特許 6402610 スイッチング電源装置、スイッチング電源装置の制御方法およびスイッチング電源装置の制御回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6402610

(24)【登録日】2018年9月21日

(45)【発行日】2018年10月10日

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置、スイッチング電源装置の制御方法およびスイッチング電源装置の制御回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20181001BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 Q

   H02M3/28 B

【請求項の数】13

【全頁数】17

(21)【出願番号】特願2014-244972(P2014-244972)

(22)【出願日】2014年12月3日

(65)【公開番号】特開2016-111758(P2016-111758A)

(43)【公開日】2016年6月20日

【審査請求日】2017年11月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005234

【氏名又は名称】富士電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001243

【氏名又は名称】特許業務法人 谷・阿部特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】陳 建

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 実開平４−８８３８２（ＪＰ，Ｕ）

【文献】 米国特許出願公開第２００２／００８０６２８（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 米国特許第６０１８４６６（ＵＳ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源１次側及び電源２次側を有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）であって、
前記電源１次側に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路（２２）と、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路（２６）とを備えた制御ＩＣ（２０）と、
前記電源２次側に接続された出力電圧検出部（３０）と、
を備え、
前記バースト制御回路（２６）は、前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧（ＶＣＣ）を受信し、前記スタンバイモードにおいて、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、第１のしきい値（ＶＢＬ）とを比較して、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）が前記第１のしきい値（ＶＢＬ）よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値（ＶＢＨ）とを比較して、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）が前記第２のしきい値（ＶＢＨ）よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を、前記充放電手段により徐々に下降するように生成し、
前記発振回路（２２）は、前記バースト制御回路（２６）から前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を受信するとともに、出力電圧検出部（３０）から前記電源２次側の出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）を受信し、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）及び前記第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）のいずれか小さい方の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する
こと特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

前記スイッチング電源装置は前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に接続された共振コンデンサを有する電流共振型のスイッチング電源装置であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。

【請求項3】

前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）は前記充放電手段により充放電されるコンデンサの充電電圧であることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

前記第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）は、前記電源２次側の出力電圧が上昇すると下降することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

【請求項5】

前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が下降すると大きくなり、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が一定の値を下回ると０になることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

【請求項6】

前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）の下降の時間的変化は、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）の上昇の時間的変化より急であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

【請求項7】

電源１次側及び電源２次側を有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランス（Ｔ１）の前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）において、
前記電源１次側に接続された、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路（２６）が前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧（ＶＣＣ）を受信するステップと、
前記バースト制御回路（２６）が前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）から、第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を生成するステップであって、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、第１のしきい値（ＶＢＬ）とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第１のしきい値（ＶＢＬ）よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、前記第１のしきい値よりも大きい第２のしきい値（ＶＢＨ）とを比較して、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）が前記第１２のしきい値（ＶＢＬ）よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を前記充放電手段により徐々に下降するように生成する、ステップと、
前記電源１次側に接続された発振回路（２２）が前記バースト制御回路（２６）から前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を受信するとともに、前記電源２次側に接続された出力電圧検出部から出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）を受信するステップと、
前記発振回路（２２）において、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）及び前記周波数制御電圧（ＶＦＢ）のいずれか小さい方の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定するステップと
を含むこと特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項8】

前記スイッチング電源は、前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に接続された共振コンデンサを有する電流共振型のスイッチング電源装置であることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項9】

前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）は、前記充放電手段により充放電されるコンデンサの充電電圧であることを特徴とする請求項７または８に記載のスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項10】

前記第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）は、前記電源２次側の出力電圧が上昇すると下降することを特徴とする請求項７ないし９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項11】

前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が下降すると大きくなり、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が一定の値を下回ると０になることを特徴とする請求項７ないし１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項12】

前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）の下降の時間的変化は、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）の上昇の時間的変化より急であることを特徴とする請求項７ないし１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置の制御方法。

【請求項13】

電源１次側及び電源２次側を有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）と、前記電源１次側に接続された共振コンデンサと、前記電源２次側に接続された出力電圧検出部（３０）と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得る電流共振型のスイッチング電源装置（１０）の制御回路であって、
該制御回路は前記電源１次側に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路（２２）と、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路（２６）と、
を備え、
前記バースト制御回路（２６）は、前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧（ＶＣＣ）を受信し、前記スタンバイモードにおいて、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、第１のしきい値（ＶＢＬ）とを比較して、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）が前記第１のしきい値（ＶＢＬ）よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）と、前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値（ＶＢＨ）とを比較して、前記補助巻線の電圧（ＶＣＣ）が前記第２のしきい値（ＶＢＨ）よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を、前記充放電手段により徐々に下降するように生成し、
前記発振回路（２２）は、前記バースト制御回路（２６）から前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）を受信するとともに、出力電圧検出部（３０）から前記電源２次側の出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）を受信し、前記第１の周波数制御電圧（ＶＣＳ）及び前記第２の周波数制御電圧（ＶＦＢ）のいずれか小さい方の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する
こと特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、本発明は、スイッチング電源装置に関し、より詳細には、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置は高効率化・薄型化に適しているため、液晶テレビ、及びＡＣ−ＤＣアダプタなどに広く採用されている。特に、近年の地球温暖化対策に対応するために、電気機器が使用されていないときに消費される電力を低減することを目的とした電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置が開発されている。このようなスイッチング電源装置は、消費電力を抑えるために、待機モード（スタンバイモード）を備えている。

