特許第6456916号(P6456916)IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2015.5.11 β版

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】6456916
(24)【登録日】2018年12月28日
(45)【発行日】2019年1月23日
(54)【発明の名称】電圧レギュレータ
(51)【国際特許分類】
   H02M 3/155 20060101AFI20190110BHJP
【FI】
   H02M3/155 H
【請求項の数】7
【全頁数】9
(21)【出願番号】特願2016-505581(P2016-505581)
(86)(22)【出願日】2014年3月28日
(65)【公表番号】特表2016-514940(P2016-514940A)
(43)【公表日】2016年5月23日
(86)【国際出願番号】US2014032137
(87)【国際公開番号】WO2014160918
(87)【国際公開日】20141002
【審査請求日】2017年3月23日
(31)【優先権主張番号】61/806,305
(32)【優先日】2013年3月28日
(33)【優先権主張国】US
(31)【優先権主張番号】13/863,251
(32)【優先日】2013年4月15日
(33)【優先権主張国】US
(73)【特許権者】
【識別番号】390020248
【氏名又は名称】日本テキサス・インスツルメンツ株式会社
(73)【特許権者】
【識別番号】507107291
【氏名又は名称】テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド
(74)【上記1名の代理人】
【識別番号】100098497
【弁理士】
【氏名又は名称】片寄 恭三
(72)【発明者】
【氏名】フロリアン フェクル
(72)【発明者】
【氏名】ナイジェル ピーター スミス
(72)【発明者】
【氏名】エーリヒ ヨハン バイエル
【審査官】 栗栖 正和
(56)【参考文献】
【文献】 特開2007−104894(JP,A)
【文献】 米国特許第07671575(US,B1)
【文献】 国際公開第2008/102479(WO,A1)
(58)【調査した分野】(Int.Cl.,DB名)
H02M 3/00−3/44
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
電力をシステムに提供するための電圧レギュレータであって、
前記電圧レギュレータの出力電圧を受信してフィードバック制御信号を生成するフィードバック回路要素と、
前記システムにより必要とされる電流を示す負荷信号を受信し、かつ前記出力電圧を受信するフィードフォワード回路要素であって、前記出力電圧に応答してその大きさが定まる制御信号を前記負荷信号に応答して生成する前記フィードフォワード回路要素と、
前記フィードフォワード回路要素から前記制御信号を受信して当該信号を前記フィードバック制御信号と組み合わせるように結合される加算ポイントであって、前記フィードバック制御信号に部分的に応答して、かつ前記フィードフォワード回路要素からの前記制御信号に部分的に応答して前記電圧レギュレータの出力電流を変えるように、結果としての組み合わせ制御信号が前記電圧レギュレータに結合される、前記加算ポイントと、
を含む、電圧レギュレータ。
【請求項2】
請求項1に記載の電圧レギュレータであって、
前記フィードフォワード回路要素からの前記制御信号が、前記負荷信号における電圧ステップに応答して生じるパルス信号である、電圧レギュレータ。
【請求項3】
請求項2に記載の電圧レギュレータであって、
前記フィードフォワード回路要素からの前記制御信号が、前記フィードバック制御信号に容量性結合される、電圧レギュレータ。
【請求項4】
請求項1に記載の電圧レギュレータであって、
前記フィードフォワード回路要素が、前記出力電圧に対するハイパスフィルタを含む、電圧レギュレータ。
【請求項5】
請求項1に記載の電圧レギュレータであって、
前記フィードフォワード回路要素が、前記負荷信号に応答するトランジスタを含む、電圧レギュレータ。
【請求項6】
請求項1に記載の電圧レギュレータであって、
前記フィードフォワード回路要素が、前記出力電圧の遷移を積分する積分器を含む、電圧レギュレータ。
【請求項7】
請求項1に記載の電圧レギュレータであって、
前記負荷信号が周期的である、電圧レギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本願は、電圧レギュレータ及び電圧レギュレーションの方法に関連する。
