特許 6469332 電動機駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】6469332

(24)【登録日】2019年1月25日

(45)【発行日】2019年2月13日

(54)【発明の名称】電動機駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/06 20060101AFI20190204BHJP

【ＦＩ】

   H02P27/06

【請求項の数】13

【全頁数】26

(21)【出願番号】特願2018-561745(P2018-561745)

(86)(22)【出願日】2018年9月7日

(86)【国際出願番号】JP2018033223

【審査請求日】2018年11月22日

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】505139458

【氏名又は名称】Ｕ−ＭＨＩプラテック株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100100077

【弁理士】

【氏名又は名称】大場 充

(74)【代理人】

【識別番号】100136010

【弁理士】

【氏名又は名称】堀川 美夕紀

(74)【代理人】

【識別番号】100130030

【弁理士】

【氏名又は名称】大竹 夕香子

(74)【代理人】

【識別番号】100203046

【弁理士】

【氏名又は名称】山下 聖子

(72)【発明者】

【氏名】滝井 卓

【審査官】 佐々木 佳祐

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００１−１１９９７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−２３１６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−３８８４７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２７／００−２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

個体数Ｎの第一３相交流電動機を含む第一モータ群と、
個体数Ｎの第二３相交流電動機を含む第二モータ群と、
前記第一３相交流電動機の第一ステータと前記第二３相交流電動機の第二ステータとを電気的に導通させ、かつ、接地される導体と、
前記第一３相交流電動機と前記第二３相交流電動機の駆動を制御する制御部を備え、
前記制御部は、
前記第一３相交流電動機の各相の交流電流をそれぞれ独立に制御する第一スイッチング要素からなる第一スイッチング要素群と、
前記第二３相交流電動機の各相の交流電流をそれぞれ独立に制御する第二スイッチング要素からなる第二スイッチング要素群と、を備え、
前記第一スイッチング要素群において、高電位側の回路を開く前記第一スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く前記第一スイッチング要素の個数を差し引いた第一スイッチング総和数Ｍ１と、
前記第二スイッチング要素群において高電位側の回路を開く前記第二スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く前記第二スイッチング要素の個数を差し引いた第二スイッチング総和数Ｍ２と、の値を、正（＋）と負（−）の符号を逆とするように制御する、
ことを特徴とする電動機駆動装置。

【請求項2】

前記第一３相交流電動機と前記第二３相交流電動機が同期して制御され、
前記第一スイッチング要素群の前記第一スイッチング要素と、前記第二スイッチング要素群の前記第二スイッチング要素を、互いに逆位相の交流電流が供給されるように制御される、
請求項１に記載の電動機駆動装置。

【請求項3】

前記第一スイッチング要素群の前記第一スイッチング要素の動作により生じる、正または負の第一ノイズと、
前記第二スイッチング要素群の前記第二スイッチング要素の動作により生じる、負または正の第二ノイズと、が同期して生ずる、
請求項２に記載の電動機駆動装置。

【請求項4】

前記第一スイッチング要素による前記第一３相交流電動機に対する第一スイッチング動作と、前記第二スイッチング要素による前記第二３相交流電動機に対する第二スイッチング動作と、の間に、前記スイッチング動作の周期の半周期の分に相当する位相差を設ける、
請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

【請求項5】

前記第一ステータに巻き回される第一巻線コイルと、前記第二ステータに巻き回される第二巻線コイルと、はコイルの巻き回しの向きが逆であり、
前記制御部は、
前記第一３相交流電動機と前記第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御する、
請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

【請求項6】

前記制御部は、
前記第一巻線コイルと前記第二巻線コイルに電圧を負荷したままで前記第一３相交流電動機および前記第二３相交流電動機を停止させている状態で、
前記第一３相交流電動機と前記第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御する、
請求項５に記載の電動機駆動装置。

【請求項7】

前記第一モータ群と前記第二モータ群はともに前記個体数Ｎが１であり、
前記制御部は、
前記第一３相交流電動機と前記第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御する、
請求項５または請求項６に記載の電動機駆動装置。

【請求項8】

前記第一モータ群と前記第二モータ群はともに前記個体数Ｎが同じ２以上の数であり、
前記制御部は、
複数の前記第一３相交流電動機の全てに同じ向きに電流を供給するように制御するとともに、
複数の前記第二３相交流電動機の全てに同じ向きであって、前記第一３相交流電動機とは逆向きの電流を供給するように制御する、
請求項５または請求項６に記載の電動機駆動装置。