【0003】

スタンバイモードにおける動作時、スイッチング電源装置の消費電力をさらに低減するために、特許文献１には、スイッチングを一定期間行い、次に一定期間スイッチングを停止する、バースト動作（繰り返し間欠発振動作）を行うように構成された電流共振型のスイッチング電源装置が提案されている。バースト動作によれば、スイッチングの休止期間を設けることにより、スイッチング電源装置のスタンバイモード時の平均的な待機電力を大幅に削減することができる。特許文献１のスイッチング電源装置は、さらに、スタンバイモードのバースト動作においてスイッチングを開始する時は、ソフトスタート動作を行うように構成されている。ここで、ソフトスタート動作とは、スイッチング開始後、スイッチング周波数が時間経過と共に徐々に低くなって、ある一定の値に収束していくことを示し、ソフトスタートにより、共振回路の共振電流が徐々に上がり、トランスの１次側から２次側に供給されるエネルギーも徐々に上がっていく。

【0004】

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置は、バースト動作のスイッチング動作においてスイッチング開始時はソフトスタートを行っているが、スイッチング停止時はスイッチング周波数が低い１次側から２次側へのエネルギ供給が大きい状態でスイッチングが即時停止することになり、音鳴りが発生しやすい。スタンバイモードではない通常動作においては、スイッチング周波数は、人間の可聴周波数帯域まで低下することなく、トランスからの音鳴りは生じないが、スタンバイモードにおいてスイッチングが停止するときは、スイッチング動作が停止するときの共振電流に依存した音鳴りが生じる。すなわち、スイッチングを急激に停止すると共振電流が急激に減少するという過渡現象が生じ、この過渡現象により共振回路に流れている電流の周波数成分に可聴ノイズのものが発生する。スイッチング動作が停止するときの共振電流が大きいほどこの可聴ノイズの周波数成分が大きくなり、音鳴りが大きくなる。

【0005】

音鳴りを防止すべく、特許文献２には、スイッチング周波数固定のＰＷＭ制御を行うスイッチング電源装置において、スタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施することが提案されている。ここで、ソフトエンド動作とは、スイッチング素子のＯＮ期間とスイッチング周期の比であるＯＮ時比率を時間経過と共に徐々に小さくさせて、１次側からトランスに送るエネルギーを減少させていく動作をいう。ソフトエンドによって、バーストモードにおけるスイッチング停止時の音鳴りを防止することができる。

【0006】

ソフトスタートとソフトエンドは、特許文献２の図６に記載の通り、ＰＷＭのパルス幅制御のための電圧ＶＥＮの出力側に充放電回路６０１ｄを設置し、充放電回路６０１ｄに接続されたコンデンサＣＳＥを定電流で充放電して長周期の三角波を作り、この三角波と発振器６ｃから出力されるキャリア信号を比較して、ＯＮ時比率を徐々に増やしたり減らしたりすることにより行われる。さらに、特許文献２には、このようなバースト動作を行わせる制御回路６を、共振型電源に適用すれば同様の動作が可能となる旨が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開２０１３−３８８５７号公報

【特許文献2】特開２００９−１７６２９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

しかし、特許文献２に記載のスイッチング電源装置において、制御回路６はスイッチング周波数一定でオン時比率を変えるＰＷＭ制御に使うものである。したがって、特許文献１に記載のような、スイッチング周波数を変えることにより出力を制御する電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置には、特許文献２に開示されている制御回路６による制御方式を適用することができない。

【0009】

また、後述の無効領域に対応する手段については何ら開示がない。

【0010】

本発明は、このような課題を解決するために、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置であって、バースト動作中のスイッチング期間において、ソフトスタート及びソフトエンドを行い、さらには無効領域にも対処可能なように構成したスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

上記目的を達成するために、本発明の第１の態様は、電源１次側及び電源２次側を有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置であって、前記電源１次側に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路と、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路とを備えた制御ＩＣと、前記電源２次側に接続された出力電圧検出部と、を備え、前記バースト制御回路は、前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧を受信し、前記スタンバイモードにおいて、前記補助巻線の電圧と、第１のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第１のしきい値よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧と、前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第２のしきい値よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧を、前記充放電手段により徐々に下降するように生成し、前記発振回路は、前記バースト制御回路から前記第１の周波数制御電圧を受信するとともに、出力電圧検出部から前記電源２次側の出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧を受信し、前記第１の周波数制御電圧及び前記第２の周波数制御電圧のいずれか小さい方の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定すること特徴とする。

【0012】

また、本発明の第２の態様は、第１の態様のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング電源装置は前記トランスの前記電源１次側に接続された共振コンデンサを有する電流共振型のスイッチング電源装置であることを特徴とする。

【0013】

また、本発明の第３の態様は、第１又は第２の態様のスイッチング電源装置であって、前記第１の周波数制御電圧は前記充放電手段により充放電されるコンデンサの充電電圧であることを特徴とする。

【0014】

また、本発明の第４の態様は、第１ないし３のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置であって、前記第２の周波数制御電圧は、前記電源２次側の出力電圧が上昇すると下降することを特徴とする。

【0015】

また、本発明の第５の態様は、第１ないし４のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が下降すると大きくなり、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が一定の値を下回ると０になることを特徴とする。

【0016】

また、本発明の第６の態様は、第１ないし５のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置であって、前記第１の周波数制御電圧の下降の時間的変化は、前記第１の周波数制御電圧の上昇の時間的変化より急であることを特徴とする。

