6443047 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6443047

(24)【登録日】2018年12月7日

(45)【発行日】2018年12月26日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20181217BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 K

【請求項の数】9

【全頁数】32

(21)【出願番号】特願2014-266157(P2014-266157)

(22)【出願日】2014年12月26日

(65)【公開番号】特開2015-195704(P2015-195704A)

(43)【公開日】2015年11月5日

【審査請求日】2017年10月4日

(31)【優先権主張番号】特願2014-66923(P2014-66923)

(32)【優先日】2014年3月27日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001427

【氏名又は名称】特許業務法人前田特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】林 伸夫

(72)【発明者】

【氏名】小川 卓郎

(72)【発明者】

【氏名】谷口 智勇

(72)【発明者】

【氏名】遠山 瑛司

(72)【発明者】

【氏名】関本 守満

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−０１０４３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１６６６３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０３１２５７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、
上記制御部（40）は、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）がゼロ以上の値に減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

請求項１において、
上記制御部（40）は、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われ、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【数1】

【請求項3】

請求項１または２において、
上記回生動作期間（P1）は、上記直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して上記直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されている
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項4】

請求項１または２において、
上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項5】

請求項１または２において、
上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生され、且つ、該回生動作期間（P1）において該直流電圧（V_dc）と該直流電圧指令値（V_dc^*）との差が大きくなるほど該モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量が多くなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項6】

請求項４または５において、
上記回生動作期間（P1）の長さは、上記入力交流電圧（V_in）を供給する交流電源（20）から上記コンバータ回路（11）を経由して上記直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に応じた共振周期の１／２に対応する期間長さに設定されている
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項7】

入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、
上記制御部（40）は、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われ、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【数2】

【請求項8】

入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、
上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生され、且つ、該回生動作期間（P1）において該直流電圧（V_dc）と該直流電圧指令値（V_dc^*）との差が大きくなるほど該モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量が多くなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項9】

入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、
上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御し、
上記回生動作期間（P1）の長さは、上記入力交流電圧（V_in）を供給する交流電源（20）から上記コンバータ回路（11）を経由して上記直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に応じた共振周期の１／２に対応する期間長さに設定されている
ことを特徴とする電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、電力変換装置に関し、特に、回生動作の制御に関する。

【背景技術】

【0002】

従来より、コンバータ回路と直流リンク部とインバータ回路とを備え、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータに供給する電力変換装置が知られている。また、このような電力変換装置の一例として、特許文献１には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサが設けられた電力変換装置（所謂、コンデンサレスインバータ）が開示されている。特許文献１の電力変換装置では、直流リンク部の直流電圧（直流リンク電圧）の脈動に応じてモータ電流を脈動させることにより、コンバータ回路と直流リンク部との間に発生する入力電流の導通幅を広くして力率を改善している。

【0003】

また、特許文献２には、入力電流の高調波成分が抑制されるように入力電流と直流電圧とに基づいて補償電流指令値を求め、その補償電流指令値に基づいてモータ電流を制御することが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流は、電源電圧のゼロクロス近傍においてゼロとなるように制御される。

【0004】

さらに、特許文献３には、電源電圧（交流電源の出力電圧）のゼロクロス近傍において進み位相角が大きくなるように電源電圧の位相に応じて進み位相角を変化させることが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流は、その電流量（絶対値）が電源電圧のゼロクロス近傍において大きくなるように制御される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００２−５１５８９号公報

【特許文献2】特開２０１２−１５１９６８号公報

【特許文献3】特許第３５５５２７４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

ところで、上記のような電力変換装置では、直流リンク部の直流電圧が低下すると、モータを正常に制御することが困難となるおそれがある。例えば、直流リンク部の直流電圧が低下すると、インバータ回路の出力が不足してモータを正常に駆動させることができなくなるおそれがある。

【0007】

そこで、この発明は、直流リンク部の直流電圧の低下を抑制することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

第１の発明は、入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、上記制御部（40）は、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）がゼロ以上の値に減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0009】

上記第１の発明では、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。

【0010】

また、上記第１の発明では、上記回生動作期間（P1）においてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量を減少させることにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量を減少させることができ、その結果、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生を行うことができる。

【0011】

第２の発明は、上記第１の発明において、上記制御部（40）が、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われ、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0012】

【数1】

【0013】

上記第２の発明では、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（V_o）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。

【0014】

第３の発明は、上記第１または第２の発明において、上記回生動作期間（P1）が、上記直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して上記直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることを特徴とする電力変換装置である。

【0015】

上記第３の発明では、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を避けて磁気エネルギの回生が行われる。なお、回生動作期間（P1）では、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇する。したがって、回生動作期間（P1）が直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を含んでいる場合、入力交流電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、コンバータ回路（11）と直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまうおそれがある。そのため、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を避けて磁気エネルギの回生を行うことにより、磁気エネルギの回生に起因して入力電流（i_in）の導通幅が短くなってしまうことを抑制することができる。

【0016】

第４の発明は、上記第１または第２の発明において、上記制御部（40）が、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0017】

上記第４の発明では、直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ磁気エネルギが回生され、この磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇する。これにより、直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に近づけることができる。

【0018】

第５の発明は、上記第１または第２の発明において、上記制御部（40）が、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生され、且つ、該回生動作期間（P1）において該直流電圧（V_dc）と該直流電圧指令値（V_dc^*）との差が大きくなるほど該モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量が多くなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0019】

上記第５の発明では、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量を多くすることにより、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ回生される磁気エネルギを大きくすることができ、その結果、直流電圧（V_dc）の上昇量を多くすることができる。これにより、直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に適切に近づけることができる。

【0020】

第６の発明は、上記第４または第５の発明において、上記回生動作期間（P1）の長さが、上記入力交流電圧（V_in）を供給する交流電源（20）から上記コンバータ回路（11）を経由して上記直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に応じた共振周期の１／２に対応する期間長さに設定されていることを特徴とする電力変換装置である。

【0021】

上記第６の発明では、直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）を下回って直流リンク部（12）において共振現象（ＬＣ共振）が発生すると、その共振現象の周期の前半において直流電圧（V_dc）が低下する傾向にある。したがって、直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ってから共振周期の１／２に対応する時間が経過するまでの期間（すなわち、直流リンク部（12）における共振現象の周期の前半に対応する期間）において、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ磁気エネルギを回生させることにより、直流リンク部（12）における共振現象の周期の前半に対応する期間において直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。

