特許 6430519 補助出力を有する特に発光ダイオード用のコンパクトなドライバ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6430519

(24)【登録日】2018年11月9日

(45)【発行日】2018年11月28日

(54)【発明の名称】補助出力を有する特に発光ダイオード用のコンパクトなドライバ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/07 20060101AFI20181119BHJP

   G05F 1/56 20060101ALI20181119BHJP

   H05B 37/02 20060101ALI20181119BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/07

   G05F1/56 310M

   H05B37/02 J

【請求項の数】13

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2016-543481(P2016-543481)

(86)(22)【出願日】2014年9月18日

(65)【公表番号】特表2016-532430(P2016-532430A)

(43)【公表日】2016年10月13日

(86)【国際出願番号】IB2014064626

(87)【国際公開番号】WO2015040564

(87)【国際公開日】20150326

【審査請求日】2017年9月14日

(31)【優先権主張番号】13185189.1

(32)【優先日】2013年9月19日

(33)【優先権主張国】EP

(31)【優先権主張番号】13185185.9

(32)【優先日】2013年9月19日

(33)【優先権主張国】EP

(73)【特許権者】

【識別番号】516043960

【氏名又は名称】フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ

(74)【代理人】

【識別番号】110001690

【氏名又は名称】特許業務法人Ｍ＆Ｓパートナーズ

(72)【発明者】

【氏名】デロス アイリョン ジュリア

(72)【発明者】

【氏名】ロペズ トニ

(72)【発明者】

【氏名】ヘンドリクス マシエル アントニウス マルティヌス

(72)【発明者】

【氏名】アラルコン−コット エドアルド−ホセ

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２００６／０４３４７９（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００６−３３２０２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 実開昭６２−１０４５８２（ＪＰ，Ｕ）

【文献】 国際公開第２００６／０４３３７０（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／０７

Ｇ０５Ｆ １／５６

Ｈ０５Ｂ ３７／０２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

少なくとも１つの主負荷及び１つの補助負荷を駆動するためのドライバであって、
ＤＣ入力電圧を、前記主負荷を駆動するための、主出力を介して提供される少なくとも１つの主出力電圧と、前記補助負荷に電力供給するための、補助出力を介する少なくとも１つの補助出力ＤＣ電圧とに変換する電力変換器と、
少なくとも１つの入力設定値に基づいて前記主出力を制御する制御装置とを備え、
前記電力変換器が、複数のスイッチと複数のコンデンサとを備えるスイッチドキャパシタコンバータを備え、前記主出力が、前記電力変換器の、前記スイッチドキャパシタコンバータのデューティサイクルに依存する電圧を供給する少なくとも１つの内部ノードに接続され、前記補助出力が、前記電力変換器の、前記スイッチドキャパシタコンバータの前記デューティサイクルに依存しない電圧を供給するＤＣノードに接続されている、
ドライバ。

【請求項2】

前記電力変換器の前記主出力が、決定された最小分数レベルから決定された最大分数レベルまでの範囲の複数のステップに分割されたバイアス成分を有する、変換率に関係付けられる前記入力電圧レベルの分数であるレベルを有するフローティング電圧を伝送する、請求項１に記載のドライバ。

【請求項3】

前記電力変換器が、前記入力電圧レベルの分数であるレベルを有する複数の出力信号を提供し、各出力信号が、決定された最小分数レベルから決定された最大分数レベルまでの範囲の複数のステップに分割されたバイアス成分を有して浮いており、前記ドライバが、前記複数の出力信号のうちの１つの出力信号を選択して、そのような選択された出力信号を出力する選択モジュールを更に備える、請求項１に記載のドライバ。

【請求項4】

前記電力変換器の前記主出力に接続された出力フィルタを更に備える、請求項２に記載のドライバ。

【請求項5】

前記選択モジュールの出力に接続された出力フィルタを更に備える、請求項２に記載のドライバ。

【請求項6】

前記電力変換器が、前記制御装置によって制御される複数のスイッチを備えるスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ）を備える、請求項１乃至５の何れか一項に記載のドライバ。

【請求項7】

前記電力変換器が、ディクソンラダー；標準ラダー；フィボナッチ；及び直列−並列トポロジーからなる群の中の少なくとも１つのトポロジーに基づく、請求項６に記載のドライバ。

【請求項8】

前記補助出力電圧を調整するための補助出力に結合された調整モジュールを更に備える、請求項１乃至７の何れか一項に記載のドライバ。

【請求項9】

前記調整モジュールが、前記補助負荷にわたる感知された電圧を表す信号を伝送する入力と、前記電力変換器の前記ＤＣノードコンデンサを充電することを可能にする前記電力変換器のスイッチを制御するための制御信号を伝送する少なくとも１つの出力とを備える調整制御装置を備え、前記制御信号が、前記調整制御装置によって発生される、請求項８に記載のドライバ。

【請求項10】

前記調整モジュールが、前記電力変換器の前記ＤＣノードと前記補助負荷との間に直列に接続されたリニアレギュレータを備える、請求項８に記載のドライバ。

【請求項11】

前記制御装置が、前記主負荷の動作を表すフィードバック信号を受信するための１つの主フィードバック入力、及び／又は前記補助負荷の実際の動作を表すフィードバック信号を受信するための１つの補助フィードバック入力を備え、前記制御装置が、入力設定値及び／又は前記フィードバック信号に応じて前記電力変換器の動作パラメータを調節する、請求項１乃至１０の何れか一項に記載のドライバ。