【0017】

また、本発明の第７の態様は、電源１次側及び電源２次側を有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置を制御する方法であって、前記電源１次側に接続された、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路が、前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧を受信するステップと、前記バースト制御回路において、前記補助巻線の電圧から、第１の周波数制御電圧を生成するステップであって、前記補助巻線の電圧と、第１のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第１のしきい値よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧と、前記第１のしきい値よりも大きい第２のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第１のしきい値よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧を前記充放電手段により徐々に下降するように生成する、ステップと、前記電源１次側に接続された発振回路が、前記バースト制御回路から前記第１の周波数制御電圧を受信するとともに、前記電源２次側に接続された出力電圧検出部から出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧を受信するステップと、前記発振回路において、前記第１の周波数制御電圧及び前記周波数制御電圧のいずれか小さい方を第３の周波数制御電圧と設定し、前記第３の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定するステップとを含むこと特徴とする。

【0018】

また、本発明の第８の態様は、第７の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記スイッチング電源は前記トランスの前記電源１次側に接続された共振コンデンサを有する電流共振型のスイッチング電源装置であることを特徴とする。

【0019】

また、本発明の第９の態様は、第７又は８の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記第１の周波数制御電圧は前記充放電手段により充放電されるコンデンサの充電電圧であることを特徴とする。

【0020】

また、本発明の第１０の態様は、第７ないし９のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置の制御方法であって前記第２の周波数制御電圧は、前記電源２次側の出力電圧が上昇すると下降することを特徴とする。

【0021】

また、本発明の第１１の態様は、第７ないし１０のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記いずれか小さい方の周波数制御電圧が下降すると大きくなり、前記第３の周波数制御電圧が一定の値を下回ると０になることを特徴とする。

【0022】

また、本発明の第１２の態様は、第７ないし１１のいずれか１つの態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記第１の周波数制御電圧の下降の時間的変化は、前記第１の周波数制御電圧の上昇の時間的変化より急であることを特徴とする。

【0023】

また、本発明の第１３の態様は、電源１次側及び電源２次側を有するトランスと、スイッチング素子と、前記電源１次側に接続された共振コンデンサと、前記電源２次側に接続された出力電圧検出部と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、入力した直流電流を高周波電流に変換して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得る電流共振型のスイッチング電源装置の制御回路であって、該制御回路は前記電源１次側に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路と、スタンバイモードにおけるバースト動作の制御を行うバースト制御回路と、を備え、前記バースト制御回路は、前記トランスの前記電源１次側に配置された補助巻線の電圧を受信し、前記スタンバイモードにおいて、前記補助巻線の電圧と、第１のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第１のしきい値よりも下回った場合、前記第１の周波数制御電圧を、充放電手段により徐々に上昇するように生成し、前記補助巻線の電圧と、前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値とを比較して、前記補助巻線の電圧が前記第２のしきい値よりも上回った場合、前記第１の周波数制御電圧を、前記充放電手段により徐々に下降するように生成し、前記発振回路は、前記バースト制御回路から前記第１の周波数制御電圧を受信するとともに、出力電圧検出部から前記電源２次側の出力電圧に対応する第２の周波数制御電圧を受信し、前記第１の周波数制御電圧及び前記第２の周波数制御電圧のいずれか小さい方の周波数制御電圧により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定すること特徴とする。

【発明の効果】

【0024】

電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置において、スタンバイモードのバースト動作時、音鳴り抑制し、さらには効率改善を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】本発明の１実施形態に係る電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

【図2】図１のスイッチング電源装置の制御ＩＣの構成を示すブロック図である。

【図3】図２のバースト制御回路の構成を示す回路図である。

【図4】図２の制御ＩＣの端子ＦＢの電圧域あるいは端子ＣＳの電圧域とスイッチング周波数との関係を示す図である。

【図5】スタンバイモードにおける制御ＩＣの端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳのタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0026】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

【0027】

［スイッチング電源装置の構成］
図１は、本発明の１実施形態に係るスイッチング電源装置１０の構成を示す回路図である。スイッチング電源装置１０は、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、電源１次側と電源２次側とから構成される。スイッチング電源装置１０においては、電源端子Ｖｉ１から入力された直流電流をスイッチングにより高周波電流に変換してトランスＴ１に供給する。トランスＴ１より電源２次側に伝達された高周波電流は、電源２次側のダイオードＤ３、Ｄ４とコンデンサＣ６により整流・平滑され、電源２次側の出力端子Ｖｏ１から直流電流として出力される。ここで、スイッチング電源装置１０は、１次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２と、第１の２次巻線Ｓ１と、第２の２次巻線Ｓ２とから構成されるトランスＴ１を備える。１次巻線Ｐ１と補助巻き線Ｐ２はスイッチング電源装置１０の電源１次側を構成し、第１の２次巻線Ｓ１と第２の２次巻線Ｓ２はスイッチング電源装置１０の電源２次側を構成している。

【0028】

スイッチング電源装置１０の電源１次側は、電源端子Ｖｉ１（陽極側）にドレインが接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のソースがドレインに接続され、ソースが接地されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ２とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、１次巻線Ｐ１の一端と、スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間に接続された共振コンデンサＣ５と、電源端子Ｖｉ１と、電源端子Ｖｉ２（陰極側）との間に接続されたコンデンサＣ１を備える。第１次巻線Ｐ１の他端は接地されている。