【請求項9】

前記第一３相交流電動機における第一巻線コイルと、前記第二３相交流電動機における第二巻線コイルと、はコイルの巻き回しの向きが同じであり、
前記第一ステータと前記第二ステータは、界磁角度において半周期だけ位置をずらして配置される、
請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

【請求項10】

前記第一３相交流電動機は複数組の前記第一ステータを備え、
前記第二３相交流電動機は複数組の前記第二ステータを備える、
請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

【請求項11】

前記第一３相交流電動機は複数組の前記第一ステータを備え、
前記第二３相交流電動機は複数組の前記第二ステータを備える、
請求項９に記載の電動機駆動装置。

【請求項12】

複数組の前記第一ステータのそれぞれに巻き回される複数の第一巻線コイルと前記第一スイッチング要素を電気的に接続する第一動力ケーブルと、
複数組の前記第二ステータのそれぞれに巻き回される複数の第二巻線コイルと前記第二スイッチング要素を電気的に接続する第二動力ケーブルと、を備え、
前記第一動力ケーブルと前記第二動力ケーブルの同じ相同士が束ねられている、
請求項１０または請求項１１に記載の電動機駆動装置。

【請求項13】

前記第一巻線コイルおよび前記第二巻線コイルのいずれか一方又は双方は、
互いに巻き回しの向きが逆の一対のコイルを同軸上に巻き回されている、
請求項１〜請求項１２のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、対地への漏洩電流を低減できる電動機駆動装置に関する。

【背景技術】

【0002】

電動駆動の射出成形機において、同期制御される複数の射出装置のスクリュ前後進用サーボモータ（例えば、特許文献１のサーボモータ（１０））や複数の型締装置の型開閉用サーボモータ（例えば、特許文献２のサーボモータ（２７））がある。
これらのサーボモータは、整流回路において交流電源の電圧が直流電圧に整流され、さらにこの直流電圧は半導体スイッチング素子でＯＮ／ＯＦＦさせるタイミングが調整される。こうして、これらのサーボモータは、直流電圧の増減および周波数を変換した出力であるインバータ回路出力が駆動電力として供給される。

【0003】

それぞれのサーボモータは、例えば自己のステータと電気的に導通した導体が、それぞれのサーボモータが独立した接地端を介して大地アースに接続される。なお、以下では大地アースを単にアースと称する。ところが、サーボモータのステータと各相巻線との間には浮遊容量成分が発生してしまう。インバータ回路の半導体スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするスイッチングにより発生する電源ノイズが電源電流とともにサーボモータの各相巻線に供給される。この電源ノイズが、浮遊容量成分および接地端を介して、対地へ漏洩電流として流出および流入する。
この流出入する漏洩電流は、その周波成分がラインノイズとして他のサーボモータの制御電流に重畳される。これにより、モータ制御の信頼性を損なうのに加えて、騒音問題、サーボモータの誤作動が発生するおそれがある。

【0004】

漏洩電流によるラインノイズを低減させる方法として、例えば、特許文献３が提案されている。
特許文献３は、交流電源からの電力にて電動機を駆動する電動機駆動装置またはこの電動機のいずれかから対地に流れる零相電流を検出する漏洩電流検出部と、漏洩電流検出部で検出された零相電流を入力して、交流電源に同期した周期性の制御信号を生成する漏洩電流制御部と、を備える電力変換装置を提案する。この電力変換装置は、制御信号を入力して、零相電流と逆位相となる逆相電流を生成して出力し、零相電流を対地に流入させて、漏洩電流と相殺させている。

【0005】

特許文献３の提案によれば、漏洩電流によるラインノイズを低減できるものの、漏洩電流検出部が付加的な機器として必要であり、この検出部の射出成形機への取付構造の複雑化、高コスト化に繋がる。また、漏洩電流検出部で検出された漏洩電流を相殺する逆相電流を正確かつ高精度に応答時間に遅れが生じないようにすることは極めて困難である。したがって、現実的には逆相電流は応答時間の分だけ位相がずれてしまい、そのずれ量に応じた漏洩電流が生ずる可能性がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２００１−３４１１７６号公報