【請求項12】

請求項１乃至１１の何れか一項に記載のドライバと、主負荷と、補助負荷とを備える照明システムであって、前記主負荷が、少なくとも１つの発光デバイス（ＬＥＤ）を備え、及び／又は前記補助負荷が、制御ユニット、通信ユニット、及びセンサユニットからなる群の中の少なくとも１つを備える、照明システム。

【請求項13】

主負荷に接続された出力を少なくとも有する誘導性出力フィルタを介してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を前記主負荷に供給するための方法であって、ＤＣ入力電圧によって供給される電力を、バイアス成分を有する前記入力電圧レベルの分数であるレベル振幅を有する主出力電圧に少なくとも変換して、前記出力フィルタを介して前記主負荷供給信号を供給し、補助負荷に前記ＰＷＭ信号のデューティサイクルに依存しない補助ＤＣ出力電圧を供給するステップを少なくとも含む、方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

[0001] 本発明は、集積型の電力変換器の分野に関する。本発明は、特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）光源等の発光デバイス用の回路を駆動することに適用し得るが、他のタイプの負荷にも適用し得る。より特定的には、本発明は、コンパクトで効率的な電力変換デバイスに関する。

【背景技術】

【0002】

[0002] 例えばスイッチモード電源（ＳＭＰＳ：Switched Mode Power Supplies）を使用する電力変換モジュールの高レベルの集積を必要とする用途は、スイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ：Switched Capacitor Converter）等の電力変換器に頼ることがあり、ＳＣＣは、場合によっては小型化された誘導性出力フィルタと組み合わせて、コンデンサ及びスイッチのみの使用によって非常に効率的なＤＣ−ＤＣ電圧変換を提供することができる。

【0003】

[0003] 特に、ＬＥＤ用の小さくコンパクトな電力管理ユニットに対するソリッドステート照明（ＳＳＬ：Solid State Lighting）産業の要求が高まっている。ＬＥＤは、できるだけ効率的に定電流の形で電力が送達されることを必要とする。理想的には、ＬＥＤ自体とサイズが同等のＬＥＤドライバが、新たな照明概念を可能にする大きなブレークスルーとなる。そのような解決策は、寿命、サイズ、及び放熱の要件に適合するように、高レベルの信頼性及び効率を有するシステムを必要とする。

【0004】

[0004] ＬＥＤドライバは、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に基づくものでよい。特に、幾つかのＬＥＤドライバは、ＳＣＣを誘導性ＳＭＰＳと組み合わせたハイブリッド電力変換器を備えることができる。近年、一般に「スマートランプ」と呼ばれるＬＥＤランプが開発されている。スマートランプは、典型的には、ＬＥＤに電力供給するため及び補助電圧を提供して電子モジュールに電力供給するための、電流制御調光性を提供する調光可能な出力を有するドライバを必要とする。電子モジュールは、基本的なランプ制御を提供するが、例えばワイヤレス通信、カラー調光、又は黒体放射線調光等の他の高度な機能を提供することもできる。

【0005】

[0005] 既知の解決策によれば、補助出力は、例えばタッピング又は追加の巻線の使用によって、変圧器の二次巻線から導出され得る。他の既知の解決策によれば、例えば集積回路に実装される制御装置は、専用サブ回路によって補助低電圧を出力するように設計される。

【0006】

[0006] しかし、既存の現況技術には、多出力電力管理に関して、コンパクトであり、効率的であり、且つ最適化された様式で全ての複雑な要件を統合するＬＥＤドライバはまだ存在しない。

【0007】

[0007] 本特許出願で述べられる例示的実施形態は、ＬＥＤ等の照明ユニットによって形成される主負荷に関するが、本発明は、同様に、例えばモバイルデバイス用途でのＣＰＵ等、他のタイプの線形若しくは非線形負荷、又は、補助出力電圧を必要とする、出力電流制御及び／又は大きなダイナミックレンジを要求する任意のタイプの負荷に適用し得ることを理解されたい。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

[0008] 本発明の１つの狙いは、ＤＣ出力電圧がそこから送達され得る補助出力を更に提供する１つの単一電力変換モジュールによる電力管理を可能にするコンパクトな集積型の解決策を提案することによって、既知の解決策の上述した欠点を改善することである。

【0009】

[0009] 本発明によれば、ＳＣＣアーキテクチャ、又はインダクタと組み合わせたＳＣＣのハイブリッドアーキテクチャに基づく、ＳＣＣの固有特性を利用するドライバ構成が提案される。

【課題を解決するための手段】

【0010】

[0010] そのために、本発明は、少なくとも１つの主負荷及び１つの補助負荷を駆動するための新規のドライバであって、入力電圧を、上記主負荷を駆動するための、主出力を介して提供される少なくとも１つの主出力電圧と、上記補助負荷に電力供給するための、補助出力を介する少なくとも１つの補助出力ＤＣ電圧とに変換するように適合された電力変換器と、少なくとも１つの入力設定値に基づいて上記主出力を制御するように適合された制御装置とを備え、電力変換器が、複数のスイッチと複数のコンデンサとを備えるスイッチドキャパシタコンバータを備え、主出力が、電力変換器の少なくとも１つの内部ノードに接続され、補助出力が、電力変換器のＤＣノードに接続されるドライバを提案する。本発明の原理は、スイッチドキャパシタコンバータ構造がそのフローティングノードから電力が引き出されるように使用される場合に、同じＳＣＣ構造の何らかのＤＣノードが補助負荷に電力を供給するために使用され得ることに基づく。