【0029】

また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、スイッチング電源装置１０の出力電圧を制御する制御ＩＣ２０を備えている。制御ＩＣ２０は、ＳＴＢ、ＶＣＣ、ＨＯ、ＬＯ、ＶＢ、ＶＳ、ＶＨ、ＦＢ、ＣＳおよびＧＮＤの１０の端子が設けられている。端子ＳＴＢには、スタンバイ信号が入力される。端子ＶＣＣには、ダイオードＤ１を介して補助巻線Ｐ２の一端が接続される。ダイオードＤ１は、アノード側に補助巻線Ｐ２が、カソード側に端子ＶＣＣが接続される。端子ＨＯには、抵抗Ｒ４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートが接続される。端子ＬＯには、抵抗Ｒ５を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートが接続される。端子ＦＢには、コンデンサＣ２及びフォトカプラＰＣ１を介して補助巻線Ｐ２の他端が接続される。フォトカプラＰＣ１のトランジスタのエミッタ側には端子ＦＢが、コレクタ側には補助巻線Ｐ２が接続される。端子ＣＳには、コンデンサＣ１０を介して補助巻線Ｐ２の他端が接続される。端子ＶＢには、コンデンサＣ４を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２との接続点および共振コンデンサＣ５が接続される。端子ＶＳには、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との接続点および共振コンデンサＣ５が接続される。端子ＶＨには、抵抗Ｒ３を介して電源端子Ｖｉ１が接続される。端子ＶＢと端子ＶＣＣとの間には、ダイオードＤ２が接続され、カソードが端子ＶＢ側に、アノードが端子ＶＣＣ側に接続される。また、端子ＶＣＣと補助巻線Ｐ２との間にはコンデンサＣ３が接続される。

【0030】

また、スイッチング電源装置１０の電源２次側は、第１の２次巻線Ｓ１の一端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、第２の２次巻線Ｓ２の一端にアノードが接続され、カソードにダイオードＤ３のカソードが接続されたダイオードＤ４とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源２次側は、出力端子Ｖｏ１（陽極側）とダイオードＤ３、Ｄ４のカソードとの接続点、及び出力端子Ｖｏ２（陰極側）と、の間に接続されたコンデンサＣ６を備える。

【0031】

また、スイッチング電源装置１０の電源２次側は、出力端子Ｖｏ１及びＶｏ２に接続された出力電圧検出部３０を備える。出力電圧検出部３０は、出力端子Ｖｏ１に一端が接続された抵抗Ｒ８と、出力端子Ｖｏ１に一端が接続された抵抗Ｒ８、Ｒ９と、抵抗Ｒ８の他端にアノードが接続されたフォトカプラＰＣ１のＬＥＤと、一端が抵抗Ｒ９の他端に接続された抵抗Ｒ７とを備える。また、出力電圧検出部３０は、一端がフォトカプラＰＣ１のＬＥＤのカソードと、他端がフォトカプラＰＣ１のＬＥＤのアノードと接続された抵抗Ｒ６と、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤのカソードと、Ｒ７の他端との間に接続されたコンデンサＣ７とを備える。また、出力電圧検出部３０は、カソードがフォトカプラＰＣ１のＬＥＤのカソードと、アノードが出力端子Ｖｏ２と、レファレンスが抵抗Ｒ９の他端と接続されたシャントレギュレータＳＲ１と、シャントレギュレータＳＲ１のレファレンスとアノードとの間に接続された抵抗Ｒ１０とを備える。

【0032】

図２は、スイッチング電源装置１０の制御ＩＣ２０の構成を示すブロック図である。制御ＩＣ２０は、端子ＶＨからの電圧を受けて端子ＶＣＣを介してコンデンサＣ３に起動電流を供給する起動回路２１と、端子ＦＢ及び端子ＣＳからの信号を受信する発振回路２２と、発振回路２２からの信号を受信する制御回路２３とを備える。また、制御ＩＣ２０は、制御回路２３から信号を受信し、端子ＨＯに信号を出力するハイサイドドライブ回路２４と、制御回路２３からの信号を受信し、端子ＬＯに信号を送信するローサイドドライブ回路２５と、端子ＶＣＣ及びＳＴＢからの信号を受信し、端子ＣＳを介してコンデンサＣ１０に対する充放電電流を供給して端子ＣＳの電圧を制御するバースト制御回路２６とを備える。なお、図１に示すコンデンサＣ４は、ハイサイドドライブ回路２４を含むハイサイド側回路の電源を供給するもので、端子ＶＢがハイサイド側の高電位側電源端子、端子ＶＳがハイサイド側の低電位側電源端子となる。コンデンサＣ４は、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２がＯＮとなってスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点電位が電源端子Ｖｉ２（陰極側）と同電位になっているときに、ダイオードＤ２を介して充電される。また、図１に示すコンデンサＣ３がローサイドドライブ回路２５を含むローサイド側回路の電源を供給するもので、端子ＶＣＣがローサイド側の高電位側電源端子、端子ＧＮＤがローサイド側の低電位側電源端子となる。