【特許文献2】特開２００４−３１４４９１号公報

【特許文献3】特許第６１９５６７６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

以上より、本発明は、特許文献３の漏洩電流検出部に例示される機器を付加することなく、漏洩電流を効果的に低減できる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の電動機駆動装置は、個体数Ｎの第一３相交流電動機を含む第一モータ群と、個体数Ｎの第二３相交流電動機を含む第二モータ群と、第一３相交流電動機の第一ステータと第二３相交流電動機の第二ステータとを電気的に導通させ、かつ、接地される導体と、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機の駆動を制御する制御部を備える。
本発明における制御部は、第一３相交流電動機の各相の交流電流をそれぞれ独立に制御するスイッチング要素からなる第一スイッチング要素群と、第二３相交流電動機の各相の交流電流をそれぞれ独立に制御するスイッチング要素からなる第二スイッチング要素群と、を備える。
本発明における制御部は、第一スイッチング要素群において、高電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数を差し引いた第一スイッチング総和数Ｍ１と、第二スイッチング要素群において高電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数を差し引いた第二スイッチング総和数Ｍ２の値を、正（＋）と負（−）の符号を逆とするように制御する、ことを特徴とする。
なお本発明において、「回路が開く」とはスイッチング素子がＯＮして回路が通電することを意味する。

【0009】

本発明の電動機駆動装置は、好ましくは、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機が同期して制御され、第一スイッチング要素群の第一スイッチング要素と、第二スイッチング要素群の第二スイッチング要素を、互いに逆位相の交流電流が供給されるように制御する。

【0010】

本発明の電動機駆動装置は、好ましくは、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機の駆動を制御する制御部を備える。
この制御部は、第一３相交流電動機に供給する交流電流を制御する第一スイッチング要素と、第二３相交流電動機に供給する交流電流を制御する第二スイッチング要素と、を備え、第一スイッチング要素による第一３相交流電動機に対する第一スイッチング動作と、第二スイッチング要素による第二３相交流電動機に対する第二スイッチング動作と、の間に、スイッチング動作の周期の半周期の分に相当する位相差を設ける。
本発明によれば、第一スイッチング要素群の第一スイッチング要素の動作により生じる、正または負の第一ノイズと、第二スイッチング要素群の第二スイッチング要素の動作により生じる、負または正の第二ノイズと、が同期して生ずる。

【0011】

本発明の電動機駆動装置は、好ましくは、第一ステータに巻き回される第一巻線コイルと、第二ステータに巻き回される第二巻線コイルと、はコイルの巻き回しの向きが逆である。この場合、制御部は、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御することができる。
この制御部は、第一巻線コイルと第二巻線コイルに電圧を負荷したままで第一３相交流電動機および第二３相交流電動機を停止させている状態で、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御できる。

【0012】

本発明の電動機駆動装置において、第一モータ群と第二モータ群はともに個体数Ｎが１である場合には、制御部は、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機に逆向きの電流を供給するように制御できる。
また、本発明の電動機駆動装置において、第一モータ群と第二モータ群はともに個体数Ｎが同じ２以上の数である場合には、制御部は、複数の第一３相交流電動機の全てに同じ向きに電流を供給するように制御するとともに、複数の第二３相交流電動機の全てに同じ向きであって、第一３相交流電動機とは逆向きの電流を供給するように制御することができる。

【0013】

本発明の電動機駆動装置において、第一３相交流電動機における第一巻線コイルと、第二３相交流電動機における第二巻線コイルと、はコイルの巻き回しの向きが同じである場合には、第一ステータと第二ステータを、界磁角度において半周期だけ位置をずらして配置できる。

【0014】

本発明の電動機駆動装置において、第一３相交流電動機は複数組の第一ステータを備え、第二３相交流電動機は複数組の第二ステータを備えることができる。
第一３相交流電動機における第一巻線コイルと、第二３相交流電動機における第二巻線コイルと、はコイルの巻き回しの向きが同じである場合には、第一ステータと第二ステータを、界磁角度において半周期だけ位置をずらして配置できる。

【0015】

本発明の電動機駆動装置において、複数組の第一ステータのそれぞれに巻き回される複数の第一巻線コイルと第一スイッチング要素を電気的に接続する第一動力ケーブルと、複数組の第二ステータのそれぞれに巻き回される複数の第二巻線コイルと第二スイッチング要素を電気的に接続する第二動力ケーブルと、を備えることがある。この場合には、第一動力ケーブルと第二動力ケーブルの同じ相同士が束ねられていることが好ましい。