【0011】

[0011] 本発明の例示的実施形態では、電力変換器の主出力が、決定された最小分数レベルから決定された最大分数レベルまでの範囲の複数のステップに分割されたバイアス成分を有する、変換率に関係付けられる入力電圧レベルの分数であるレベルを有するフローティング電圧を伝送することができる。

【0012】

[0012] 別の実施形態では、電力変換器は、入力電圧レベルの分数であるレベルを有する複数の出力信号を提供するように構成され得て、各出力信号が、決定された最小分数レベルから決定された最大分数レベルまでの範囲の複数のステップに分割されたバイアス成分を有して浮いており、ドライバは、上記複数の出力信号のうちの１つの出力信号を選択して、そのような選択された出力信号を出力するように適合された選択モジュールを更に備える。

【0013】

[0013] ドライバは、電力変換器の主出力に接続された出力フィルタを更に備え得る。

【0014】

[0014] 他の実施形態では、出力フィルタは、選択モジュールの出力に接続され得る。

【0015】

[0015] 電力変換器は、ディクソンラダー、標準ラダー、フィボナッチ、及び直列−並列トポロジーからなる群の中の少なくとも１つのトポロジーに基づいていてよい。

【0016】

[0016] ドライバは、補助出力電圧を調整するための補助出力に結合された調整モジュールを更に備えることができる。

【0017】

[0017] 調整モジュールは、補助負荷にわたる感知された電圧を表す信号を伝送する入力と、電力変換器のＤＣノードコンデンサを充電することを可能にする電力変換器のスイッチを制御するための制御信号を伝送する少なくとも１つの出力とを備える調整制御装置を備えることができ、上記制御信号は、調整制御装置によって発生される。

【0018】

[0018] 調整モジュールは、電力変換器のＤＣノードと補助負荷との間に直列に接続されたリニアレギュレータを備えることができる。

【0019】

[0019] 本発明の別の態様は、上述した実施形態の任意のものにおけるようなドライバと、主負荷と、補助負荷とを備える照明システムであって、主負荷が、少なくとも１つの発光デバイス（ＬＥＤ）を備え、及び／又は補助負荷が、制御ユニット、通信ユニット、及びセンサユニットからなる群の中の少なくとも１つを備える照明システムである。

【0020】

[0020] 本発明の別の態様は、主負荷に接続されるように構成された出力を少なくとも有する誘導性出力フィルタを介してパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を主負荷に供給するための方法であって、ＤＣ入力電圧によって供給される電力を、バイアス成分を有する入力電圧レベルの分数であるレベル振幅を有する主出力電圧に少なくとも変換して、出力フィルタを介して主負荷供給信号を供給し、補助負荷に補助ＤＣ出力電圧を供給するステップを少なくとも含む方法である。

【0021】

[0021] 本発明のこれら及び他の特徴及び利点は、例示的な非限定の例としてのみ提供される好ましい実施形態の以下で与えられる詳細な説明、及び添付図面に鑑みてより明瞭にされる。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1】[0022] 本発明による補助出力を有するＬＥＤドライバを示すブロック図である。

【図2】[0023] 本発明の例示的実施形態による、補助出力を備えるＬＥＤドライバを例示するブロック図である。

【図3】[0024] 本発明の例示的実施形態による、補助出力を備えるＬＥＤドライバを例示する電気的回路図である。

【図4】[0025] 本発明によるＬＥＤドライバの主出力及び補助出力での出力電圧の一例を例示するグラフを示す図である。

【図5A】[0026] 本発明の１つの例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図である。

【図5B】[0026] 本発明の１つの例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図である。

【図6A】[0027] 本発明の別の例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図である。

【図6B】[0027] 本発明の別の例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

[0028] 以下の詳細な説明では、本開示を完全に理解できるように、限定ではなく例示の目的で、特定の詳細を開示する代表的な実施形態を述べる。しかし、本開示の利益を享受している当業者には、本明細書で開示される特定の詳細から逸脱する本開示による他の実施形態が添付の特許請求の範囲の範囲内にあることが明らかであろう。更に、代表的な実施形態の説明を曖昧にしないように、よく知られている装置及び方法の説明は省略することがある。明らかに、そのような方法及び装置は本開示の範囲内にある。

【0024】

[0029] 図１は、本発明による、補助出力を有するＬＥＤドライバを例示する全般的なブロック図を示す。

【0025】

[0030] 図１は、電源１１に接続されたＬＥＤドライバ１０を示す。ＬＥＤドライバ１０は、電力変換器１０１を備え、電力変換器１０１は、１つの主出力１０１１（ＭＡＩＮ）と、１つの補助出力１０１３（ＡＵＸ）とを備える。主出力１０１１は、主負荷、例えば１つのＬＥＤ若しくは１組のＬＥＤ（図１には図示せず）、又は任意の他のタイプの負荷に接続され得る。主出力１０１１は、場合によっては、図２を参照して以下に更に述べる主出力フィルタを介して主負荷に接続され得る。

【0026】

[0031] 補助出力１０１３は、補助負荷（図１には図示せず）に接続され得て、補助負荷は、ＬＥＤ、通信ユニット、１つ若しくは複数のセンサを備えるセンサユニット、能動冷却ユニット等、又は上記要素の組合せの動作を制御するように適合された制御ユニットを備え得る。補助出力１０１３は、場合によっては、補助出力フィルタを介して補助負荷に接続され得る。ＬＥＤドライバ１０、電源１１、主負荷及び補助負荷、フィルタ、又はこれらの要素の一部は、照明システム１の要素でよく、照明システム１も本発明の一態様である。