【背景技術】
【0002】
電圧レギュレータは、一定の出力電圧を自動で維持するために設計される回路である。幾つかの電圧レギュレータは線形モードで動作し、幾つかはスイッチングモードで動作する(少なくとも1つの要素がオン/オフスイッチとして機能する)。典型的に、電圧レギュレータは、負荷電流における急激な変化に即時に応答することができない。通常、リップルを低減するため、及び負荷電流の急激な変化に起因する出力電圧遷移の低減を助けるために出力キャパシタが用いられる。
【発明の概要】
【0003】
多くのシステムは、セラミック誘電体を有する電圧レギュレータ出力キャパシタを用いる。セラミック層及び金属電極を備えるこれらのタイプのキャパシタは本質的に圧電性である。その結果、それらは、人間の可聴周波数範囲(20Hz〜20KHz)内である可聴周期的電圧変化がある場合、振動し得る。例えば、コンピュータモニタ及びテレビに用いられる液晶ディスプレイは毎秒240回リフレッシュされ得、3Dディスプレイはその2倍の速度でリフレッシュされ得る。各リフレッシュサイクルは、電力供給電流における大きな変化を必要とし得、これは電圧レギュレータ出力キャパシタにおける電圧遷移を起こし得る。周期的負荷電流変化を有する、電圧レギュレータ駆動ディスプレイ又はその他のシステムでは、不快な可聴ノイズが出力キャパシタにより生成され得る。電圧レギュレータの出力における電圧遷移を低減するための一般的な要望、及び特に、電圧レギュレータの出力キャパシタから可聴ノイズを低減するための要望がある。
【図面の簡単な説明】
【0004】
図1】従来技術の電圧レギュレータの例示の実施例の概略ブロック図である。
【0005】
図2A図1(従来技術)の電圧レギュレータにおける電流波形を図示するタイミング図である。
図2B図1(従来技術)の電圧レギュレータにおける電圧波形を図示するタイミング図である。
図2C図1(従来技術)の電圧レギュレータにおける信号波形を図示するタイミング図である。
【0006】
図3】改善された電圧レギュレータの例示の実施例の概略ブロック図である。
【0007】
図4A図3の電圧レギュレータにおける信号及び電圧波形を図示するタイミング図である。
図4B図3の電圧レギュレータにおける信号及び電圧波形を図示するタイミング図である。
図4C図3の電圧レギュレータにおける信号及び電圧波形を図示するタイミング図である。
図4A図3の電圧レギュレータにおける信号及び電圧波形を図示するタイミング図である。
【0008】
図5図3の電圧レギュレータの一部の例示の実施例のための付加的な詳細を図示する概略ブロック図である。
【0009】
図6図3の電圧レギュレータの一部の例示の実施例のための付加的な詳細を図示する概略ブロック図である。
【0010】
図7】電圧レギュレータにおける周期的出力電圧リップルを低減するための方法の例示の実施例のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0011】
図1は、電力を負荷108に提供するための従来技術の電圧レギュレータ100の一例を図示する。負荷108はレジスタとして示されるが、概して負荷108は、変化する電流需要を有するシステムであり得る。例示される電圧レギュレータ100(図示及び説明を助けるため簡略化されている)は、DC−DCコンバータ102及びフィードバック回路要素104を含む。DC−DCコンバータ102は、入力電圧VINにおける電力を、出力電圧VOUTにおける電力に変換する。入力電圧VINは出力電圧VOUTより大きくし得、或いは、出力電圧VOUTは入力電圧VINより大きくし得る。DC−DCコンバータ02は線形回路であり得、又はそれはスイッチング回路であり得る。フィードバック回路104は、出力電圧VOUTを基準電圧VREFと比較し、一定の出力電圧VOUTを保つため、DC−DCコンバータ102に、より多い又はより少ない電流を生成させるフィードバック信号SFBを生成する。出力キャパシタ106が、DC−DCコンバータをスイッチングするために重要である。全てのタイプのDC−DCコンバータに対し、出力キャパシタ106は、出力電圧上のリップルを低減することを助け、また、負荷電流LOADにおける急激な変化に起因する出力電圧遷移を低減することを助ける。
【0012】
図2A図2Cは、図1の例示の電圧レギュレータ100に関連する種々の例示の波形を図示する。図2Aの例において、システム108に対する負荷電流iLOADは、時間t及びtに急激に増大し、時間t及びtに急激に減少して、周期的に変化する。
【0013】