【0016】

本発明の電動機駆動装置において、第一巻線コイルおよび第二巻線コイルのいずれか一方又は双方は、互いに巻き回しの向きが逆の一対のコイルを同軸上に巻き回されていてもよい。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、高電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数を差し引いた第一スイッチング総和数Ｍ１の値と、第二スイッチング要素群において高電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数から低電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数を差し引いた第二スイッチング総和数Ｍ２の値とが正（＋）と負（−）の符号が逆である。したがって、特に第一スイッチング要素群で高電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数と第二スイッチング要素群で低電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数を同一とするとともに、第一スイッチング要素群で低電位側の回路を開く第一スイッチング要素の個数と第二スイッチング要素群で高電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数を同一としたとする。そうすると、第一３相交流電動機と第二３相交流電動機のそれぞれの相巻線側と対地側の電位差に起因した静電誘導により浮遊容量成分を介して、対地側のステータに誘起されて発生する漏洩電流（電荷）に対して、第二モータ群のステータに同様に発生する漏洩電流（電荷）は符号が正負逆の等価の電流となる。
本発明によれば、第一ステータと第二ステータは電気的に導通しているから、第一ステータと第二ステータとは、互いに誘起される電荷をやり取りして相互補完するだけとなるため、第一ステータと第二ステータの間で電荷が保存する。よって第一ステータと第二ステータを一体と考えると対地との電位差がないので、対地に第一ステータと第二ステータの間の電荷が流出することはないため、漏洩電流が対地に流出するのを防止できる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の第１実施形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。

【図2】第１実施形態によりノイズが相殺される作用を説明する図である。

【図3】第１実施形態によりノイズが相殺される作用を説明するその他の図である。

【図4】第１実施形態によりノイズが相殺される作用を説明するその他の図である。

【図5】本発明の第２−１実施形態に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。

【図6】本発明の第２−２実施形態に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。

【図7】本発明の第２−２実施形態に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。

【図8】本発明の第３実施形態に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。

【図9】本実施形態に係る３相交流電動機の好ましいコイルを示す斜視図である。

【図10】図９のＸ断面におけるコイル周囲の電位を説明する図である。

【図11】単一の３相交流電動機のノイズ波形を示す図である。

【図12】（ａ）はインバータ主回路と３相交流電動機の組み合わせにおいて、３相交流電動機のコイルとステータの間の浮遊容量を対地に対するコンデンサとして示すブロック図であり、（ｂ）はインバータ主回路を動作させたときにコンデンサに生じる電荷の一例を示すブロック図である。

【図13】（ａ）はインバータ回路の一方の側のスイッチング素子が全てＯＮ、他方の側のスイッチング素子が全てＯＦＦのときのコンデンサへの電流流入の状態を示している。（ｂ）はインバータ回路の一方の側のスイッチング素子が全てＯＦＦ、他方の側のスイッチング素子が全てＯＮのときのコンデンサへの電流流入の状態を示している。

【図14】インバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数から低電位側の回路を開く半導体スイッチング要素の個数を差し引いた数と、インバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数から低電位側の回路を開く半導体スイッチング要素の個数を差し引いた数とが絶対値が同じでかつ正（＋）と負（−）の符号が逆になる組み合わせを示す表である。

【図15】互いに逆位相をなしている電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価ではなく電位の偏っている場合のノイズが相殺される作用を説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、添付図面を参照しながら、本発明を例示するいくつかの実施形態を説明する。
〔第１実施形態〕
第１実施形態に係る電動機駆動装置１０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換し、さらに変換された直流電流を交流に変換して３相交流電動機に供給して、３相交流電動機を駆動する。本実施形態において、３相交流電動機をサーボモータ３にて示すが、本発明における３相交流電動機はサーボモータに限らず、誘導電動モータ、同期電動モータ、ＰＭ（Permanent Magnet）モータなどインバータ回路により駆動される３相交流による電動モータ（アクチュエータ）あるいは発電機を含み、これらであれば同様の作用、効果を得ることができる。

【0020】

［全体構成］
第１実施形態は、図１に示すように、２台のサーボモータ３Ａ，３Ｂを備え、２台のサーボモータ３Ａ，３Ｂのそれぞれに対応するようにインバータ回路２０（２０Ａ，２０Ｂ）が設けられている。以下では、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がない場合には単にサーボモータ３と表記し、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がある場合にはサーボモータ３Ａ、サーボモータ３Ｂと表記する。インバータ回路２０およびその構成要素についても同様に扱われる。

【0021】

インバータ回路２０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する整流器１１と、整流器１１とインバータ主回路１５の間に設けられ平滑コンデンサ１３と、整流器１１からの直流電流を受けてサーボモータ３を駆動するインバータ主回路１５と、を主たる構成要素として備える。
また、インバータ回路２０は、インバータ主回路１５を制御するインバータ制御部１７を備える。インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５を構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。図１では単一のインバータ制御部１７によりインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの双方を制御するように示されているが、インバータ主回路１５Ａに対応するインバータ制御部とインバータ主回路１５Ｂに対応するインバータ制御部とに区分されていてもよい。