【0027】

[0032] 電源１１は、例えば、ＡＣ又はＤＣ電圧Ｖｓｕｐｐｌｙを供給するように設計され得る。例えば、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙは、交流電源からのＡＣ電圧、又はＤＣグリッド若しくはバッテリによって供給されるＤＣ電圧でよい。

【0028】

[0033] ＬＥＤドライバ１０は、制御装置１０３を更に備える。制御装置１０３は、少なくとも１つの設定値制御信号を受信するための少なくとも１つの入力（ＳＥＴ）を備え、且つ少なくとも１つの制御信号を少なくとも電力変換器１０１に送達するための少なくとも１つの出力（ＣＴＲＬ）を備える。

【0029】

[0034] 制御装置１０３は、主負荷の実際の動作を表すフィードバック信号を受信するための１つの主フィードバック入力、及び／又は補助負荷の実際の動作を表すフィードバック信号を受信するための１つの補助フィードバック入力を更に備えることができる。例えば、ＬＥＤによって主負荷が形成される場合、主フィードバック入力は、感知された電流を表す信号をＬＥＤを介して伝送することができ、センサを備える感知ユニットによって補助負荷が形成される場合、補助フィードバック入力は、１組のセンサによって感知された情報を提供する信号を伝送することができる。従って、制御装置１０３は、入力された設定値、及び／又は主負荷及び／又は補助負荷の動作を表すフィードバック信号に応じて電力変換器１０１の動作パラメータを調節することができる。

【0030】

[0035] 電力変換器１０１は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙを受け入れ、主出力を介して調整された主電圧を送達し、且つ補助出力を介して補助ＤＣ電圧を送達するように適合される。

【0031】

[0036] 本発明の特殊性によれば、電力変換器１０１が、制御信号によって制御される複数のスイッチと、複数のコンデンサとを備えるスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ）によって形成され、電力変換器１０１の主出力１０１１は、スイッチドキャパシタコンバータの内部ノードの何れか１つに直接接続され、一方、電力変換器１０１の補助出力１０１３は、ＳＣＣのＤＣノードに直接接続されることが提案される。ＳＣＣは制御可能でよく、制御可能なＳＣＣは、典型的には複数の内部ノードを備え、それらのうちの幾つかが、本発明では出力として使用される。

【0032】

[0037] 特に、制御可能なＳＣＣは、典型的には少なくとも１つのＤＣノードを備え、ＤＣノードは、デューティサイクルとは無関係の固定値を有する電圧を提供し、幾つかの他の内部ノードは、フローティングＰＷＭノードであり、デューティサイクルを変えることによって変調され得るパルス電圧を提供する。従って、電力変換器１０１の２つの出力は、単一の制御装置１０３によってスイッチドキャパシタコンバータを介して個別に制御され得て、これは、単純でコンパクトなアーキテクチャを必要とするという利点を提供する。特に、フローティングＰＷＭノードでの小さな電圧リップルは、出力フィルタに対する要件を緩和するという利点を提供する。従って、誘導性出力フィルタが使用される場合、インダクタのサイズが大幅に減少され得る。以下に詳細に述べる図２に示される例示的実施形態では、１μＨ未満のインダクタンスを有するインダクタが、出力フィルタインダクタンスとして使用され得る。

【0033】

[0038] また、ＳＣＣは、周波数変調及び／又はオンチャネル抵抗変調によっても制御され得る。例えば、ＳＣＣの内部ノードは、ＤＣノードに影響を何ら及ぼさずに、制御信号のデューティサイクルを変えることによって制御され得る。ＤＣノードは、ＳＣＣの内部ノードでの電圧に顕著な影響を及ぼさずに、オンチャネル変調によって調整され得る。

【0034】

[0039] 上述した全ての制御技術は、ＳＣＣ構造内のコンデンサの適切な寸法設定により使用され得る。

【0035】

[0040] 図２は、本発明の例示的実施形態による、補助出力を備えるＬＥＤドライバを例示するブロック図を示す。

【0036】

[0041] 図２によって例示される本発明の例示的実施形態では、ドライバ２０は、図１を参照して上述したドライバ１０と同様に、ＳＣＣを備える電力変換器２０１を備える。電力変換器２０１は、やはり図１を参照して上述したドライバ１０と同様に、電圧供給源２１によって電力を供給される。ドライバ２０は、主負荷２３（例えば、抵抗負荷、又はＬＥＤ若しくは有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）等の発光デバイスでよい）に接続された主出力と、補助負荷２５に接続された補助出力とを有する。

【0037】

[0042] 図２によって例示される非限定の例示的実施形態では、電力変換器２０１は、ＰＷＭ電圧を送達する複数の出力を備える。上述したように、複数の出力は、図３を参照して以下に更に詳細に述べるように、電力変換器２０１によって構成されるＳＣＣの内部ノードに直接接続される。更に、この例示的実施形態では、電力変換器２０１の複数の出力の１つは、選択モジュール等の適切な選択手段によって選択され、例えば出力フィルタ２０５を介して出力に接続され得る。例えば、電力変換器２０１の複数の出力は、選択モジュールを形成するマルチプレクサモジュール２０２の複数の入力にそれぞれ接続され得て、選択モジュールは、以下に更に詳述するように、その出力で、上記の複数の入力からの１つのＰＷＭ電圧ＰＷＭｘを送達する。従って、マルチプレクサモジュール２０２は、ｎ：１マルチプレクサでよい。必ずしも、例示される例示的実施形態のようにドライバがマルチプレクサを備えなくてもよいことを理解されたい。選択モジュールは、例えば、場合によっては出力フィルタ２０５を介して、電力変換器２０１の出力の１つをドライバ２０の出力に適切に配線することによって形成され得る。