【0022】

第７の発明は、入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、上記制御部（40）は、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、上記回生動作期間（P1）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）から上記直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われ、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0023】

【数2】

【0024】

第８の発明は、入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生され、且つ、該回生動作期間（P1）において該直流電圧（V_dc）と該直流電圧指令値（V_dc^*）との差が大きくなるほど該モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量が多くなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。

【0025】

第９の発明は、入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、回生動作期間（P1）において上記モータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備え、上記制御部（40）は、上記直流電圧（V_dc）が全波整流された入力交流電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると上記回生動作期間（P1）を開始して、上記モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少して上記磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御し、上記回生動作期間（P1）の長さは、上記入力交流電圧（V_in）を供給する交流電源（20）から上記コンバータ回路（11）を経由して上記直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に応じた共振周期の１／２に対応する期間長さに設定されていることを特徴とする電力変換装置である。

【発明の効果】

【0026】

第１の発明によれば、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）を上昇させることができるので、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の低下を抑制することができる。

【0027】

また、第１の発明によれば、モータ（30）のｑ軸電流（i_q）を制御することにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量を制御することができる。

【0028】

第２または第７の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができるので、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができる。

【0029】

第３の発明によれば、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を避けて磁気エネルギの回生を行うことにより、磁気エネルギの回生に起因して入力電流（i_in）の導通幅が短くなってしまうことを抑制することができるので、磁気エネルギの回生に起因する入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。

【0030】

第４の発明によれば、磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）を上昇させて直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に近づけることができるので、直流リンク部（12）における共振現象（ＬＣ共振）による直流電圧（V_dc）の変動を抑制することができる。

【0031】

第５または第８の発明によれば、直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に適切に近づけることができるので、直流リンク部（12）における共振現象による直流電圧（V_dc）の変動を適切に抑制することができる。

【0032】

第６または第９の発明によれば、直流リンク部（12）における共振現象の周期の前半に対応する期間において直流電圧（V_dc）を上昇させることができるので、直流リンク部（12）における共振現象による直流電圧（V_dc）の変動を効果的に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0033】

【図1】実施形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図。

【図2】実施形態１における制御部の構成例を示すブロック図。

【図3】実施形態１による電力変換装置の動作を説明するための波形図。

【図4】実施形態１の変形例における制御部の構成例を示すブロック図。

【図5】実施形態１の変形例による電力変換装置の動作を説明するための波形図。

【図6】実施形態２における制御部の構成例を示すブロック図。

【図7】実施形態３による電力変換装置の構成例を示す回路図。

【図8】実施形態１における制御部の構成例を示すブロック図。

【図9】直流電圧指令値について説明するための波形図。

【図10】実施形態３による電力変換装置の動作を説明するための波形図。

【発明を実施するための形態】

【0034】

以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。

【0035】

〔実施形態１〕
図１は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成例を示している。電力変換装置（10）は、入力交流電圧（この例では、単相の交流電源（20）から供給された電源電圧（V_in））を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するものであり、コンバータ回路（11）と、直流リンク部（12）と、インバータ回路（13）と、制御部（40）とを備えている。例えば、モータ（30）は、ＩＰＭモータ（Interior Permanent MagnetMotor）によって構成され、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。

【0036】

〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続され、交流電源（20）からの電源電圧（V_in）を全波整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。すなわち、コンバータ回路（11）は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。

【0037】

〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（C）を有し、コンバータ回路（11）の出力を入力して直流電圧（V_dc）を生成する。直流電圧（V_dc）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する。

【0038】

ここで、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動成分が直流電圧（V_dc）に含まれている理由について説明する。直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（13）のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路（11）の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。このようにコンデンサ（C）が構成されているので、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されず、その結果、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動成分（この例では、電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分）が直流電圧（V_dc）に残留することになる。例えば、直流電圧（V_dc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。

【0039】

〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、その一対の入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の両端に接続され、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。この例では、インバータ回路（13）は、三相の出力交流電圧をモータ（30）に供給するために、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がそれぞれ逆並列に接続されている。

【0040】

〈各種検出部〉
また、この例では、電力変換装置（10）は、電源位相検出部（51）と、直流電圧検出部（52）と、モータ電流検出部（61）と、モータ角周波数検出部（62）と、モータ位相検出部（63）とをさらに備えている。

【0041】

電源位相検出部（51）は、電源電圧（V_in）の位相角（電源位相（θ_in））を検出する。直流電圧検出部（52）は、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）を検出する。モータ電流検出部（61）は、モータ（30）の各相に流れるモータ電流（ｕ相電流（i_u），ｖ相電流（i_v），ｗ相電流（i_w））を検出する。モータ角周波数検出部（62）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））を検出する。モータ位相検出部（63）は、モータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（モータ位相（θ_m））を検出する。

【0042】

〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が予め定められたモータ（30）の電気角の回転角周波数の指令値（角周波数指令値（ω^*））となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してインバータ回路（13）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（30）の駆動が制御される。

【0043】

また、この例では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてモータ（30）を流れるモータ電流（i_u,i_v,i_w）が脈動し、且つ、予め定められた回生動作期間（P1）においてモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少してモータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。具体的には、回生動作期間（P1）が開始すると、モータ電流（i_u,i_v,i_w）が予め定められたモータ制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）となるようにモータ電流（i_u,i_v,i_w）が制限され、回生動作期間（P1）が終了すると、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の制限が解除される。

【0044】

また、この例では、制御部（40）は、電流ベクトル制御（より詳しくは、弱め磁束制御）によりモータ（30）を制御する。具体的には、制御部（40）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）に基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。また、この例では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。すなわち、この例では、ｑ軸電流（i_q）を脈動させることにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を脈動させる。また、回生動作期間（P1）において、ｑ軸電流（i_q）を予め定められたｑ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）に制限することにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）をモータ制限電流量に制限する。

【0045】

〈制御部の構成〉
図２に示すように、制御部（40）は、ｄ軸電流指令演算部（41）と、ｑ軸電流指令演算部（42）と、座標変換部（43）と、ｄｑ軸電流制御部（44）と、ＰＷＭ演算部（45）と、ｑ軸回生制御部（46）とを備えている。