【0033】

図３は、図２のバースト制御回路２６の構成を示す回路図である。バースト制御回路２６は、非反点入力端子に端子ＶＣＣが、反転入力端子に参照電源ＶＢｒｅｆが接続されたヒステリシス特性を有する比較器ＣＭＰ１と、一端のゲートにＣＭＰ１の出力が、他端のゲートにＳＴＢ端子が接続された論理回路ＡＮＤ１とを備える。また、バースト制御回路２６は、論理回路ＡＮＤ１の出力が入力されるインバータＩＮＶ１と、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成され、インバータＩＮＶ１の出力が制御信号として（ゲートに）入力され、ドレインが端子ＣＳに接続されるスイッチＳＷ１と、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成され、論理回路ＡＮＤ１の出力が制御信号として（ゲートに）入力され、ドレインが接地されるスイッチＳＷ２とを備える。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は制御信号がＨレベルのときＯＮ（導通）となり、制御信号がＬレベルのときＯＦＦ（遮断）となる。また、バースト制御回路２６は、電源ＶＤＤとスイッチＳＷ１の間に接続された電流源ＶＡ１と、端子ＣＳとスイッチＳＷ１の接続点、及びスイッチＳＷ２との間に接続された電流源ＶＡ２とを備える。ここで、電流源ＶＡ１の値Ｉｃｈｇは端子ＣＳに接続されたコンデンサＣ１０の充電電流、電流源ＶＡ２の値Ｉｄｃｈｇは端子ＣＳに接続されたコンデンサＣ１０の放電電流の値である。スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、電源ＶＤＤと、電流源ＶＡ１及びＶＡ２と、グラウンド端子とは、充放電回路を形成する。

【0034】

［スイッチング電源装置の動作：通常動作モード］
次に、スイッチング電源装置１０の動作について説明する。まず、スイッチング電源装置１０が通常動作モードである場合について説明する。通常動作モードでは、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２をスイッチング制御する。この場合、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にＯＮ状態になる。具体的には、制御ＩＣ２０が、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にすると共にスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦ状態にしたり、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態にすると共にスイッチング素子Ｑ２をＯＮ状態にしたりするように制御すると、１次巻線Ｐ１に高周波電流が供給され、１次巻線Ｐ１に磁束が発生する。１次巻線Ｐ１に発生した磁束は、補助巻線Ｐ２、第１の２次巻線Ｓ１及び第２の２次巻線Ｓ２を貫く。したがって、補助巻線Ｐ２、第１の２次巻線Ｓ１及び第２の２次巻線Ｓ２には起電力が発生する。第１の２次巻線Ｓ１及び第２の２次巻線Ｓ２に発生した起電力は、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４により整流されて、コンデンサＣ６により平滑化されて、出力端子Ｖｏ１から出力される。補助巻線Ｐ２に発生した起電力は、ダイオードＤ１により整流され、端子ＶＣＣを介して制御ＩＣ２０に供給される。

【0035】

ここで、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのＯＮ−ＯＦＦの切替は、制御ＩＣ２０の制御回路２３によって行う。制御回路２３は、ＯＮ−ＯＦＦの切替周波数（スイッチング周波数）の信号を発振回路２２から受信する。スイッチング周波数は、発振回路２２において端子ＦＢの電圧ＶＦＢ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳの値のいずれか小さいほうに応じて決定される。図４は、電圧ＶＦＢの電圧域あるいは電圧ＶＣＳの電圧域とスイッチング周波数との関係を示す図である。端子ＦＢの電圧ＶＦＢあるいは端子ＣＳの電圧ＶＣＳが０の場合、スイッチング周波数は０であるが、電圧が上昇すると、ある一定の値（ＶＣＳＯＮ）で、スイッチング周波数は最大（図４のMaximum）になり、電圧上昇に伴い下降して、一定の周波数（図４のMinimum）に収束する。図１に示すような電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、伝達比率（出力電圧／入力電圧）はスイッチング周波数によって決まり、図４に示すMinimumとMaximumの間のスイッチング周波数においては、スイッチング周波数が高いほど伝達比率は低くなる。 ここで、通常動作モードにおける端子ＣＳの電圧ＶＣＳ（第１の周波数制御電圧）について説明する。図３のバースト制御回路の端子ＳＴＢには、スタンバイ信号が入力されるが、通常動作モードにおいては、スタンバイ信号はＬレベルとなる。したがって、比較器ＣＭＰ１の出力に関わらず論理回路ＡＮＤ１からはＬレベルの信号が出力される。そうすると、インバータＩＮＶ１からＨレベルの信号が出力されるため、スイッチＳＷ１はＯＮ、スイッチＳＷ２はＯＦＦとなる。そうすると端子ＣＳに接続されたコンデンサＣ１０は電源ＶＤＤの電位ＶＤＤまで充電されてそのまま電位ＶＤＤに固定される。

【0036】

端子ＦＢの電圧ＶＦＢ（第２の周波数制御電圧）については、スイッチング電源装置１０の出力電圧に依存する。具体的には、以下の通りになる。

【0037】

スイッチング電源装置１０の出力電圧は、出力電圧検出部３０によって検出される。出力電圧検出部３０は、検出したスイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、フォトカプラＰＣ１を流れる電流を増加させて、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤから出射される光の光量を増加させる。

【0038】

出力電圧検出部３０のシャントレギュレータＳＲ１は、内蔵された基準電圧と、出力端子Ｖｏ１からの出力電圧を抵抗Ｒ９及びＲ１０により分圧した電圧と、の誤差を増幅し、フォトカプラＰＣ１に流す電流を調整する。抵抗Ｒ８はフォトカプラＰＣ１の電流制限抵抗、抵抗Ｒ６はシャントレギュレータＳＲ１に必要最小限の電流を流す値に設定される。また、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７は帰還定数を設定する。

【0039】

すなわち、出力端子Ｖｏからの出力電圧がシャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ９及びＲ１０の分圧比で決まる所定の電圧より低下した場合は、フォトカプラＰＣ１に流す電流が減少し、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤから出射する光量が減少する。また、出力端子Ｖｏからの出力電圧がシャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ９及びＲ１０の分圧比で決まる所定の電圧より上昇した場合は、フォトカプラＰＣ１に流れる電流が増加し、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤから出射する光量が増加する。