図2Bにおいて、図1の電圧レギュレータ100は、図2Aに示した負荷電流変化に即時に応答することができない。負荷電流iLOADが増大するとき(t、t)、DC−DCコンバータ102によって提供される電流(iOUT)は不充分であり、出力キャパシタ106が放電し始めるにつれて出力電圧VOUTが減少し始める。閉ループ電圧レギュレータシステムが、応答するため及び出力電圧VOUTを所望の電圧に戻すために有限量の時間がかかるため、時間t及びtに出力電圧VOUT上に負の電圧遷移が生成される。同様に、負荷電流iLOADが減少するとき(t、t)、DC−DCコンバータ102は、負荷110が必要とするより多い電流(iOUT)を提供し、キャパシタ106が変化し始めるにつれて出力電圧VOUTは増大し始める。この場合も、閉ループ電圧レギュレータシステムが応答するために有限量の時間がかかり、時間t及びtに出力電圧VOUT上に正の電圧遷移が生成される。VOUT上の電圧遷移が充分に大きい場合、及び電圧遷移の周波数が人間の聴覚帯域内である場合、出力キャパシタ106は不快な聴覚ノイズを生成し得る。
【0014】
図1において、フィードバック信号SFBは、DC−DCコンバータ102の電流出力を制御する。図2Cにおいて、時間t及びtに、閉ループ電圧レギュレータ応答時間が、iOUT(DC−DCコンバータ102の電流出力)を増大させるためにフィードバック信号SFBを一層高いレベルまでゆっくり増大させ、時間t及びtに、iOUTを低減させるために電圧レギュレータ閉ループ応答時間にフィードバック信号SFBを一層低いレベルまでゆっくりと減少させる。
【0015】
図3は、付加的なフィードフォワード回路要素が付加された図1の電圧レギュレータ100である、改善された電圧レギュレータ300の例示の実施例を図示する。信号SLOADは、電圧レギュレータ300により電力供給され、システム108により要求される電流を示す、システム108からの信号である。より具体的には、信号SLOADは、システム108が電流の変化を必要とすることを示し、それにより電圧レギュレータ300が負荷電流における急激な変化を予知することを可能にする。フィードフォワード回路302は、フィードバック信号SFBに結合されるフィードフォワード信号SFFを生成するために信号SLOADを用いる。フィードフォワード回路302はまた、電圧レギュレータ出力電圧VOUTを受信する。フィードフォワード回路302は、フィードフォワード電圧出力VFFを生成するためにVOUT及び信号SLOADを用いる。フィードフォワード信号SFFは可変振幅を有し、フィードフォワード信号SFFの振幅は、フィードフォワード電圧出力VFFの振幅である。図3において、改変されたフィードバック信号SFBは、(図2Cに図示するような)フィードバック回路要素104の出力とフィードフォワード信号SFFの和である。信号SLOAD、SFF、及び、SFFのSFBに対する寄与、及び、その結果の改変されたSFB図4A図4Dに図示する。
【0016】
典型的に、電圧レギュレータが、負荷電流が変わろうとすることを予知することはできない。信号SLOAD及びフィードフォワード回路302により、電圧レギュレータ300は、フィードバックループにおいて感知されるべき充分な電流変化がある少し前、及び感知されるべき出力電圧VOUT上の如何なる遷移がある少し前に、電流変化を予知することができる。フィードフォワード信号SFFは、図2Cにあるような比較的遅い閉ループ応答ではなく、改変されたフィードバック信号SFBが信号SLOADに即時に(しかし、短く)応答するように、フィードバック信号SFBを改変する。フィードフォワード信号SFFは、信号SLOADの各ステップ変化の直後にフィードバック信号SFBにスパイクを付加する(その後減衰が続く電圧におけるステップ)。図3の例において、フィードフォワード信号SFFは、フィードバック信号SFBに容量性結合されるが、容量性結合は必ずしも必要とされない。容量性結合は、信号SLOADにおける各ステップ後に短い信号を提供する方式の単なる一例である。信号SLOADが周期的であるとき、フィードフォワード回路302は、出力電圧VOUT上の対応する周期的電圧遷移が本質的になくされるように時間にわたってフィードフォワード信号SFFの振幅(フィードフォワード信号SFFの振幅はフィードフォワード電圧出力VFFの振幅である)を調節することができる。
【0017】