【0046】

《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出する。例えば、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が予め定められた電流量となるように、ｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出する。なお、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ（30）の運転条件やモータ（30）の磁気的特性など（例えば、直流電圧（V_dc）や後述するｑ軸電流指令値（i_q^*）など）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出するように構成されていてもよい。

【0047】

《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた角周波数指令値（ω^*）との差が小さくなり、ｑ軸電流指令値（i_q^*）が電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動するように、ｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。なお、ｑ軸電流指令値（i_q^*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含む期間であり、直流電圧（V_dc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。この例では、ｑ軸電流指令演算部（42）は、速度制御部（401）と、脈動指令演算部（402）と、乗算部（403）とを備えている。

【0048】

速度制御部（401）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた電気角の指令値（すなわち、角周波数指令値（ω^*））とに基づいて、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ演算）してトルク指令値（i_T^*）を導出する。

【0049】

脈動指令演算部（402）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する脈動指令値（i_P^*）を導出する。例えば、脈動指令演算部（402）は、電源位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sinθ_in|）に基づいて脈動指令値（i_P^*）を導出する。なお、脈動指令値（i_P^*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。

【0050】

乗算部（403）は、速度制御部（401）によって導出されたトルク指令値（i_T^*）に、脈動指令演算部（402）によって導出された脈動指令値を乗算してｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。

【0051】

《座標変換部》
座標変換部（43）は、モータ電流検出部（61）によって検出されたモータ電流（i_u,i_v,i_w）と、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θ_m）とに基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）を導出する。

【0052】

《ｄｑ軸電流制御部》
ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d^*）と、ｑ軸電流指令演算部（42）からｑ軸回生制御部（46）を経由して供給されたｑ軸電流指令値（i_q^*）と、座標変換部（43）によって導出されたｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）とに基づいて、ｄ軸電圧指令値（V_d^*）およびｑ軸電圧指令値（V_q^*）を導出する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）とｄ軸電流（i_d）との偏差およびｑ軸電流指令値（i_q^*）とｑ軸電流（i_q）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（V_d^*）およびｑ軸電圧指令値（V_q^*）を導出する。

【0053】

《ＰＷＭ演算部》
ＰＷＭ演算部（45）は、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θ_m）と、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（V_dc）と、ｄｑ軸電流制御部（44）によって導出されたｄ軸電圧（V_d）およびｑ軸電圧（V_q）とに基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオン/オフを制御するための制御信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（45）は、これらの値に基づいてスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ＰＷＭ演算部（45）によって設定されたデューティ比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。このようにして制御信号（G）が周期的に更新され、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。

【0054】

《ｑ軸回生制御部》
ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限の実行および解除を行う。

【0055】

具体的には、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（i_q^*）が予め定められたｑ軸制限電流量（この例では、ゼロ）となるように、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（i_q^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。なお、ｑ軸制限電流量は、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（すなわち、トルク指令値（i_T^*）に脈動指令値（i_P^*）を乗算して導出されるｑ軸電流（i_q）の目標電流量）よりも小さい電流量またはゼロに設定されている。

【0056】

また、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。

【0057】

《回生動作期間》
なお、回生動作期間（P1）は、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。この例では、電源電圧（V_in）が極値（最小値または最大値）となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）において、直流電源（V_dc）が最大値となるとみなすことができる。すなわち、この例では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（V_in）が極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）よりも後に開始して電源電圧（V_in）が次に極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が次に最大値となる時点）よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。具体的には、ｑ軸回生制御部（46）において、開始位相は、電源電圧（V_in）が極値となる位相（例えば、90°）よりも後の位相に設定され、終了位相は、電源電圧（V_in）が次に極値となる位相（例えば、270°）よりも前の位相に設定されていることが好ましい。その理由については、後で詳しく説明する。

【0058】

〈電力変換装置による動作〉
次に、図３を参照して、電力変換装置（10）による動作について説明する。なお、図３において破線で示された各信号の波形は、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、磁気エネルギを回生させるための回生制御）が行われない場合の各信号の波形に相当する。

【0059】

コンバータ回路（11）は、電源電圧（V_in）を全波整流して直流リンク部（12）へ出力し、直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を入力して、電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（V_dc）を生成する。なお、直流電圧（V_dc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値となっているとみなすことができる。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点（図３では、時刻（t0））を含む期間であり、直流電圧（V_dc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。この例では、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（以下、ゼロクロス電圧値（V_dc0）と表記）は、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点における直流電圧（V_dc）の電圧値となっているとみなすことができる。

【0060】

また、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が予め定められた電流量に維持されるようにｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出し、ｑ軸電流指令演算部（42）は、電源電圧（V_in）の２倍の周波数でｑ軸電流指令値（i_q^*）が脈動するようにｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。その結果、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量に維持される一方で、ｑ軸電流（i_q）が電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。これにより、インバータ回路（13）の出力を電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動させることができる。

【0061】

このように、直流電圧（V_dc）の脈動に応じてインバータ回路（13）の出力を脈動させる（具体的には、インバータ回路（13）の出力の脈動を直流電圧（V_dc）の脈動と同期させる）ことにより、コンバータ回路（11）と直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（i_in）の導通幅を広くすることができ、その結果、力率を改善することができる。なお、入力電流（i_in）は、直流電圧（V_dc）がゼロクロス電圧値（V_dc0）となっている期間（すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0））においてゼロとなっている。

【0062】

〈回生制御〉
次に、図３を参照して、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、回生制御）について説明する。なお、この例では、開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に相当する位相）は、時刻（t1）に相当する位相に設定され、終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に相当する位相）は、時刻（t2）に相当する位相に設定されている。

【0063】

時刻（t1）になると、電源位相（θ_in）が開始位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）がゼロとなるようにｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（すなわち、ゼロを示したｑ軸電流指令値（i_q^*））をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してゼロとなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。その結果、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）に回生される。この磁気エネルギの回生により、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）が上昇する。そして、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が完了すると（例えば、モータ（30）のｑ軸インダクタンスに蓄積された磁気エネルギが全て回生されると）、直流電圧（V_dc）の上昇が停止する。このように、磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇し、その結果、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなる。

【0064】

時刻（t2）になると、電源位相（θ_in）が終了位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。また、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（i_q^*）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。したがって、ｑ軸電流（i_q）も、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。

【0065】

このように、回生動作期間（P1）の開始時点においてｑ軸電流指令値（i_q^*）をゼロに制限し、その後、回生動作期間（P1）の終了時点においてｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除することにより、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することができる。