【0038】

[0043] マルチプレクサ２０２の出力は、出力フィルタ２０５に接続される。出力フィルタ２０５は、特に、最低限、１つのコンデンサ又は１つのインダクタの何れかを備えることができる。

【0039】

[0044] 更に、例示される例示的実施形態では、ドライバ２０の補助出力は、電力変換器２０１の補助出力２０１３に直接接続され、補助出力２０１３は、図３を参照して以下に更に詳述するように、電力変換器２０１内に含まれるＳＣＣの１つのＤＣノードに直接接続される。

【0040】

[0045] ドライバ２０は、図１を参照して上述したドライバ１０と同様に、制御装置２０３を更に備える。制御装置２０３は、電源２１によって供給される感知された電圧を表す入力信号、及び／又は主負荷２３及び／又は補助負荷２５の感知された電圧、電流、若しくは電力、例えば負荷電圧を表す信号に応じて、電力変換器１０１及びマルチプレクサ２０２を制御することによって制御ループを可能にする。

【0041】

[0046] 制御装置２０３の１つの第１の出力は、電力変換器２０１を制御することを可能にし、制御装置２０３の１つの第２の出力は、例えばゾーン制御によって、マルチプレクサ２０２のチャネルを制御することを可能にする。

【0042】

[0047] 制御装置２０３は、ＳＣＣを備える。従って、制御装置２０３は、アナログ制御によって電力変換器２０１のデューティサイクル及び／又は周波数を制御することによって、その第１の出力を介して電力変換器２０１を制御する。

【0043】

[0048] 図３は、本発明の例示的実施形態による、補助出力を備えるＬＥＤドライバを例示する電気的回路図を示す。

【0044】

[0049] ドライバ３０は、上述したドライバ１０又は２０と同様に、特に、電力変換器３０１と、マルチプレクサ３０２と、出力フィルタ３０５とを備える。

【0045】

[0050] 図３によって例示される非限定の例示的実施形態では、電力変換器３０１は、上述したように複数のＰＷＭ出力信号を提供するように適合され、これらのＰＷＭ出力信号は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎの分数であるレベルを有する。この例示的実施形態では、ＰＷＭ出力信号は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎの分数であるレベルを有する矩形波形電圧である。矩形波電圧はそれぞれ、非限定の例示的実施形態では最低の分数レベルから最高の分数レベルまでの範囲の複数のステップに均等に分割されたバイアス成分を有して浮いている。任意の電圧がマルチプレクサ３０２によって選択され得て、マルチプレクサ３０２の出力を介して出力され得て、マルチプレクサ３０２の出力は、出力フィルタ３０５に接続され、それにより連続的な電圧を主負荷３３に提供する。

【0046】

[0051] 図３によって例示される非限定の例示的実施形態では、電力変換器３０１は、複数のスイッチ及びコンデンサを備えるＳＣＣによって形成される。例えば、電力変換器３０１は、いわゆるディクソンラダー変換器を備える。例えば、標準ラダー、フィボナッチ、又は直列−並列トポロジー等、他のＳＣＣトポロジーが使用され得ることも把握されたい。

【0047】

[0052] 例示される非限定の例示的実施形態は、より具体的には、１０個のコンデンサＣ１〜Ｃ１０と、単極単投タイプの１４個のスイッチＳ１〜Ｓ１４とに基づくディクソンラダートポロジーを使用する。より具体的には、電力変換器３０１は、２つのフライングラダーを備える。即ち、１つの第１のフライングラダーは、直列に配置された４つのコンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ７、Ｃ９を備え、１つの第２のフライングラダーは、直列に配置された５つのコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ１０を備える。

【0048】

[0053] 電力変換器３０１は、１０個の中央ノードＮ１〜Ｎ１０を更に備える。１つの第１のスイッチＳ１が、第１の中央ノードＮ１を供給電圧Ｖｉｎに選択的に接続する。１つの第２のスイッチＳ２が、第１の中央ノードＮ１を第２の中央ノードＮ２に選択的に接続する。１つの第３のスイッチＳ３が、第２の中央ノードＮ２を第３の中央ノードＮ３に選択的に接続する。１つの第４のスイッチＳ４が、第３の中央ノードＮ３を第４の中央ノードＮ４に選択的に接続する。１つの第５のスイッチＳ５が、第４の中央ノードＮ４を第５の中央ノードＮ５に選択的に接続する。１つの第６のスイッチＳ６が、第５の中央ノードＮ５を第６の中央ノードＮ６に選択的に接続する。１つの第７のスイッチＳ７が、第６の中央ノードＮ６を第７の中央ノードＮ７に選択的に接続する。１つの第８のスイッチＳ８が、第７の中央ノードＮ７を第８の中央ノードＮ８に選択的に接続する。１つの第９のスイッチＳ９が、第８の中央ノードＮ８を第９の中央ノードＮ９に選択的に接続する。１つの第１０のスイッチＳ１０が、第９の中央ノードＮ９を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続する。１つの第１のコンデンサＣ１が、第１０の中央ノードＮ１０と、基準電圧、例えば接地に接続された１つの第１１の中央ノードＮ１１との間に配置される。

【0049】

[0054] ４つのコンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ７、Ｃ９を備える第１のフライングラダーは、第２の中央ノードＮ２と１つの第１の二次ノードＳＮ１との間に位置される。１つの第１１のスイッチＳ１１が、第１の二次ノードＳＮ１を第１１の中央ノードＮ１１に選択的に接続し、１つの第１２のスイッチＳ１２が、第１の二次ノードＳＮ１を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続する。