【0022】

インバータ制御部１７は、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂに互いに逆位相の交流電流を供給するように、インバータ主回路１５Ａとインバータ主回路１５Ｂのそれぞれを構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。
インバータ制御部１７は、サーボモータ３の電流を検出し、かつ、平滑コンデンサ１３の電圧を検出して、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。
また、インバータ制御部１７は、サーボモータ３Ａ，３Ｂのぞれぞれのエンコーダからの情報をもとに、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂの動作を互いに同期制御する。

【0023】

［サーボモータ３］
サーボモータ３は、図１に示すように、三相交流のサーボモータからなり、それぞれが巻線からなる三つのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが巻き回される導電体からなるステータ３２（３２Ａ，３２Ｂ）と、を備えている。サーボモータ３は、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよびステータ（固定子）３２に加えて、ステータ３２の内側に回転可能に設けられるロータ（回転子）などを備えているが、図１においては図示が省略されている。第２実施形態以降も同様である。ロータは永久磁石からなる場合もあればコイル、カゴからなる場合もある。

【0024】

サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂは、同じ仕様を有しており、その動作が互いに同期制御される。サーボモータ３Ａは本発明における第一モータ群および第二モータ群の一方に対応し、サーボモータ３Ｂは本発明における第一モータ群および第二モータ群の他方に対応する。第１実施形態は、第一モータ群および第二モータ群のそれぞれにおけるサーボモータ３の個体数Ｎは１で同じ値である。
サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂは、双方のステータ３２Ａとステータ３２Ｂが導体３３により電気的に導通されている。この導体３３は対地Ｅに接続されている。

【0025】

［整流器１１］
整流器１１は、電流を一方向にだけ流す整流作用を有する素子からなり、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する。整流器１１は、例えば一対の整流ダイオードを備え、それらを交互に流れる交流を整流する。一対の整流ダイオードに交流を交互に流すために、例えば、整流器１１は一対の整流ダイオードのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子を備える。なお、整流器１１を回生または発電により電流を電動機側から整流器１１の側に供給可能なコンバータと置き換えることも可能である。

【0026】

［平滑コンデンサ１３］
平滑コンデンサ１３は、整流器１１による整流後も発生するリップルを抑え、より直流に近い電流が得られるように信号を平滑化する。整流後に平滑コンデンサ１３を挿入することにより、電圧が高い時には蓄電し、電圧が低い時には放電するので、電圧の変動を抑える効果を奏する。

【0027】

［インバータ主回路１５（１５Ａ，１５Ｂ）］
インバータ主回路１５は、図１に示すように、サーボモータ３に備えられたｕ相、ｖ相、ｗ相のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを含んで構成されている。半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはそれぞれ一対ずつ設けられており、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと、に区分されている。

【0028】

インバータ主回路１５は、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング、つまりＯＮおよびＯＦＦにより生成された駆動電流をインバータ回路出力としてコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給する。
半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、その他の半導体素子から構成できる。

【0029】

［インバータ制御部１７］
インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂを構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。この制御を通じて、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂは、サーボモータ３Ａ，３Ｂを同期制御させる。
インバータ制御部１７は、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂには、互いに逆位相の電流が供給されるように、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。これは、インバータ制御部１７によるインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの一方のスイッチング周期を、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの他方のスイッチング動作の周期より半周期の位相分だけ遅らせることにより実現される。

【0030】

［ノイズ波形］
ここで、図１１には、本実施形態が対象とするノイズ波形が示されている。このノイズ波形は、単一のサーボモータのものである。インバータ主回路１５のスイッチングに同期して、図１１に示すように、負側のインパルスノイズＮｎと正側のインパルスノイズＮｐが繰り返して現れる。ノイズＮｎとノイズＮｐの間隔がスイッチング動作の半周期Ｐ／２に相当し、隣接するノイズＮｎとノイズＮｎの間隔がスイッチング動作の１周期Ｐに相当する。

【0031】

［浮遊容量］
単一のインバータ主回路１５とサーボモータ３について、三相交流電源１（例えば、４００Ｖ）を整流した直流電源（例えば±２８２Ｖ）を想定する。サーボモータ３のコイル３１とステータ３２の間には、取り付け上の隙間が不可避的に生じ、この隙間が浮遊容量とみなされる。図１２（ａ）は、この浮遊容量を対地Ｅ（０Ｖ）に対してコンデンサＣとして示している。