【0066】

〈実施形態１による効果〉
以上のように、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。これにより、直流電圧（V_dc）の低下を抑制することができる。したがって、直流電圧（V_dc）の低下に起因するインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる。

【0067】

また、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することにより、回生動作期間（P1）におけるｑ軸電流（i_q）の電流量の設定（すなわち、磁気エネルギの回生が行われるようにｑ軸電流（i_q）の電流量を設定すること）を容易にすることができる。これにより、ｑ軸電流（i_q）の制限のための演算処理を容易にすることができる。

【0068】

〈回生動作期間の開始および終了〉
なお、回生動作期間（P1）では、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇する。したがって、回生動作期間（P1）が直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を含んでいる場合（この例では、回生動作期間（P1）が電源電圧（V_in）が極値となる時点を含んでいる場合）、電源電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまうおそれがある。

【0069】

そのため、回生動作期間（P1）に直流電圧（V_dc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（V_in）が極値となる時点、換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）が含まれていないことが好ましい。具体的には、回生動作期間（P1）は、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。

【0070】

以上のように、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（V_in）が極値となる時点）を避けて磁気エネルギの回生を行うことにより、磁気エネルギの回生に起因して入力電流（i_in）の導通幅が短くなってしまうことを抑制することができる。これにより、磁気エネルギの回生に起因する入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。

【0071】

また、この例（図３）では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（V_in）が極値となる時点よりも後であって電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも前に開始し、電源電圧（V_in）が次に極値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。このように設定することにより、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点（図３では、時刻（t0））よりも前に磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））を効果的に上昇させることができる。

【0072】

〔実施形態１の変形例〕
図４は、実施形態１の変形例における制御部（40）の構成例を示している。実施形態１の変形例では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）およびｄ軸電流（i_d）の両方の電流量（絶対値）が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するように構成されている。すなわち、この例では、ｑ軸電流（i_q）を脈動させることにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を脈動させる。また、回生動作期間（P1）において、ｑ軸電流（i_q）を予め定められたｑ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）に制限するとともにｄ軸電流（i_d）を予め定められたｄ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）に制限することにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を予め定められたモータ制限電流量に制限する。

【0073】

図４に示すように、制御部（40）は、図２に示した制御部（40）の構成に加えて、ｄ軸回生制御部（47）を備えている。ｄ軸回生制御部（47）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、ｄ軸電流指令値（i_d^*）の制限の実行および解除を行う。

【0074】

《ｄ軸回生制御部》
ｄ軸回生制御部（47）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に対応する位相）となると、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が予め定められたｄ軸制限電流量（この例では、ゼロ）となるように、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d^*）を制限し、その制限されたｄ軸電流指令値（i_d^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。なお、ｄ軸制限電流量は、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されるｄ軸電流指令値（i_d^*）よりも小さい電流量またはゼロに設定されている。

【0075】

また、ｄ軸回生制御部（47）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に対応する位相）となると、ｄ軸電流指令値（i_d^*）の制限を解除し、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。

【0076】

〈電力変換装置による動作〉
次に、図５を参照して、実施形態１の変形例による電力変換装置（10）の動作について説明する。ここでは、ｄ軸回生制御部（47）およびｑ軸回生制御部（46）に動作（すなわち、回生制御）に着目して説明する。なお、この例では、開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に相当する位相）は、時刻（t1）に相当する位相に設定され、終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に相当する位相）は、時刻（t0）に相当する位相に設定されている。

【0077】

時刻（t1）になると、電源位相（θ_in）が開始位相となる。ｄ軸回生制御部（47）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）がゼロとなるようにｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d^*）を制限し、その制限されたｄ軸電流指令値（すなわち、ゼロを示したｄ軸電流指令値（i_d^*））をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。また、ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）がゼロとなるようにｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（すなわち、ゼロを示したｑ軸電流指令値（i_q^*））をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の両方の電流量が減少してゼロとなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。その結果、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの両方）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）に回生される。この磁気エネルギの回生により、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）が上昇する。そして、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が完了すると（例えば、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが全て回生されると）、直流電圧（V_dc）の上昇が停止する。このように、磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇し、その結果、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなる。

【0078】

時刻（t0）になると、電源位相（θ_in）が終了位相となる。ｄ軸回生制御部（47）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）の制限を解除し、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｄ軸電流（i_d）は、その電流量（絶対値）が次第に増加していく。また、ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。このとき、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（i_q^*）は、ゼロを示している。したがって、ｑ軸電流（i_q）は、ゼロのまま維持される。

【0079】

時刻（t2）になると、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（i_q^*）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。したがって、ｑ軸電流（i_q）も、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。また、ｄ軸電流（i_d）は、その電流量（絶対値）が予め定められた電流量に維持される。

【0080】

このように、回生動作期間（P1）の開始時点においてｄ軸電流指令値（i_d^*）およびｑ軸電流指令値（i_q^*）をゼロに制限し、その後、回生動作期間（P1）の終了時点においてｄ軸電流指令値（i_d^*）およびｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除することにより、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することができる。

【0081】

〈実施形態１の変形例による効果〉
以上のように、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の両方の電流量を減少させて磁気エネルギの回生を行うことにより、モータ（30）のｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの両方に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。これにより、直流電圧（V_dc）の低下をさらに抑制することができる。

【0082】

また、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することにより、回生動作期間（P1）におけるｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の電流量の設定（すなわち、磁気エネルギの回生が行われるようにｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の電流量を設定すること）を容易にすることができる。これにより、ｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の制限のための演算処理を容易にすることができる。

【0083】

〔実施形態２〕
実施形態２による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。

【0084】

〈制御部〉
図６は、実施形態２における制御部（40）の構成例を示している。実施形態２では、制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）による制御動作に加えて、下記の式１および式２が成立するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。すなわち、実施形態２では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてｑ軸電流（i_q）が脈動し、式１および式２が成立し、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。

【0085】

【数3】

【0086】

【数4】

【0087】

なお、“ｉ_ｄ”は、モータ（30）のｄ軸電流に相当し、“Ｖ_ｄｃ０”は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0）、この例では、電源電圧（V_in）ゼロクロスとなる時点における直流電圧（V_dc）の電圧値）に相当し、“ω”は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数）に相当し、“Φ_ａ”は、誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当し、“Ｌ_ｄ”は、モータ（30）のｄ軸インダクタンスに相当する。