【0050】

[0055] ５つのコンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ１０を備える第２のフライングラダーは、第１の中央ノードＮ１と、１つの第２の二次ノードＳＮ２との間に位置される。１つの第１３のスイッチＳ１３が、第２の二次ノードＳＮ２を第１０の中央ノードＮ１０に選択的に接続し、１つの第１４のスイッチＳ１４が、第２の二次ノードＳＮ２を第１１の中央ノードＮ１１に選択的に接続する。

【0051】

[0056] スイッチＳ１〜Ｓ１４を開閉する適切なシーケンスにより、２つのフライングラダーは逆位相にされる。例えば、偶数番号のスイッチＳ２、Ｓ４、．．．、Ｓ１４は全て、第１の時間位相Φ１中に所与の状態であり得、例えばオンに切り替えられ得、一方、奇数番号のスイッチＳ１、Ｓ３、．．．、Ｓ１３は全て逆の状態であり得、例えばオフに切り替えられ得る。後続の第２の時間位相Φ２中には、全てのスイッチの状態が反転され得る。

【0052】

[0057] 従って、例示される実施形態による電力変換器３０１は、１０：１の変換率を提供するように構成される。中央ノードＮ１〜Ｎ９から送達される信号は、電力変換器３０１の同数の出力を形成し、例示される実施形態では電力変換器３０１を形成するスイッチドキャパシタコンバータの内部ノード（図３に電圧ｖｘ１〜ｖｘ９として示される）が、マルチプレクサ３０２の同数の入力に接続される。従って、この例示的実施形態では、マルチプレクサ３０２は、９つの入力の１つを出力ｖｘに選択的に接続することを可能にする９つのスイッチを備え、且つ、出力フィルタ３０５に印加される電圧レベルの更なる改良された定義又はダイナミクスのために、第１の二次ノードＳＮ１に接続された追加のスイッチを備える。より一般的には、マルチプレクサ３０２は、電力変換器３０１の内部ノードの任意のものに接続され得て、接続される内部ノードと同数のスイッチを備える。マルチプレクサ３０２の構造は、負荷動作に関する要件に応じて、スイッチの数を減少させることによって簡略化され得る。

【0053】

[0058] 上述したように、マルチプレクサ３０２は、選択モジュールの可能な一実装形態である。より一層単純なアーキテクチャは、電力変換器３０１の複数の出力のうち、幾つかの用途に関する負荷の動作要件を満たすことができる選択された出力を適切に配線することを可能にすることによって実現され得る。そのような場合には、選択モジュールは、上記の適切な配線によって形成され、即ち、そのような実施形態では、マルチプレクサに頼る必要はない。そのような実施形態は、特に、例えば製造プロセスにおける単純な追加の配線ステップによって、所与の負荷に適合され得る費用対効果の高いコンパクトなアーキテクチャをやはり提供するという利点をもたらす。

【0054】

[0059] 図３によって例示される例示的実施形態では、電力変換器３０１のＤＣノードは、第１０の中央ノードＮ１０である。従って、電力変換器３０１の補助出力（ドライバ３０の補助出力でもあり得る）は、図３によって例示される例示的実施形態におけるように第１０の中央ノードＮ１０に直接接続され得る。二次負荷３５にわたるＤＣ電圧（Ｖａｕｘとして表され得る）は、この場合、第１のコンデンサＣ１にわたる電圧であり、即ちｖａｕｘとして表される第１０の中央ノードＮ１０と第１１の中央ノードＮ１１との間の電圧である。

【0055】

[0060] 図３によって例示される例示的実施形態におけるように、スイッチドキャパシタコンバータは、電力変換モジュール１０１の出力電圧ｖａｕｘから利用可能な１０：１の固定変換率を有する１０コンデンサディクソンラダートポロジーで実装され得る。

【0056】

[0061] 同時に、電力変換器３０１を形成するスイッチドキャパシタコンバータの内部ノードでの電圧ｖｘ１〜ｖｘ９は、入力ＤＣ電圧Ｖｉｎの２０分の１の大きさを有する矩形波形電圧である。中央ノードＮ１〜Ｎ９はそれぞれ、以下に更に詳細に述べるように、図３に示される

【数1】

の範囲の１０個のステップに均等に分割されるバイアス成分を有して浮いている矩形波電圧を生成する。中央ノードＮ１〜Ｎ９の任意のものが、マルチプレクサ３０２を介して出力フィルタ３０５に接続され得る。

【0057】

[0062] 図３によって例示される本発明の例示的実施形態では、電力変換器３０１としてＳＣＣを使用することが、ＳＣＣの既存の内部ノード及びそのＤＣノードを介して電力変換器３０１の出力電圧を提供することを可能にする。この特定の実施形態は、電力変換器３０１を形成するＳＣＣに本来的に含まれるノードで出力電圧が既に利用可能であるので、同様の性能を有する既存の電力変換デバイスと比べて、電力変換デバイスで使用されるコンデンサの数を大幅に減少させることを可能にするという利点を提供する。

【0058】

[0063] 図３によって例示される例示的実施形態におけるように、出力フィルタ３０５は、フィルタインダクタンスＬｏ及びフィルタコンデンサＣｏを備えることができ、フィルタインダクタンスＬｏは、マルチプレクサ３０２の出力と、フィルタコンデンサＣｏに並列な主負荷３３との間に接続される。

