発明が解決しようとする課題[発明の詳細な説明]から抜粋

非特許文献２に示された送信装置では、２個のデジタル型パワーアンプを同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）用のミキサーとして利用し、直交変調器に加え、パワーアンプの機能も実現するが、２個のパワーアンプは、半導体集積回路上で大きな面積を占めるため、コスト上のデメリットとなってしまう。特に、近年の微細半導体プロセスでは、半導体単位面積あたりのコストが高いため、その影響が大きい。 また、非特許文献１に示されたＳＣＰＡでは、ポーラ（Polar）変調方式を想定しているので１個のパワーアンプしか必要としないが、送信装置として用いるには、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とから振幅成分（ｒ）と位相成分（θ）へとデータを変換するコーデックと、搬送波に対して位相成分（θ）を変調させる位相変調器とが別途必要となる。この結果、半導体集積回路上での面積を増加させ、コストアップの要因となってしまう。 非特許文献２に示された送信装置では、搬送波信号として、２５％Ｄｕｔｙの信号を用いている。このため、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）のいずれかのみが時分割にてパワーアンプの出力に接続される。つまり、時分割にて同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）を切り替えることができれば、原理的には、１つのパワーアンプでも直交変調器を構成することが可能であると考えられる。しかしながら、この場合、下記の問題が発生する。 図２は、１個のＳＣＰＡの構成を簡素化して示す図である。ＳＣＰＡは、前述の通り、ＡＮＤ出力に直列容量を備えたＤ級単位アンプが複数並列接続された構成である。図２では、トータルＮ個のＤ級単位アンプから構成されており、そのうちＢＢ個が動作状態（Ｄ級単位アンプのＡＮＤ出力はＶＤＤまたはグランド電位の方形波を出力）、Ｎ−ＢＢ個が停止状態（Ｄ級単位アンプのＡＮＤ出力はグランド電位で固定）である。動作状態のＤ級単位アンプからの出力信号は、容量アッテネータＣ１、Ｃ２にて減衰されて出力側へ伝達される。 ここで、時分割で同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを理想的に切り替える直交変調器の動作について説明する。図３は、ベースバンド信号（同相成分と直交成分）の値に比例した振幅を有する搬送波信号（同相成分と直交成分）を、搬送波周期の１／４毎に時分割にて交互に出力する様子を示した図である。一般的に、アパーチャ効果を考慮しない理想的なＤＡコンバータは、δ関数列を用いたインパルス列で表されるが、ＳＣＰＡも高速に動作するＤＡコンバータの一つと考えることができるため、δ関数列を用いて説明する。 図３において、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）はベースバンド信号（同相成分と直交成分）、Ｔ０は、搬送波信号の１周期の１／４の時間である。太線で表される同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）のインパルスは、時分割で交互に出力されている。図３のＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の波形は、δ関数列を用いるとそれぞれ式（１）、（２）のように表される。
ベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）のサンプリング後データをｉｓ（ｔ）、ｑｓ（ｔ）とし、式（１）及び式（２）をフーリエ変換すると、式（３）及び式（４）となる。ただし、ω０＝２π／Ｔ０、４・Ｔ０＝Ｔ０４、ω０４＝２π／Ｔ０４とする。
ここで、オイラーの公式ｅ^ーｊθ＝ｃｏｓθ−ｊ・ｓｉｎθより、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝＋１（ｎ＝偶数）、ｅ^{ーｊ・ｎ・π}＝−１（ｎ＝奇数）であるから、式（３）及び式（４）の第１項と第２項は、ｎ＝偶数時に等しくなる。この結果、式（３）及び式（４）はゼロとなる。つまり、２次、４次といった偶数次の高調波スペクトラムは現れないことを意味している。 次に、ｎ＝奇数の場合の式（３）及び式（４）について考える。
式（５）及び式（６）は、同じ角速度ω０４を用い、基本波（ｎ＝１）では、π／２の位相差を有し、波形Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の周波数スペクトラムをω０４だけ周波数シフトさせたスペクトラムである。また、このスペクトラムは、全てのｎ次高調波（ｎ＝奇数）に現れる。波形Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、直交しているので、式（５）及び式（６）を加算した信号は、直交変調器としての機能を有することが分かる。なお、ＳＣＰＡでは、出力に設けられたＬＣ共振器によって高調波を低減して、基本波周波数成分（１次）を取り出すことができる。また、搬送波周期の１／４よりも短い期間（例えば、１／８，１／１６等）を用いても、直交変調器を構成することが可能であるが、消費電流の増大を招くという問題が発生してしまうので、これらの期間についての数式による同様の証明は省略する。 次に、前述した課題である、１つのＳＣＰＡを用いて、搬送波周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替える際に発生する不要な高調波成分について説明する。 不要な高調波成分は、他の無線通信に対して妨害信号となるため、法定許容値以下に低減しなければならない。しかし、低減のためにフィルターを追加するとコストと電力ロスが増大してしまう。特に、偶数次高調波は、基本波に近いため、フィルターにて減衰させる場合には、電力ロスの影響が大きい。先に述べた通り、数式で表されるような理想的な条件では、偶数次の高調波スペクトラムは現れない。しかしながら、従来のＳＣＰＡを用いて、搬送波周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替えた場合には、不要な偶数次の高調波スペクトラムが発生してしまう。 図４は、並列に３ビットを入力するＳＣＰＡの構成を示している。ＢＢ｛２｝〜ＢＢ｛０｝は、同相成分（ＢＢ＿Ｉ）、直交成分（ＢＢ＿Ｑ）といったデジタルベースバンド信号である。ＢＢ｛２｝がＭＳＢ（Most Significant Bit）、ＢＢ｛０｝がＬＳＢ（Least Significant Bit）である。各ＡＮＤ出力には、重み付けされた容量が直列接続されている。基本動作は、図２の構成と同様あるため、ここではその説明を省略する。 図４のＳＣＰＡに入力される各種信号の波形及びＡ０〜Ａ２点における信号波形を図５に示す。図５では、搬送波信号の約１周期分に相当する時間を表している。また、ＢＢ｛０｝、ＢＢ｛１｝はＬ（０）であり、ＢＢ｛２｝はＬ（０）とＨ（１）が交互に繰り返される。これは、デジタルベースバンド信号として、ＢＢ＿Ｉ＝４、ＢＢ＿Ｑ＝０が入力されることに相当し、搬送波１周期の１／４の時間毎に同相成分（ＢＢ＿Ｉ）と直交成分（ＢＢ＿Ｑ）とを切り替えている。ＢＢ｛２｝が接続されているＡＮＤの出力であるＡ２点の波形に着目すると、時間０・Ｔ０にてＨになり、時間１・Ｔ０にてＬになる。 次に、δ関数列を用いて、Ａ２点の電圧の時間変化を表すと、式（７）のように表される。Ｖａ２（ｔ）がＡ２点の電圧である。
式（７）をフーリエ変換すると、式（８）のように表される。
Ｖａ２ｓ（ｔ）は、Ｖａ２（ｔ）のサンプリング後データである。式（８）は、前述の式（３）及び式（４）と異なり、ｎの値が偶数でも奇数でもゼロにならない。つまり、図５のＡ２点の信号スペクトラムは、奇数次と偶数次の全ての高調波に現れることを意味している。 本発明の目的は、１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分と直交成分とを合成した際に、不要な偶数次高調波成分の発生を抑制する送信装置及び送信方法を提供することである。

課題を解決するための手段[発明の詳細な説明]から抜粋

本発明によれば、１つのＳＣＰＡを用いて、同相成分と直交成分とを正しく合成することができる。