【0032】

インバータ主回路１５の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮ、ＯＦＦを例えば図１２（ｂ）に示すようにしたとする。そうすると、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗへの電圧負荷、つまり電位上昇により、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとステータ３２にはそれぞれ正負が逆の電荷が生じる。ステータ３２、つまり対地Ｅの側の電荷は、静電誘導により誘起されたものである。なお、図１２（ｂ）のコンデンサＣに示される正負の電荷は一例であり、逆の場合もある。

【0033】

［対地Ｅに対する正のインパルスノイズ］
図１２（ａ）の構成において、インバータ主回路１５の上段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを全てＯＮとする一方、下段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを全て全てＯＦＦにしたとする。そうすると、サーボモータ３の電位は＋Ｖ（例えば＋２８２Ｖ）になる。これにより、図１３（ａ）に示すように、コンデンサＣにはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｐが流れる。
サーボモータ３Ａが、例えば、大型の射出成形機の射出装置を駆動するサーボモータであれば、対地Ｅに＋２０Ａ程度の電流Ｉが流れるため、大きな正のインパルスノイズが生じる。

【0034】

［対地Ｅに対する負のインパルスノイズ］
図１２（ａ）の構成において、インバータ主回路１５の上段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを全てＯＦＦとする一方、下段の三つの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを全て全てＯＮにしたとする。そうすると、サーボモータ３の電位は−Ｖ（例えば−２８２Ｖ）になる。これにより、図１３（ｂ）に示すように、コンデンサＣにはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｎが流れる。
サーボモータ３Ａが、例えば、大型の射出成形機の射出装置を駆動するサーボモータであれば、対地Ｅに−２０Ａ程度の電流Ｉが流れるため、大きな負のインパルスノイズが生じる。

【0035】

［インバータ主回路１５のスイッチング制御（モータ停止）］
いま、図１に示すように、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの三相の全てに電圧を負荷したままサーボモータ３Ａ，３Ｂを停止させているものとする。図１では一例として、インバータ主回路１５Ａの上段の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの三つが全てＯＮで、かつ、インバータ主回路１５Ａの下段の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの三つが全てＯＦＦである。また、インバータ主回路１５Ｂの上段の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの三つが全てＯＦＦで、かつ、インバータ主回路１５Ｂの下段の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの三つが全てＯＮである。

【0036】

このとき、サーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位は＋Ｖｃであり、コンデンサＣ１にはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｐが流れる。また、サーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電位は−Ｖｃであり、コンデンサＣ２にはこの電圧波形の微分波形電流Ｉｎが流れる。したがって、ＩｐとＩｎは等価で符号が逆の漏洩電流であるため、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂの間で漏洩電流が相殺され、対地Ｅには漏洩電流が流れない。仮に、サーボモータ３Ａの側の電位が−Ｖｃであり、サーボモータ３Ｂの側の電位が＋Ｖｃと正負が逆になっても、電流の向きが逆になるだけであるから、対地Ｅに漏洩電流が流れないことには変わりがない。

【0037】

［インバータ主回路１５のスイッチング制御（モータ駆動）］
次に、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂを同期して駆動する制御を説明する。
本実施形態においては、インバータ主回路１５Ａにおけるスイッチング動作とインバータ主回路１５Ｂにおけるスイッチング動作の間に半周期の分だけ、つまり１８０°だけ位相差を設ける。これにより、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、互いに逆位相の交流電流が供給され、サーボモータ３Ａの側で生じるノイズとサーボモータ３Ｂの側で生じるノイズが相殺される。

【0038】

図１，図２及び図１４に基づいてこのノイズ相殺の作用について説明する。
図１では、高電位側の電圧を＋Ｖ_Ｅ、低電位側の電圧を−Ｖ_Ｅとして示してある。またインバータ主回路１５Ａの回路が開いている半導体スイッチング素子を高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの３個の素子とし、インバータ主回路１５Ｂで回路が開いている半導体スイッチング素子を低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの３個の素子としている。これによりサーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂに負荷される電位を等価で符号が正負逆の電位とすることができる。
ただし、本発明のノイズ相殺を可能とするインバータ主回路１５Ａの高電位側および低電圧側の回路を開く半導体スイッチング素子のそれぞれの個数と、インバータ主回路１５Ｂの高電圧側および低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子のそれぞれの個数の好ましい組合せはこの限りではなく、図１４に示すような組合せがある。