【0088】

〈制御部の構成〉
図６に示すように、実施形態２における制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）とはｄ軸電流指令演算部（41）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による制御部（40）の構成（図２）と同様となっている。

【0089】

《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）と、モータ角周波数（ω）と、誘起電圧係数（Φ_ａ）と、ｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）とに基づいて、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が下記の式３で示される第１制限電流値以下となるとともに下記の式４で示される第２制限電流値よりも高くなるように、ｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出する。

【0090】

【数5】

【0091】

【数6】

【0092】

なお、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）は、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に対して予め定められた目標値（指令値）である。モータ角周波数（ω）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数検出部（62）によって検出されたモータ（30）の電気角の回転角周波数）である。誘起電圧定数（Φ_a）およびｄ軸インダクタンス（L_d）は、モータ（30）の磁気的特性に基づいて同定された同定値（機器定数）である。

【0093】

〈電力変換装置による動作〉
実施形態２による電力変換装置（10）の動作は、実施形態１による電力変換装置（10）の動作（図３）と同様である。この例では、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が予め定められた電流量（具体的には、式３で示される第１制限電流値以下であり式４で示される第２制限電流値よりも高い電流値、好ましくは、第１制限電流値）に維持されるようにｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出する。これにより、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量（具体的には、式１および式２を成立させることができる電流量、好ましくは、式１の等号が成立するときの電流量）に維持されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。

【0094】

〈モータの制御破綻〉
なお、電力変換装置（10）では、電源電圧（V_in）の周波数に応じて直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）が脈動するので、ゼロクロス近傍期間（P0）においてインバータ回路（13）の出力が不足してモータ（30）を正常に駆動させることが困難となる（すなわち、モータ（30）の制御が破綻してしまう）おそれがある。ここで、インバータ回路（13）の出力不足を抑制するために、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）を増加させてモータ（30）の誘起電圧（V_o）を低下させることが考えられるが、ｄ軸電流（i_d）の電流量が増加するとモータ電流（i_u,i_v,i_w）が増加して銅損が増加してしまう。

【0095】

〈モータの制御安定性〉
次に、モータ（30）の制御安定性について説明する。モータ（30）の制御安定性は、インバータ回路（13）の出力とモータ（30）の誘起電圧（V_o）とに依存している。すなわち、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回っている場合（すなわち、インバータ回路（13）の出力が不足している場合）、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を所望量に制御することが困難となるので、モータ（30）を正常に駆動させることができなくなる（すなわち、モータ（30）の制御が破綻してしまう）おそれがある。そして、モータ（30）の制御が破綻すると、モータ電流（i_u,i_v,i_w）が異常な電流量となって銅損が増加してしまうおそれがある。一方、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回っていない場合では、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を所望量に制御することができ、モータ（30）を正常に駆動させることができる。また、インバータ回路（13）の最大出力は、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）に依存している。したがって、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件は、次の式１１のように表現される。

【0096】

【数7】

【0097】

誘起電圧（V_o）は、モータ（30）の電圧方程式から導出することができる。モータ（30）の電圧方程式は、次の式１２のように表現される。

【0098】

【数8】

【0099】

なお、“Ｖ_ｄ”はｄ軸電圧、“Ｖ_ｑ”はｑ軸電圧、“Ｒ_ａ”は巻線抵抗、“ω”はモータ（30）の電気角の回転角周波数、“Φ_ａ”は誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当する。“ｐ”は微分演算子である。

【0100】

ここで、Ｒ_ａ＝０，ｐＬ_ｄｉ_ｄ＝０，ｐＬ_ｑｉ_ｑ＝０とすると、式１２は、次の式１３のように表現される。すなわち、式１３の右辺には、誘起電圧（V_o）に対応する項が残っている。

【0101】

【数9】

【0102】

式１３に示されたｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）は、誘起電圧（V_o）のｄ軸成分およびｑ軸成分にそれぞれ対応している。したがって、式１３より、誘起電圧（V_o）は、次の式１４のように表現される。

【0103】

【数10】

【0104】

式１４を式１１に代入すると、次の式１５が導出される。

【0105】

【数11】

【0106】

なお、直流電圧（V_dc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値となっているとみなすことができる。また、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））は、ゼロクロス近傍期間（P0）を除いた他の期間（例えば、電源電圧（V_in）が最小値または最大値となる時点を含む極値近傍期間）における直流電圧（V_dc）の電圧値よりも低くなっている。したがって、ゼロクロス近傍期間（P0）では、インバータ回路（13）の出力がモータ（30）の誘起電圧（V_o）を下回る可能性が高くなっている。また、一般的に、ｑ軸電流（i_q）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。

【0107】

ここで、式１５に、Ｖ_ｄｃ＝Ｖ_ｄｃ０，ｉ_ｑ＝０を代入すると、次の式１６が導出される。すなわち、式１６は、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回る可能性が高くなっているゼロクロス近傍期間（P0）において、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件であるといえる。

【0108】

【数12】

【0109】

そして、式１６を整理すると、式１が導出される。

【0110】

【数13】

【0111】

したがって、式１を成立させることにより、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件（式１１）を成立させることができる。

【0112】

〈直流リンク部における共振現象〉
なお、ゼロクロス近傍期間（P0）においてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が低下してゼロとなると、直流電圧（V_dc）のゼロクロスが発生するようになり、その結果、直流リンク部（12）において共振現象（ＬＣ共振）が発生するおそれがある。また、ゼロクロス近傍期間（P0）では、誘起電圧（V_o）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）に依存している。したがって、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件は、次の式１７のように表現される。

【0113】

【数14】

【0114】

そして、式１７を整理すると、式２が導出される。

【0115】

【数15】

【0116】

したがって、式２を成立させることにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件（式１７）を成立させることができる。

【0117】

〈実施形態２による効果〉
以上のように、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（V_o）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。これにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損（具体的には、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損）を低減することができる。例えば、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１の等号が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を最小にすることができる。

【0118】

また、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が大きくなり過ぎて直流電圧（V_dc）が過剰に低下してしまうこと（具体的には、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができる。これにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。

【0119】

また、ゼロクロス近傍期間（P0）においてｑ軸電流（i_q）がゼロとなるようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（i_q）の変動に起因するモータの誘起電圧（V_o）の変動（具体的には、誘起電圧（V_o）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。