【0059】

[0064] 本発明の更なる利点は、マルチプレクサ３０２の出力での電圧ｖｘの信号のリップルが大幅に減少されることであり、これは、大きさに関して、例えばＬＥＤモジュールによって形成される主負荷３３自体のサイズと同様のサイズで小さなパッケージ内にフィルタインダクタンスＬｏが容易に集積され得るように、フィルタインダクタンスＬｏに関する要件を緩和することを可能にする。典型的には、インダクタンス値は電圧リップルに正比例し、従って、電圧リップルが係数Ｎ分の１に減少される場合、インダクタの体積は同じ係数Ｎ分の１に減少され得る。

【0060】

[0065] また、そのような小さなリップルは、電磁放射を減少させることを可能にし、従って電磁干渉（ＥＭＩ）を改良するという利点も提供する。そのような小さなリップルはまた、電力変換デバイスに含まれるスイッチにおける電圧及び電流ストレスが大幅に減少され得、従って電力変換デバイスの寿命を顕著に改良するという更なる利点も提供する。

【0061】

[0066] 負荷調整を実現するために、図２を参照して上述したような制御装置２０３は、マルチプレクサ３０２の適切なチャネルを制御し、電力変換器３０１を制御するように構成される。マルチプレクサ３０２は、出力フィルタ３０５に印加される離散電圧レベルを用いた粗い制御を提供する。

【0062】

[0067] 更に、制御装置２０３は、ＳＣＣ段階のデューティサイクルを制御することによって、電力変換器３０１の出力、即ち図３を参照して上述した例示的実施形態におけるＳＣＣの内部ノードの矩形波のＰＷＭの精密な制御を可能にする。更に、制御装置２０３は、様々な負荷レベルで効率を最大化するようにＳＣＣのスイッチング周波数を調節することを可能にし得る。

【0063】

[0068] ＳＣＣの内部ノードがＰＷＭ電圧を有する一方で、ＳＣＣのＤＣノードは、入力電圧Ｖｉｎに電力変換器３０１の変換率を掛けた値によって決定される固定値を有する電圧を有する。

【0064】

[0069] デューティサイクルの掃引に対する図３に示されるＳＣＣの内部ノード及びそのＤＣノードの幾つかの平均電圧レベルの変化が、以下に更に詳細に述べる図４に例示されている。

【0065】

[0070] 図４は、図３を参照して上述した例示的実施形態によるＬＥＤドライバの主出力及び補助出力での出力電圧の一例を例示するグラフを示す。

【0066】

[0071] 図４は、入力電圧Ｖｉｎが５０ボルト程度である例示的実施形態において、ＳＣＣのスイッチを制御するＰＷＭ信号のデューティサイクルが０％から１００％まで掃引されるときの、電力変換器３０１の様々な内部ノード及びそのＤＣノードでの平均電圧を例示する曲線を示す。

【0067】

[0072] 図４で分かるように、デューティサイクルの極値では、幾つかの内部ノードの平均電圧が重畳し得る。

【0068】

[0073] 図４において、点線で示される９つの曲線は、グラフの上から下へ、制御ＰＷＭ信号のデューティサイクルの関数として、ＳＣＣの最初の９つの内部ノードＮ１〜Ｎ９での電圧をそれぞれ表す。

【0069】

[0074] 図４に示されるように、図１を参照して上述したのと同様に電力変換器３０１のスイッチを制御する信号のデューティサイクルを制御装置３０３によって変えることは、出力電圧値の連続する範囲を実現することを可能にする１つの方法である。更に、マルチプレクサ３０２によって適切な出力電圧を選択することが、出力電圧値の広い範囲を実現することを可能にする。

【0070】

[0075] 図４のグラフで実線として示される一番下の曲線は、ＳＣＣのＤＣノードＮ１０での電圧を表す。この曲線から分かるように、且つ図３を参照して上述したように、ＤＣノードでの電圧は、入力電圧Ｖｉｎに変換器の変換率（図３によって例示される非限定の例示的実施形態では、１０）を掛けた値によって決定される固定値を有する。この変換率は固定され、ＳＣＣのデューティサイクル動作に依存しない。この電圧は、電力変換器３０１の補助出力（ドライバ３０の補助出力でもあり得る）を提供するために使用され得る。入力電圧が５０Ｖである例示される例のように、入力電圧が高い場合、電力変換器３０１のＳＣＣアーキテクチャによって提供される入力電圧と補助出力電圧との間の本来的な高い変換率は、特に単純さ及び効率の観点で他の既知の解決策に比べて有利であり得る。

【0071】

[0076] 幾つかの場合には、補助出力は、細かい調整を必要とし得る。本発明の一実施形態では、ドライバは、調整モジュールを備え得る。調整モジュールは、例えばリニアレギュレータでよい。従って、ドライバは、補助負荷によって必要とされる電圧をわずかに超える電圧を提供するように適合される。例えば、補助負荷としての３．３Ｖの電子モジュールに関して、補助出力は、３．５〜３．７ボルトの間の範囲内の電圧を提供するように適合され得て、補助出力電圧は、シャントレギュレータによって調節され得る。そのような実施形態で生成される余剰の電力損失は、ドライバに不利益ではない。なぜなら、補助出力で供給される電力は、典型的には、主出力で供給される電力よりもはるかに低いからである。

【0072】

[0077] 本明細書で以下に述べる図５Ａ、５Ｂ及び６Ａ、６Ｂは、リニアレギュレータの２つの可能な実装形態を例示する。

【0073】

[0078] 図５Ａは、本発明の例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図を示す。

【0074】

[0079] 図５Ａによって示される一実施形態では、補助出力は、閉ループ調整方式に従うリニアレギュレータによって調節され得る。例示される例示的実施形態では、図３を参照して上述したドライバ３０と同様のドライバ５０（その一部のみが図５に示される）が、調整制御装置５０１を更に備え得る。