【0039】

図１４において、サーボモータ３Ａに対応するインバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの個数（接続数）から低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの個数（接続数）を差し引いた数をＭ１とする。また、サーボモータ３Ｂに対応するインバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの個数（接続数）から低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの個数（接続数）を差し引いた数をＭ２とする。
例えば特に、インバータ主回路１５Ａの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数と、インバータ主回路１５Ｂの低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数、およびインバータ主回路１５Ａの低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数と、インバータ主回路１５Ｂの高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数がそれぞれ同一であれば、Ｍ１とＭ２は絶対値が同一でかつ正（＋）と負（−）の符号が逆になる。このような組合せは図１４に示すように１４１通りある。

【0040】

図２では、いま、インバータ主回路１５Ａの上段の半導体スイッチング素子１６ｕについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｖ，１６ｗについてはＯＦＦにする。また、インバータ主回路１５Ａの下段の半導体スイッチング素子１６ｖについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｗについてはＯＦＦにする。これにより、インバータ主回路１５Ａおよびサーボモータ３Ａには、白抜き矢印で示される電源電流が流れる。

【0041】

一方、インバータ主回路１５Ｂの上段の半導体スイッチング素子１６ｖについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｗについてはＯＦＦにする。また、インバータ主回路１５Ｂの下段の半導体スイッチング素子１６ｕについてはＯＮにし、半導体スイッチング素子１６ｖ，１６ｗについてはＯＦＦにする。これにより、インバータ主回路１５Ａおよびサーボモータ３Ａには、白抜き矢印で示される電源電流が流れる。

【0042】

電源電流とともにコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給される電源ノイズＮｎ，Ｎｐを図２に示す。この電源ノイズは、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作に伴う電荷の異常変動に基づいている。図２において、生じるタイミングを整合させてサーボモータ３Ａによる電源ノイズＮｐとサーボモータ３Ｂによる電源ノイズＮｎを記載している。
電源ノイズＮｐと電源ノイズＮｎは、上述したスイッチング動作に半周期の分だけ位相差を設けることにより、図２に示すように、生じるタイミンクが一致し同期しており、かつ正負の値が逆である。

【0043】

この過程において、電源ノイズＮｐおよび電源ノイズＮｎが生じる前のタイミングＴ１においては、コンデンサＣ１の側からコンデンサＣ２に向かう電流Ｉ（Ｔ１）が流れる。これに対して、電源ノイズＮｐおよび電源ノイズＮｎが生じた後のタイミングＴ２においては、コンデンサＣ２の側からコンデンサＣ１に向かう電流Ｉ（Ｔ２）が流れる。

【0044】

［コンデンサに対する電荷の挙動］
サーボモータ３に負荷される電位と対地Ｅの側の電位差からの静電誘導によりコンデンサＣの対地Ｅの側にそれぞれ誘起されて伝達する漏電電流および電源ノイズＮｐと電源ノイズＮｎの相殺には、コンデンサＣにおける電荷の挙動が関与する。そこで、図３を参照してこの電荷の挙動について説明する。

【0045】

図３に示すように、交流電圧の電源側電位Ｅｐが上昇、ピーク、下降する過程を想定する。
電位Ｅｐの上昇の過程（ＵＰ）では、コンデンサＣの電源側の電極ＥＬ１には正（＋）の電荷が集まる。電源側の正の電荷に負（−）の電荷が引き寄せられることで、コンデンサＣの対地Ｅの側の電極ＥＬ２には負（−）の電荷が集まる。
電流は電荷の移動（流れ）であり、負の電荷の移動と逆方向に電流が流れるので、電位Ｅｐが上昇する過程では、電流ＩはコンデンサＣから対地Ｅに向けて流れる。

【0046】

次に、電位の上昇が完了して電位がピークに達する。電位と電荷は比例関係にあるので、電源側に当たる電極ＥＬ１の側における正（＋）の電荷の増加が止まる。このときの電源側の正の電荷の増加が止まると対地Ｅの側の負の電荷の増加も止まる。このように、電位の上昇が完了してピークに達すると、電荷の移動が止まるので電流が止まる。

【0047】

最後に、電位Ｅｐの下降（ＤＯＷＮ）の過程では、電源側に当たる電極ＥＬ１の側における正の電荷が減少する。電源側の正の電荷が減少すると、対地Ｅの側の負の電荷も減少する。