【0120】

また、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を上昇させることができるので、式１を成立させることができるｄ軸電流（i_d）の電流量（すなわち、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量）をさらにゼロに近づけることができる。例えば、回生制御を行わない場合よりもゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）を高い値に設定することができるので、式３で示される第１制限電流値（すなわち、ｄ軸電流指令値（i_d^*）の最小電流量（最小絶対値））をゼロに近づけることができ、その結果、ｄ軸電流（i_d）の電流量をゼロに近づけることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損をさらに低減することができる。

【0121】

なお、この例（図３）では、回生動作期間（P1）の開始時点および回生動作期間（P1）の終了後における直流電圧（V_dc）の電圧値は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））よりも低くなっている。しかしながら、回生動作期間（P1）の開始時点では、モータ（30）から直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ磁気エネルギが瞬時的に回生されるので、磁気エネルギの回生が行われている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっている。したがって、磁気エネルギの回生が行われている期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、その出力不足がモータ（30）の制御に及ぼす影響は非常に少ないので、モータ（30）の制御は破綻しにくい。これと同様に、回生動作期間（P1）の終了後において直流電圧（V_dc）がゼロクロス電圧値（V_dc0）よりも低くなっている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっているので、この期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、モータ（30）の制御は破綻しにくい。

【0122】

〈直流電圧のゼロクロス電圧値の設定〉
なお、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなるほど、式１を成立させることができるｄ軸電流（i_d）の電流量をゼロに近づけることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損を小さくすることができる。しかしながら、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなるほど、電源電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまう傾向にある。このように、入力電流（i_in）の導通幅は、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に依存している。

【0123】

そのため、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）は、入力電流（i_in）の導通幅が予め定められた許容導通幅（具体的には、入力電流（i_in）に対する高調波規制を満たすことができる導通幅）となるように設定されていることが好ましい。例えば、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）を、入力電流（i_in）の導通幅が許容導通幅となるときの直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に設定することにより、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を上記のように設定することができる。

【0124】

以上のように、入力電流（i_in）の導通幅の制約に応じて直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を設定することにより、入力電流（i_in）の導通幅を確保することができる。これにより、入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。

【0125】

〔実施形態３〕
図７は、実施形態３による電力変換装置（10）の構成例を示している。実施形態３による電力変換装置（10）は、三相の入力交流電圧（具体的には、三相の交流電源（20）から供給された三相の電源電圧（V_in））を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。実施形態３による電力変換装置（10）では、コンバータ回路（11）は、６個のダイオード（D1,D2,D3,D4,D5,D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路によって構成されている。また、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）は、電源電圧（V_in）の周波数の６倍の周波数で脈動する。また、実施形態３による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。

【0126】

〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が予め定められたモータ（30）の電気角の回転角周波数の指令値（角周波数指令値（ω^*））となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してインバータ回路（13）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（30）の駆動が制御される。

【0127】

また、この例では、制御部（40）は、直流電圧（V_dc）が全波整流された電源電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると回生動作期間（P1）を開始して、回生動作期間（P1）においてモータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量が減少してモータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。なお、直流電圧指令値（V_dc^*）については、後で詳しく説明する。

【0128】

さらに、この例では、制御部（40）は、回生動作期間（P1）において直流電圧（V_dc）と直流電圧指令値（V_dc^*）との差（具体的には、直流電圧指令値（V_dc^*）から直流電圧（V_dc）を減算して得られる差分値）が大きくなるほどモータ電流（i_u,i_v,i_w）の減少量が多くなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。

【0129】

また、この例では、制御部（40）は、電流ベクトル制御（より詳しくは、弱め磁束制御）によりモータ（30）を制御する。具体的には、制御部（40）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）に基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。また、制御部（40）は、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。すなわち、この例では、回生動作期間（P1）において、ｑ軸電流（i_q）を予め定められたｑ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）に制限することにより、モータ電流（i_u,i_v,i_w）をモータ制限電流量に制限する。

【0130】

〈制御部の構成〉
図８は、実施形態３における制御部（40）の構成例を示している。実施形態３における制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）とｑ軸電流指令演算部（42）およびｑ軸回生制御部（46）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１における制御部（40）の構成（図２）と同様となっている。

【0131】

《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた角周波数指令値（ω^*）との差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。この例では、ｑ軸電流指令演算部（42）は、速度制御部（401）を備えている。速度制御部（401）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた電気角の指令値（すなわち、角周波数指令値（ω^*））とに基づいて、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ演算）してｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。

【0132】

《ｑ軸回生制御部》
ｑ軸回生制御部（46）は、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（V_dc）と直流電圧指令値（V_dc^*）と予め設定された回生動作時間とに基づいて、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限の実行および解除を行う。

【0133】

具体的には、ｑ軸回生制御部（46）は、直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると、ｑ軸電流指令値（i_q^*）が減少するようにｑ軸電流指令値（i_q^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（i_q^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。

【0134】

また、ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を開始した時点（すなわち、直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回る時点）から回生動作時間が経過すると、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除する。

【0135】

なお、ｑ軸回生制御部（46）は、直流電圧（V_dc）と直流電圧指令値（V_dc^*）との差（具体的には、直流電圧指令値（V_dc^*）から直流電圧（V_dc）を減算して得られる差分値）が大きくなるほど、制限後のｑ軸電流指令値（i_q^*）が小さくなる（すなわち、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の減少量が多くなる）ように、ｑ軸電流指令値（i_q^*）を制限する。

【0136】

ｑ軸回生制御部（46）は、直流電圧指令演算部（46a）とｑ軸電流指令補正部（46b）と比較部（46c）と選択部（46d）とを備えている。

【0137】

−直流電圧指令演算部−
直流電圧指令演算部（46a）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて直流電圧指令値（V_dc^*）を導出する。図９に示すように、直流電圧指令値（V_dc^*）は、全波整流された電源電圧（V_in）に対応している。すなわち、電源位相（θ_in）に基づいて全波整流された電源電圧（V_in）を導出でき、その導出値（全波整流された電源電圧（V_in））を直流電圧指令値（V_dc^*）に設定することができる。

【0138】

−ｑ軸電流指令補正部−
ｑ軸電流指令補正部（46b）は、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（V_dc）と直流電圧指令演算部（46a）によって導出された直流電圧指令値（V_dc^*）とに基づいて、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を補正して新たなｑ軸電流指令値（i_q^**）を導出する。具体的には、ｑ軸電流指令補正部（46b）は、直流電圧（V_dc）から直流電圧指令値（V_dc^*）を減算して差分値を導出し、その差分値を所定倍して補正値を導出し、その補正値をｑ軸電流指令値（i_q^*）に加算して新たなｑ軸電流指令値（i_q^**）を導出する。