【0040】

フォトカプラＰＣ１のＬＥＤから出射された光は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタにより受光される。フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタが受光した光量が増加するに従って、制御ＩＣ２０の端子ＦＢから引き抜かれる電流量が増加し、制御ＩＣ２０内部の当該電流による電圧ドロップが大きくなるため、電圧ＶＦＢ（＝基準電圧値−前記電圧ドロップ）が減少する。一方で、受光した光量が減少した場合、制御ＩＣ２０の端子ＦＢから引き抜かれる電流量が減少し、制御ＩＣ２０内部の当該電流による電圧ドロップが小さくなるため、電圧ＶＦＢが上昇する。すなわち、端子ＦＢの電圧ＶＦＢは、スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、減少する。

【0041】

制御ＩＣ２０の発振回路２２は、端子ＦＢの電圧ＶＦＢ（第２の周波数制御電圧）と、端子ＣＳの電圧ＶＣＳ（第１の周波数制御電圧）とを比較し、どちらか小さいほうの電圧値（第３の周波数制御電圧）により発振周波数を決定する構成となっている。しかしながら通常動作モードでは、端子ＦＢの電圧ＶＦＢが電源ＶＤＤの電位ＶＤＤに固定されている端子ＣＳの電圧ＶＣＳより高くなることはないので、端子ＦＢの電圧ＶＦＢのみにより発振周波数が決定される。制御ＩＣ２０は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を、端子ＦＢの電圧に応じてスイッチング制御することで、出力電圧を所望の値に制御することができる。

【0042】

すなわち、出力電圧が所望の値より高くなると端子ＦＢの電圧ＶＦＢが低下し、電圧ＶＦＢの低下によりスイッチング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧が下がるよう機能する。また、出力電圧が所望の値より低くなると端子ＦＢの電圧ＶＦＢが上昇し、電圧ＶＦＢの上昇によりスイッチング周波数が低くなる。スイッチング周波数が低くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧が上がるよう機能して、出力電圧を所望の値に制御する。

【0043】

［スイッチング電源装置の動作：スタンバイモード］
次に、スイッチング電源装置１０のスタンバイモードの動作について説明する。スタンバイモードでは、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に対してバースト動作を行うように制御する。スタンバイモードにおけるバースト動作により、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にＯＮ状態になるスイッチング期間と、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２双方が、ＯＦＦになり、スイッチングが一時停止するスイッチング休止期間とが交互に繰り返される。

【0044】

まず、スタンバイモードにおけるスイッチング電源装置１０の制御ＩＣ２０の動作、特にバースト制御回路２６における動作について説明する。スタンバイモードの場合、図３のバースト制御回路２６の端子ＳＴＢには、Ｈレベルのスタンバイ信号が入力される。一方で、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子には、端子ＶＣＣを介してコンデンサＣ３から電圧ＶＣＣが供給される。端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣ（端子ＶＣＣの電圧もＶＣＣと記す）と、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に接続された参照電源ＶＢｒｅｆの参照電圧ＶＢＨ／ＶＢＬ（ＶＢＨ＞ＶＢＬ）は比較される。ここで比較器ＣＭＰ１はヒステリシス特性を有し、電圧ＶＣＣが上昇してＶＢＨを超えるまではＬレベルの信号を出力し、電圧ＶＣＣが下降してＶＢＬを下回るまではＨレベルの信号を出力する。

【0045】

比較器ＣＭＰ１の端子からＨレベルの信号が出力されると、論理回路ＡＮＤ１からはＨレベルの信号が出力される。そうすると、論理回路ＡＮＤ１の信号はインバータＩＮＶ１において反転され、バースト制御回路２６の充放電回路を形成するスイッチＳＷ１にＬレベルの制御信号が、スイッチＳＷ２にＨレベルの制御信号が出力される。このとき、スイッチＳＷ１はＯＦＦとなり、スイッチＳＷ２はＯＮとなる。一方で、比較器ＣＭＰ１の端子からＬレベルの信号が出力されると、論理回路ＡＮＤ１からはＬレベルの制御信号が出力される。そうすると、論理回路ＡＮＤ１の信号はインバータＩＮＶ１において反転され、スイッチＳＷ１にＨレベルの制御信号が、スイッチＳＷ２にＬレベルの制御信号が出力される。このとき、スイッチＳＷ１はＯＮとなり、スイッチＳＷ２はＯＦＦとなる。

【0046】

まとめると、１．電圧ＶＣＣが上昇しＶＢＨを超えるまでは、スイッチＳＷ１はＯＮとなり、スイッチＳＷ２はＯＦＦとなる。２．電圧ＶＣＣがＶＢＨを超えると、スイッチＳＷ１はＯＦＦとなり、スイッチＳＷ２はＯＮとなる。３．電圧ＶＣＣが下降しＶＢＬを下回るまでは、スイッチＳＷ１はＯＦＦであり、スイッチＳＷ２はＯＮである。４．電圧ＶＣＣがＶＢＬを下回ると、スイッチＳＷ１はＯＮとなり、スイッチＳＷ２はＯＦＦとなる。以降は、上記１〜４を繰り返す。