【0075】

[0080] 調整制御装置５０１は、補助負荷５５にわたる感知された電圧を表す信号を伝送する入力を備え得る。例示される例示的実施形態では、調整制御装置５０１は、電力変換器３０１を形成するＳＣＣのＤＣノードコンデンサを充電することを可能にするスイッチを制御するための、調整制御装置５０１によって発生される制御信号を伝送する３つの出力を備える。即ち、図３によって示される例示的なＳＣＣのスイッチＳ１０、Ｓ１２、及びＳ１３である。例えば、スイッチが金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタによって形成される場合、制御信号は、上記のスイッチＳ１０、Ｓ１２、及びＳ１３のゲートでのそれぞれの電圧を変調することができる。図５Ｂによって例示されるように、調整制御装置５０１は、例えば２つの抵抗Ｒｘ１、Ｒｘ２によって形成される分圧器により、補助出力電圧ｖａｕｘを測定するように適合され得る。Ｖｓｅｎｓｅとして表される感知された電圧が、補助出力電圧設定値Ｖｓｅｔから減算され得る。

【0076】

[0081] 比例積分（ＰＩ）制御装置が、例えば演算増幅器（ＯＡ）に基づく増幅器回路５０３及び積分器回路５０５によって形成され得る。ＰＩ制御装置は、２つの測定電圧ＶｓｅｎｓｅとＶｓｅｔの間の誤差を最小限にすることを可能にする。ＰＩ制御装置の応答は、ＯＡに接続された受動構成要素、即ち例示される例示的実施形態では抵抗及びコンデンサの特性を変調することによって調節され得る。

【0077】

[0082] 次いで、Ｖｇａｔｅ＿ｄｒｉｖｅｒとして表されるＰＩ制御装置の出力電圧が、例えばＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）によって形成されたスイッチＳ１０、Ｓ１２、Ｓ１３のゲートに提供され得て、ＭＯＳＦＥＴでの適切なＶｄｓの低下を提供する。

【0078】

[0083] 図６Ａ、図６Ｂは、本発明の別の例示的実施形態による、ＬＥＤドライバの補助出力のレギュレータを例示する電気的回路図を示す。

【0079】

[0084] 図６Ａによって例示される一実施形態では、補助出力は、電力変換器３０１のＤＣノードと補助負荷６５との間に直列に接続されたリニアレギュレータ６０１によって調整され得る。

【0080】

[0085] 図６Ｂによって例示されるように、図５Ｂを参照して上述した調整制御装置５０１のアーキテクチャと同様に、リニアレギュレータ６０１は、例えば２つの抵抗Ｒｘ１、Ｒｘ２によって形成される分圧器により、補助出力電圧ｖａｕｘを測定するように適合され得る。Ｖｓｅｎｓｅとして表される感知された電圧が、補助出力電圧設定値Ｖｓｅｔから減算され得る。

【0081】

[0086] 比例積分（ＰＩ）制御装置が、例えば演算増幅器（ＯＡ）に基づく増幅器回路６０３及び積分器回路６０５によって形成され得る。ＰＩ制御装置は、２つの測定電圧ＶｓｅｎｓｅとＶｓｅｔの間の誤差を最小限にすることを可能にする。ＰＩ制御装置の応答は、ＯＡに接続された受動構成要素、即ち例示される例示的実施形態では抵抗及びコンデンサの特性を変調することによって調節され得る。

【0082】

[0087] 次いで、ＰＩ制御装置の出力電圧が、専用ＭＯＳＦＥＴスイッチＴ１のゲートに提供され得る。

【0083】

[0088] 本明細書で述べるＳＣＣアーキテクチャで使用されるスイッチは全て、単方向又は双方向でよく、回路のスイッチング周波数に適合した適切な技術で実装され得る。例えば、スイッチは、シリコン基板上の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）若しくは数組のＭＯＳＦＥＴ、又は窒化ガリウム基板上の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）によって形成され得る。

【0084】

[0089] 全てのリアクタンス素子が、例えばパワーシステムオンチップ（ＰＳｏＣ：Power System on a Chip）又はパワーシステムインパッケージ（ＰＳｉＰ：Power System in a Package）としての集積を可能にするように十分に小さいサイズにされ得る。

【0085】

[0090] また、コンデンサは、強誘電体ランダムアクセスメモリ（ＦＲＡＭ（登録商標）：Ferroelectric Random Access Memory）又は混載ダイナミックランダムアクセスメモリ（ｅＤＲＡＭ：embedded Dynamic Random Access Memory）に適合されるものと同様の技術を使用して実装され得る。そのような技術で実現されるより高い誘電率は、集積されるＳＣＣをより小さく、従ってより安価にする。

【0086】

[0091] 本明細書で定義及び使用される全ての定義は、辞書的な定義、参照により援用する文献における定義、及び／又は定義される用語の通常の意味合いを網羅するものと理解すべきである。

【0087】

[0092] 開示される実施形態に対する他の変形形態は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の検討から当業者によって理解され、特許請求される発明を実施する際に実行され得る。特許請求の範囲において、用語「備える」は、他の要素又はステップを除外せず、単数形は、複数を除外しない。特定の手段が相互に異なる従属請求項に記載されていることだけでは、これらの手段の組合せが有利に使用され得ないことを示さない。特許請求の範囲における任意の参照符号は、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5A】

【図5B】

【図6A】

【図6B】