
ξ_A,k 受信点の位置の移動や受信アンテナの揺れによる伝搬距離変動を位相に換算した値
ξ_T,k アンテナの揺れによる送信点の伝搬距離変動を位相に換算した値
ξ_X,k 伝搬距離変動を位相に換算した値
σ_n 白色性雑音による誤差
τ´_s シンボル長
τ_d 伝搬経路差による固定の遅延時間差
τ_e 有効シンボル長
τ_g ガードインターバル長
τ_h 伝搬距離変動の差分
τ_s シンボル長
ζ 送受信点間の距離
ζ（ ） 送受信点間の距離変動成分
ζ´（ｔ） 送受信点間の距離変動
Φ＾_R（ ） 受信側の位相雑音
Φ´_T（ｔ） 送信側の位相雑音
φ_T,k 送信側の発振器の位相雑音成分
φ_X 受信側の発振器の位相雑音成分
ψ_X,k 伝搬路中の伝搬時間変動を位相に換算した値
ψ_A,k、ψ_B,k 送信点と測定点間の伝搬路中の伝搬時間変動を位相に換算した値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】