【0047】

充放電回路を形成するスイッチＳＷ１がＯＮし、ＳＷ２がＯＦＦすると、電流源ＶＡ１の充電電流ＩｃｈｇによりコンデンサＣ１０への電流の充電が行われ、電圧ＶＣＳが徐々に上昇する。また、スイッチＳＷ１がＯＦＦし、ＳＷ２がＯＮすると、電流源ＶＡ２の放電電流ＩｄｃｈｇによりコンデンサＣ１０からの電流の放電が行われ、電圧ＶＣＳが徐々に下降する。

【0048】

次に、スタンバイモードにおける制御ＩＣ２０の端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳの変化について説明する。図５は、スタンバイモードにおける制御ＩＣ２０の端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳのタイミングチャートである。なお、Ｉｃ５は共振コンデンサＣ５に流れる共振電流を示す。

【0049】

スイッチング電源装置の諸定数は、スタンバイモードのときの端子ＦＢの電圧ＶＦＢが電圧ＶＣＳＯＮよりある程度大きくなるように設定されるのが通常である。したがって、スタンバイモードでは、基本的には、端子ＣＳの電圧ＶＣＳの方が端子ＦＢの電圧ＶＦＢより小さくなり、スイッチング周波数は電圧ＶＣＳによって決定される。

【0050】

まず、スイッチング電源装置１０の電源端子Ｖｉ１に電源が入力されると、起動回路から端子ＶＣＣに接続されているコンデンサＣ３に充電電流が供給され、制御回路２３の電源電圧でもある電圧ＶＣＣが上昇してスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング動作が開始される。スイッチングが開始すると、補助巻線Ｐ２に起電力が発生し、補助巻線Ｐ２から端子ＶＣＣを介してコンデンサＣ３に充電電流が供給されるようになる。そして、端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣがある程度上昇し、起動回路から電流を供給しなくてもスイッチングを行えるようになると、起動回路からの電流供給は停止される。

【0051】

端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣがＶＢＬを下回ってからＶＢＨを超えるまでは（上記１の状態）スイッチＳＷ１がＯＮとなり、スイッチＳＷ２がＯＦＦとなる。そうすると、充電電流ＩｃｈｇがコンデンサＣ１０に蓄積されていく。すると、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳも上昇する。ＶＣＳが上昇してしきい値ＶＳＣＯＮを超えると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが開始され（スイッチング期間）、端子ＣＳの電圧ＶＣＳは上昇を続ける。スイッチング期間の最初ではスイッチング動作によりコンデンサＣ３のエネルギーが消費されて端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣが下がるが、直に補助巻線Ｐ２からコンデンサＣ３に電流が供給されるようになり、端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣは上昇に転ずる。

【0052】

次に、電圧ＶＣＣがＶＢＨを超えると（上記２の状態）、スイッチＳＷ１がＯＦＦとなり、スイッチＳＷ２がＯＮとなる。そうすると、コンデンサＣ１０に蓄積されていた電荷が放電電流Ｉｄｃｈｇによりグラウンドに放電される。端子ＣＳの電圧ＶＣＳは徐々に下がり、最後には０になる。ここで電圧ＶＣＳが下降し、しきい値ＶＳＣＯＮを下回るまではスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが行われる。

【0053】

電圧ＶＣＳがしきい値ＶＳＣＯＮを下回るとスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが停止し、電圧ＶＣＣが下降する。電圧ＶＣＣの下降中（上記３の状態）は、スイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮのままで電圧ＶＣＳは上昇しない。従ってスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが行われない（スイッチング休止期間）。

【0054】

電圧ＶＣＣが下降してＶＢＬを下回ると（上記４の状態）、再びスイッチＳＷ１がＯＮとなり、スイッチＳＷ２がＯＦＦとなる。そうすると、充電電流ＩｃｈｇがＣＳ端子に流れ始め、コンデンサＣ１０に蓄積されていく。すると、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳも上昇する。

【0055】

電圧ＶＣＳが上昇してしきい値ＶＳＣＯＮを超えると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが開始され（スイッチング期間）、補助巻線Ｐ２からの充電電流が再び供給されるようになる（上記１の状態）。補助巻線Ｐ２からの充電電流がコンデンサＣ３に蓄積されて、電圧ＶＣＣが再び上昇し始める。

【0056】

制御ＩＣ２０の発振回路２２は、端子ＦＢの電圧ＶＦＢ（第２の周波数制御電圧）と、端子ＣＳの電圧ＶＣＳ（第１の周波数制御電圧）とを比較し、どちらか小さいほうの電圧値（第３の周波数制御電圧）により発振周波数を決定する。電圧ＶＦＢは、通常動作モードと同様の原理により生成されるが、上述のようにスタンバイモードでは基本的には電圧ＶＣＳにより発振周波数が決定される。

【0057】

スタンバイモードにおいて、スイッチング休止期間の補助巻線の電圧ＶＣＣは、必ずしも２次側の出力電圧Ｖｏと対応しない。これは、補助巻線からの電流を蓄積して制御回路に供給するコンデンサの容量値と、２次側の巻線からの電流を蓄積して負荷に供給するコンデンサの容量値との差異、及び制御回路の消費電流と負荷の消費電流との差異等により、補助巻線の電圧と負荷電流とが正確に対応できないためである。このような場合、例えば特許文献２のように補助巻線の電圧ＶＣＣを参照して生成した電圧ＶＣＳのみにより発振周波数を決定すると、スタンバイモードにおいて出力電圧に応じたバースト動作を正確に行うことができず、スイッチング電源装置の効率改善が達成できない。したがって、より正確な制御を行うのならば、電圧ＶＣＳだけでなく、バースト動作においても出力電圧に対応する電圧である電圧ＶＦＢを参照する必要がある。