図4Aにおいて、信号SLOADは、電圧レギュレータ300により電力供給されるシステム108からの信号である。信号SLOADは、変化するシステム電流に対応する信号、例えばシステム108の状態を変え得るコントローラにおける信号、である。例えば、SLOADは、ディスプレイリフレッシュ信号、又は周期的パルス幅変調ディスプレイバックライトのための信号であり得る。図4Aの例において、SLOADが高であるとき負荷電流iLOADが高く、SLOADが低であるとき負荷電流iLOADが低い。
【0018】
図4Bにおいて、フィードフォワード信号SFFは、負荷信号SLOADと同じタイミングを有するが、可変振幅(フィードフォワード信号SFFの振幅は、フィードフォワード電圧出力VFFの振幅である)を有する信号である。図3の例では、改変されたフィードバック信号SFBは、フィードバック回路要素104(図2Cに図示するように)の出力及び容量性結合されたフィードフォワード信号SFFの和である。
【0019】
図4Cにおいて、信号SFB(SFF)は、改変されたフィードバック信号SFBに対するフィードフォワード信号SFFの寄与である。SFB(SFF)は、時間t及びtに正のステップをフィードバック信号SFBに付加し、レジスタ304及びキャパシタ306によって決まるように各ステップが減衰する。SFB(SFF)は、時間t及びtに負のステップをフィードバック信号SFBに付加し、レジスタ304及びキャパシタ306によって決まるように各ステップが減衰する。この場合も、容量性結合は、VLOADにおける各ステップに対する短い応答を実装するための単なる一例である。ステップの可変振幅は、フィードフォワード回路302からのフィードフォワード電圧出力VFFの振幅である。
【0020】
図4Dは、(図2Cに図示するような)フィードフォワード信号SFFからの減衰するステップがフィードバック回路104の出力に付加されるときのフィードバック信号SFBを図示する。結果のフィードバック信号SFBは、本質的に瞬時の立ち上がり及び立ち下がり時間を有する。フィードバック信号SFBの早い立ち上がり及び立ち下がり時間は、DC−DCコンバータ102に、時間t、t、t、及びt図2Cに示す一層遅い閉ループ応答時間に比して即時に、負荷電流変化に応答させる。事実上、フィードフォワード回路302は、DC−DCコンバータ回路102に、出力電圧VOUT上の如何なる変化がある前に負荷電流変化に応答させ、周期的負荷電流変化に起因するVOUT上の周期的電圧遷移が本質的になくされる。VOUT上の周期的電圧遷移をなくす結果、出力キャパシタ106からの可聴ノイズがなくなる。
【0021】
図5は、スイッチングDC−DCコンバータ502を用いた、図3の電圧レギュレータ300の例示の実施例に対する付加的な詳細を図示する。図5において、DC−DCコンバータ502は、図3のDC−DCコンバータ102の1つの可能な例を図示する。DC−DCコンバータ502は、スイッチングDC−DCブーストコンバータ(出力電圧VOUTは入力電圧VINより高い)の一例である。DC−DCコンバータ502は、インダクタ504、電子的スイッチ(トランジスタ)506、及びダイオード508を含む。出力キャパシタ510は、DC−DC変換プロセスの重要なエネルギー蓄積構成要素であり、出力キャパシタ510は出力電圧遷移を低減することを助ける。スイッチ506が開であるとき、電流が入力VINから及びインダクタ504における蓄積エネルギーから負荷512へ及び出力キャパシタ510へ流れる。スイッチ506が閉であるとき、エネルギーがインダクタ504に蓄積され、負荷512への電流が、出力キャパシタ510における蓄積されたエネルギーから流れる。例示の電圧レギュレータ500は、出力電圧をレギュレートするため出力電圧VOUTからのフィードバックを用いる。増幅器514が、出力電圧VOUTを基準電圧VREFと比較する。補償ネットワーク516が、閉ループ電圧レギュレーションシステムのための安定性を確実にする。多くの市販の電圧レギュレータは、補償ネットワークのための外部接続(VCOMPと呼ばれる)を有することに留意されたい。従って、図3又は図5の回路は、市販の集積回路のための外部回路として実装され得、又は図3又は図5の回路が統合され得る。パルス幅変調(PWM)回路518が、一定の出力電圧を保つようにスイッチ506のデューティサイクルを制御する。デューティサイクルが増大するとき(つまり、各スイッチングサイクルの一層長い部分に対しスイッチ506が閉であるとき)、各スイッチングサイクルの間一層多い電流が負荷512に供給される。デューティサイクルが減少する場合、各スイッチングサイクルの間一層少ない電流が負荷512に供給される。負荷変化により電流が必要とされる場合、出力電圧VOUTを変えるため、及び増幅器514が出力電圧変化を感知するため、及びPWM回路518が出力電圧VOUTをターゲット電圧まで戻すようにスイッチ506のデューティサイクルを変えるために、有限量の時間がかかる。