【0139】

直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回る場合、新たなｑ軸電流指令値（i_q^**）は、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）よりも小さな値（すなわち、制限されたｑ軸電流指令値（i_q^*））となる。また、直流電圧（V_dc）と直流電圧指令値（V_dc^*）との差が大きくなるほど、新たなｑ軸電流指令値（i_q^**）とｑ軸電流指令値（i_q^*）との差（すなわち、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の減少量）が大きくなる。

【0140】

−比較部と選択部−
比較部（46c）は、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（V_dc）と直流電圧指令演算部（46a）によって導出された直流電圧指令値（V_dc^*）とを比較して直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回るか否かを判定する。選択部（46d）は、比較部（46c）における判定結果と予め設定された回生動作時間（回生動作期間（P1）の長さに相当する時間）とに基づいて、ｑ軸電流指令演算部（42）からのｑ軸電流指令値（i_q^*）およびｑ軸電流指令演算部（42）からのｑ軸電流指令値（i_q^**）のいずれか一方を選択してｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。

【0141】

具体的には、選択部（46d）は、比較部（46c）において直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回らないと判定されている期間では、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を選択する。そして、選択部（46d）は、比較部（46c）において直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると判定されると、ｑ軸電流指令補正部（46b）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^**）を選択する。

【0142】

また、選択部（46d）は、ｑ軸電流指令値（i_q^**）の選択を開始した時点（すなわち、比較部（46c）において直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると判定された時点）から回生動作時間が経過すると、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を選択する。

【0143】

《回生動作期間の長さ》
この例では、回生動作時間（回生動作期間（P1）の長さ）は、入力交流電圧（V_in）を供給する交流電源（20）からコンバータ回路（11）を経由して直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に応じた共振周期の１／２に対応する時間（期間長さ）に設定されている。すなわち、これらのインダクタンス成分およびキャパシタンス成分に基づいて直流リンク部（12）における共振現象の周期を導出することができ、その共振現象の周期の１／２に対応する時間を回生動作時間（回生動作期間（P1）の長さ）に設定することができる。なお、交流電源（20）からコンバータ回路（11）を経由して直流リンク部（12）に至る電力経路におけるインダクタンス成分およびキャパシタンス成分には、この電力経路に設けられたコンデンサのキャパシタンス成分（例えば、直流リンク部（12）のコンデンサ（C）のキャパシタンス成分）や、この電力経路に設けられたインダクタのキャパシタンス成分（例えば、コンバータ回路（11）のインダクタンス成分）や、この電力経路を構成する配線（例えば、交流電源（20）とコンバータ回路（11）とを接続する配線）の寄生キャパシタンス成分や寄生インダクタンス成分などが含まれている。

【0144】

〈電力変換装置による動作〉
次に、図１０を参照して、実施形態３による電力変換装置（10）の動作について説明する。なお、図１０において破線で示された各信号の波形は、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、磁気エネルギを回生させるための回生制御）が行われない場合の各信号の波形に相当する。

【0145】

コンバータ回路（11）は、電源電圧（V_in）を全波整流して直流リンク部（12）へ出力し、直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を入力して、電源電圧（V_in）の周波数の６倍の周波数で脈動する直流電圧（V_dc）を生成する。なお、実施形態３における直流電圧（V_dc）の脈動成分の振幅は、実施形態１における直流電圧（V_dc）の脈動成分の振幅よりも小さくなっている。

【0146】

また、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d^*）が予め定められた電流量に維持されるようにｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出し、ｑ軸電流指令演算部（42）は、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値（i_q^*）を導出する。その結果、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量に維持される一方で、ｑ軸電流（i_q）がモータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との差に応じた電流量となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。

【0147】

〈回生動作〉
次に、図１０を参照して、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、回生制御）について説明する。

【0148】

時刻（t1）になると、直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）を下回る。これにより、制御部（40）は、回生動作期間（P1）を開始する。すなわち、ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を開始する。具体的には、ｑ軸回生制御部（46）では、選択部（46d）は、ｑ軸電流指令補正部（46b）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^**）を選択してｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｑ軸電流（i_q）の電流量が減少するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。その結果、モータ（30）のインダクタンス成分（この例では、ｑ軸インダクタンス成分）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）に回生される。この磁気エネルギの回生により、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）が上昇して直流電圧（V_dc）が直流電圧指令値（V_dc^*）に近づく。

【0149】

時刻（t1）から回生動作時間が経過して時刻（t2）になると、制御部（40）は、回生動作期間（P1）を終了する。すなわち、ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q^*）の制限を解除する。具体的には、ｑ軸回生制御部（46）では、選択部（46d）は、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q^*）を選択してｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｑ軸電流（i_q）の電流量が本来の電流量（具体的には、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との差に応じた電流量）となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。

【0150】

〔実施形態３による効果〕
以上のように、直流電圧（V_dc）が全波整流された電源電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ると、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ磁気エネルギが回生され、この磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇する。これにより、直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に近づけることができるので、直流リンク部（12）における共振現象（ＬＣ共振）による直流電圧（V_dc）の変動を抑制することができる。

【0151】

なお、直流電圧（V_dc）が全波整流された電源電圧（V_in）を下回って直流リンク部（12）において共振現象（ＬＣ共振）が発生すると、その共振現象の周期の前半において直流電圧（V_dc）が低下する傾向にある。したがって、直流電圧（V_dc）が全波整流された電源電圧（V_in）に対応する直流電圧指令値（V_dc^*）を下回ってから共振周期の１／２に対応する時間が経過するまでの期間（すなわち、直流リンク部（12）における共振現象の周期の前半に対応する期間）において、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ磁気エネルギを回生させることにより、直流リンク部（12）における共振現象の周期の前半に対応する期間において直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。これにより、直流リンク部（12）における共振現象による直流電圧（V_dc）の変動を効果的に抑制することができる。

【0152】

また、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の電流量の減少量を多くすることにより、インバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）へ回生される磁気エネルギを大きくすることができ、その結果、直流電圧（V_dc）の上昇量を多くすることができる。これにより、直流電圧（V_dc）を直流電圧指令値（V_dc^*）に適切に近づけることができるので、直流リンク部（12）における共振現象（ＬＣ共振）による直流電圧（V_dc）の変動を適切に抑制することができる。