【0058】

発振周波数は、具体的には、電圧ＶＣＳが上昇して、電圧ＶＦＢを超えるまでは、電圧ＶＣＳにより発振周波数が決定される。上記のように、スタンバイモードでは、基本的には電圧ＶＣＳの動作範囲が電圧ＶＦＢより小さくなるよう設定されるが、負荷が消費する電力よりバースト動作で供給される電力の方が大きいと出力電圧が徐々に上昇するとともに電圧ＶＦＢが下がり、電圧ＶＦＢが電圧ＶＣＳの動作範囲に入るようになる。電圧ＶＣＳが電圧ＶＦＢを超えると、電圧ＶＦＢにより発振周波数が決定され、電圧ＶＣＳにより決まるものよりスイッチング周波数が高くなり、伝達比率（出力電圧／入力電圧）が低くなって出力電圧の上昇が抑制される。電圧ＶＣＳが下降して電圧ＶＦＢを下回ると、再び電圧ＶＣＳにより発振周波数が決定される。電圧ＶＦＢと、電圧ＶＣＳとを比較し、どちらか小さいほうの電圧値により発振周波数を決定することにより、バースト動作を行う際、補助巻線Ｐ２の電圧ＶＣＣからの情報に依存する電圧ＶＣＳだけでなく、出力電圧に対応する電圧である電圧ＶＦＢの情報も取り込むことにより、スタンバイモードにおいてより正確に出力電圧を制御することができる。

【0059】

ここで、上述の第３の周波数制御電圧が徐々に上昇する場合、ソフトスタートが開始される。例えば第３の周波数制御電圧が電圧ＶＣＳである場合、上記１の状態である場合又は３から４の状態に変化すると、電圧ＶＣＳは値が０から徐々に上昇する。電圧ＶＣＳが上昇してしきい値ＶＳＣＯＮを超えると発振回路においてスイッチング周波数が発生し、その後、電圧ＶＣＳの値の上昇に従ってスイッチング周波数が徐々に下がっていく。そうすると２次巻線に発生する起電力が徐々に大きくなるソフトスタートを行うことができる。

【0060】

また、上述の第３の周波数制御電圧が徐々に下降する場合、ソフトエンドが開始される。例えば第３の周波数制御電圧が電圧ＶＣＳである場合、上記１から２の状態に変化すると、電圧ＶＣＳは値が下降する。電圧ＶＣＳの値の下降に従って、発振回路においてスイッチング周波数が徐々に上がり、しきい値ＶＳＣＯＮで最大になる。しきい値ＶＳＣＯＮを超えるとスイッチング周波数が０になり、スイッチングが停止する。これにより２次巻線に発生する起電力が徐々に小さくなるソフトエンドを行うことができる。

【0061】

ソフトエンドにおいては、スイッチングしても、出力電圧が上がらない領域がある。この領域を無効領域という。無効領域は、入力電圧と伝達比率で決まる２次巻線からの出力電圧がコンデンサＣ６の電圧より低く、スイッチ端子Ｑ１及びスイッチ端子Ｑ２のスイッチングを行ってもコンデンサＣ６や出力端子にエネルギーを送れない状態の領域である。無効領域は、ソフトエンド時に電圧ＶＣＳが低下してスイッチング周波数が上昇し、伝達比率が下がることにより発生する。無効領域は、スイッチング周波数が高いとき、電源２次側の出力電圧、又は補助巻線の出力電圧ＶＣＣが高いとき、又は入力電圧が低いときに、特に発生しやすい。

【0062】

スイッチング電源装置１０においては、図５のようにソフトスタートよりソフトエンド時の負荷電圧が高いため、ソフトスタート時よりソフトエンド時に無効領域は発生しやすい。そのため、ソフトエンド時の無効領域を減らす対策が必要である。この場合、ソフトエンド時の端子ＣＳの電圧ＶＣＳの傾きの傾斜が急になるようにすることにより補助巻線の出力電圧ＶＣＣを低くして無効領域を減らすることができる。電圧ＶＣＳの傾きの傾斜が急になると、電圧ＶＣＳが下降し始めてからのスイッチングが停止するまでの期間（無効領域が発生する期間）を短くできるからである。具体的には、Ｉｄｃｈｇ≧Ｉｃｈｇとすると、ソフトエンド時の電圧ＶＣＳの傾きの傾斜を急にすることができる。

【符号の説明】

【0063】

１０ スイッチング電源装置
２０ 制御ＩＣ
２１ 起動回路
２２ 発振回路
２３ 制御回路
２４ ハイサイドドライブ回路
２５ ローサイドドライブ回路
２６ バースト制御回路
３０ 出力電圧検出部
Ｖｉ１、Ｖｉ２ 電源端子
Ｖｏ１、Ｖｏ２ 出力端子
Ｃ１〜Ｃ１０ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
ＰＣ１ フォトカプラ
ＳＲ１ シャントレギュレータ
Ｔ１ トランス
Ｐ１〜Ｐ４、Ｓ１、Ｓ２ 巻線
ＶＨ、ＣＳ、ＳＴＢ、ＦＢ、ＶＢ、ＶＳ、ＨＯ、ＬＯ、ＶＣＣ、ＧＮＤ 端子
ＣＭＰ１ 比較器
ＡＮＤ１ 論理回路
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＶＤＤ 電源
ＶＡ１、ＶＡ２ 電流源

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】