【0022】
スイッチングDC−DCコンバータ設計において多くのバリエーションがある。ダイオード506は、別の電子的スイッチによって置き換えられてもよい。ステップダウンDC−DCコンバータでは、入力電圧VINは出力電圧VOUTより高く、一つ又は複数のスイッチが入力電圧とインダクタの間にある。スイッチのオン時間又はオフ時間は一定であり得、スイッチング周波数は変更され得る。スイッチのデューティサイクル及びスイッチングの周波数はいずれも変更され得る。複数のフィードバックループがあり得る。図5の特定の回路は、例示の目的のためスイッチングDC−DCコンバータの単なるの一例を用いた電圧レギュレータの単なるの一例である。本発明は、他のタイプのDC−DCコンバータを用いる電圧レギュレータに等しく適用し、本発明は、線形電圧レギュレータに等しく適用する。
【0023】
図6は、図3に図示するフィードフォワード回路302の例示の実施例の付加的な詳細を図示する。第1に、出力において、フィードフォワード信号SFF、フィードフォワード電圧出力VFF、レジスタ304、及びキャパシタ306は、図3に図示するようなものであることに留意されたい。図6において、インバータ624が負荷信号SLOADを反転する。信号反転されたSLOADにより制御されるトランジスタスイッチ622が、信号反転されたSLOADの各遷移においてフィードフォワード信号SFFにおけるステップを生成し、フィードフォワード信号SFFにおける各ステップが、抵抗304及び静電容量306によって決まるように減衰する。フィードフォワード信号SFFにおける各ステップの大きさは、増幅器616により制御されるように、フィードフォワード電圧出力VFFの大きさである。入力段階において、キャパシタ602及びレジスタ604がハイパスフィルタを形成する。ハイパスフィルタの出力はトランジスタ610によりゲーティングされる。トランジスタ610は、信号反転されたSLOADの高・低遷移後の短い時間を除きハイパスフィルタの出力を接地する。つまり、キャパシタ606及びレジスタ608を用いて、信号反転されたSLOADの高・低遷移がスパイク(その後減衰が続く電圧におけるステップ)を生成し、スパイクはトランジスタ610をしばらくの間がオフにし、これによりハイパスフィルタの出力をレジスタ612に渡すことが可能となる。増幅器616、キャパシタ614、及びレジスタ612が積分器を形成する。本質的に、積分器は、信号反転されたSLOADの各高・低遷移の直後に起こるVOUTのAC遷移を積分する(図4A、t、t)。積分器は、(反転されたSLOAD各高・低遷移の直後に起こる)VOUTのAC遷移を駆動するためフィードフォワード電圧出力VFFをゼロに調節する。VOUT図2B)上の電圧遷移が対称であると仮定すると、図示するような回路は、信号反転されたSLOADの高・低遷移にのみ応答してフィードフォワード電圧出力VFFを調節することに留意されたい。何らかの理由で信号反転されたSLOADにおける上昇及び下降が非対称である場合、フィードフォワード回路302におけるような第2のフィードフォワード回路が、低・高遷移のために付加され得る。増幅器618及びダイオード620は、用いられている増幅器のタイプに応じて任意選択である。1つの特定の実施例において、バイポーラ増幅器が用いられ、そのため、Vの負の値を避けるために増幅器618及びダイオード620が必要とされる。
【0024】
回路302はフィードフォワード及びフィードバック特性両方を有することに留意されたい。典型的に、フィードフォワード制御回路は、出力の変化とは関係なく出力を制御する。回路302は、それが、出力VOUTの変化とは無関係である外部信号SLOADに応答して出力VOUTを制御するという点で、フィードフォワード特性を有する。回路302は更に、フィードフォワード信号SFFの振幅を調節するために出力VOUTの変化が用いられるという点で、フィードバック特性を含む。
【0025】
図7は例示の方法700を図示する。工程702で、電圧レギュレータが、電圧レギュレータにより電力供給される負荷から負荷信号を受信する。工程704で、電圧レギュレータは、電圧レギュレータの出力電圧に応答して及び負荷信号に応答して電圧レギュレータの出力電流を制御する。
【0026】
当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得ること、及び多くの他の実施例が可能であることが分かるであろう。
図1
図2A
図2B
図2C
図3
図4A
図4B
図4C
図4D
図5
図6
図7