【0153】

〔その他の実施形態〕
実施形態１および実施形態２の説明では、回生動作期間（P1）の一部がゼロクロス近傍期間（P0）の一部または全部と重複している場合を例に挙げたが、回生動作期間（P1）は、その一部または全部がゼロクロス近傍期間（P0）の一部または全部と重複する期間であってもよいし、ゼロクロス近傍期間（P0）と重複しない期間であってもよい。また、電源電圧（V_in）が極値（最小値または最大値）となる時点から電源電圧（V_in）が次に極値（最大値または最小値）となる時点までの期間（すなわち、直流電源（V_dc）が最大値となる時点から直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点までの期間）において、複数の回生動作期間（P1）が含まれていてもよい。例えば、第１回目の回生動作期間（P1）が電源電圧（V_in）が極値となる時点よりも後に開始して電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも前に終了し、第２回目の回生動作期間（P2）が電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも後に開始して電源電圧（V_in）が次に極値となる時点よりも前に終了するように構成されていてもよい。

【0154】

なお、実施形態１の変形例（図４）の説明では、回生動作期間（P1）においてモータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の両方の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われる場合を例に挙げたが、制御部（40）は、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）のうち少なくとも一方の電流量が減少して（具体的には、ｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）のうち少なくとも一方がゼロとなって）磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するように構成されていてもよい。例えば、図４に示した制御部（40）は、ｑ軸回生制御部（46）を備えていなくてもよい。

【0155】

また、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量（実施形態２では、式１および式２を成立させることができる電流量）に維持される場合を例に挙げたが、制御部（40）は、ｄ軸電流（i_d）が変動する（例えば、電源電圧（V_in）の周波数に応じてｄ軸電流（i_d）が脈動する）ようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよい。このようにｄ軸電流（i_d）が変動（例えば、脈動）する場合も、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われるようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の低下を抑制することができる。また、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。

【0156】

なお、直流電圧（V_dc）の脈動が安定している場合、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（直流電圧（V_dc）の電圧値）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）と同一であるとみなすことができる。したがって、実施形態２では、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0^*）の代わりに、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（例えば、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点における直流電圧検出部（52）の検出値）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（i_d）を制御することができる。

【0157】

また、モータ（30）の回転速度が安定している場合、角周波数指令値（ω^*）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（モータ角周波数（ω））と同一であるとみなすことができる。したがって、実施形態２では、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、角周波数指令値（ω^*）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出するように構成されていてもよい。または、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、直流電圧検出部（52）の検出値やモータ電流検出部（61）の検出値（モータ電流（i_u,i_v,i_w））などに基づいてモータ角周波数（ω）を導出し、そのモータ角周波数（ω）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d^*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（i_d）を制御することができる。

【0158】

また、実施形態２の説明では、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点における直流電圧（V_dc）の電圧値を、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））とみなして処理を行う場合を例に挙げたが、ゼロクロス近傍期間（P0）内の任意の時点における直流電圧（V_dc）の電圧値（例えば、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の最小値）を、ゼロクロス電圧値（V_dc0）とみなして処理を行うように構成されていてもよい。

【0159】

なお、実施形態１および実施形態２の説明では、交流電源（20）が単相交流電源によって構成されている場合を例に挙げたが、図７に示すように、交流電源（20）は、三相交流電源によって構成されていてもよい。この例では、コンバータ回路（11）は、６個のダイオード（D1,D2,D3,D4,D5,D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路によって構成されている。そして、この例では、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）は、電源電圧（V_in）の周波数の６倍の周波数で脈動する。このように構成した場合も、上述の電力変換装置（10）と同様の効果を得ることができる。

【0160】

また、実施形態３の説明では、交流電源（20）が三相交流電源によって構成されている場合を例に挙げたが、交流電源（20）は、単相交流電源によって構成されていてもよい。この場合、制御部（40）は、図８に示したｑ軸電流指令演算部（42）に代えて、図２に示したｑ軸電流指令演算部（42）を備えていてもよい。また、制御部（40）は、図８に示したｄ軸電流指令演算部（41）に代えて、図２に示したｄ軸電流指令演算部（41）や図６に示したｄ軸電流指令演算部（41）を備えていてもよい。さらに、制御部（40）は、図４に示したｄ軸回生制御部（47）をさらに備えていてもよい。

【0161】

また、実施形態３の説明では、回生動作期間（P1）においてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われる場合を例に挙げたが、制御部（40）は、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）の両方の電流量が減少して磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよいし、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）の電流量が減少して磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよい。すなわち、制御部（40）は、回生動作期間（P1）においてｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）のうち少なくとも一方の電流量が減少して磁気エネルギの回生が行われるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するように構成されていてもよい。

【0162】

また、実施形態３の説明では、回生動作期間（P1）において直流電圧（V_dc）と直流電圧指令値（V_dc^*）との差（具体的には、直流電圧指令値（V_dc^*）から直流電圧（V_dc）を減算して得られる差分値）が大きくなるほど、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の減少量が多くなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される場合を例に挙げたが、回生動作期間（P1）におけるモータ電流（i_u,i_v,i_w）の減少量は、固定量であってもよい。すなわち、制御部（40）は、回生動作期間（P1）が開始するとモータ電流（i_u,i_v,i_w）が予め定められたモータ制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）となるようにモータ電流（i_u,i_v,i_w）が制限され、回生動作期間（P1）が終了するとモータ電流（i_u,i_v,i_w）の制限が解除されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよい。

【0163】

また、以上の実施形態および変形例を適宜組み合わせて実施してもよい。以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、この発明、その適用物、あるいは、その用途の範囲を制限することを意図するものではない。

【産業上の利用可能性】

【0164】

以上説明したように、上述の電力変換装置（10）は、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する電力変換装置として有用である。

【符号の説明】

【0165】

１０ 電力変換装置
２０ 交流電源
３０ モータ
１１ コンバータ回路
１２ 直流リンク部
１３ インバータ回路
４０ 制御部
４１ ｄ軸電流指令演算部
４２ ｑ軸電流指令演算部
４３ 座標変換部
４４ ｄｑ軸電流制御部
４５ ＰＷＭ演算部
４６ ｑ軸回生制御部
４７ ｄ軸回生制御部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】