【0048】

［コンデンサへの電荷の挙動に基づくノイズの相殺］
次に、以上で説明したコンデンサへの電荷の挙動に基づくノイズ相殺の作用について、図４を参照して説明する。
図４には、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎが示されており、一方が基準となり、他方が基準に対して１８０°だけ位相が遅れており、互いに逆位相をなしている。ここでは、両者の区別を明確にするために、基準となる一方をサーボモータ３Ａの側とし、他方をサーボモータ３Ｂの側として説明する。また、コンデンサＣの数はコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとステータ３２との隙間の数と同数存在するが、静電誘導により電荷が誘起されるのはインバータ主回路１５で半導体スイッチング素子がＯＮして通電されたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに対向するコンデンサＣのみである。ここで図４では通電されたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの数を、簡単のため、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎでそれぞれ一つ、つまり静電誘導により電荷が誘起されるコンデンサＣの数をそれぞれ一つとして示す。

【0049】

はじめに、サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの上昇の過程にあり、サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にある。このとき、サーボモータ３Ａと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ１の電源側の電極ＥＬ１１には正（＋）の電荷が集まり、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２には負（−）の電荷が集まる。一方、サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にあり、サーボモータ３Ｂと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ２の対地Ｅ側の電極ＥＬ２１には正の電荷が集まり、電極側の電極ＥＬ２２には負の電荷が集まる。電極ＥＬ２１における負の電荷のなかで、電極ＥＬ１２に引き寄せられる分については、破線で示されている。

【0050】

ここで、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間隔Ｄは、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の双方が電気的に接地しているので、電位差および電位はいずれもゼロである。よって、通常は電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間には電流が流れない。
しかし、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１にはそれぞれ逆位相の電極ＥＬ１１と電極ＥＬ２２の電位による、等価で符号が正負逆のクーロン力によりそれぞれ電荷が引きよせられて蓄えられている。したがって、電源側の電極ＥＬ１１と電極ＥＬ２２の電位が逆位相で変化すると、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間に対称な電荷の移動が発生する。
つまり、例えば、電極ＥＬ１１の電位が上昇し、電極ＥＬ２２の電位が等価に下降する場合、電源側の電極ＥＬ１１で上昇した電圧と同じ分だけ、電源側の電極ＥＬ２２で電圧が下降する。このとき、電極ＥＬ１１の正（＋）の電荷が増加するとともに、電極ＥＬ１１に増加した正（＋）の電荷の分だけ、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で正負が一対（ペア）となって釣り合っていた電荷が引き離され、電極ＥＬ１２に負（−）の電荷が引き寄せられる。これと同時に、電源側の電極ＥＬ２２には負（−）の電荷が増加するので、電極ＥＬ１１の正（−）の電荷に引っ張られてペアとなっていた負（−）の電荷を奪われた正（＋）の電荷が、電極ＥＬ２２の負（−）の電荷の増加に引っ張られて電極ＥＬ２１側に移動し電極ＥＬ２１には正（＋）の電荷が増加する。
このとき電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価な逆位相で変化しているので、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間にはペアを失った不安定な電荷はなく、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で移動する電荷は正負のいずれにも偏ることがない。このため、電荷が対地Ｅに流出しないので漏洩電流が生じない。

【0051】

次に、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂの双方が電位の変化が完了して電位がピークに達する。そうすると、コンデンサＣ１の電極ＥＬ１１における正（＋）の電荷の増加が止まり、電極ＥＬ１２における負（−）の電荷の増加も止まる。また、コンデンサＣ２の電極ＥＬ２２における正（＋）の電荷の減少が止まり、電極ＥＬ２１における負（−）の電荷の減少も止まる。こうして、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の間の電荷の移動が止まる。

【0052】

最後に、サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの下降の過程にあり、サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの上昇の過程にある。このとき、サーボモータ３Ａと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ１の電源側の電極ＥＬ１１からは正（＋）の電荷が減少し、対地Ｅの側の電極ＥＬ１２から負（−）の電荷が減少する。一方、サーボモータ３Ｂについては、サーボモータ３Ｂと対地Ｅとの間にあるコンデンサＣ２の電源側の電極ＥＬ２２は正（＋）の電荷が増加し、対地Ｅの側の電極ＥＬ２１は負（−）の電荷が増加する。

【0053】

対地Ｅの側の電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２２の間隔Ｄは、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の双方が電気的に接地しているので、電位差および電位はいずれもゼロである。よって、通常は電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間には電流が流れない。しかし、サーボモータ３Ａについて電位Ｅｐの上昇の過程にあり、サーボモータ３Ｂについては電位Ｅｎの下降の過程にある場合と同様に、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間にはペアを失った不安定な電荷はなく、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で移動する電荷は正負のいずれにも偏ることがないため、電荷が対地Ｅに流出しないので漏洩電流が生じない。

【0054】

これに対し、互いに逆位相をなしている電位Ｅｐと電位Ｅｎが等価ではなく電位の偏っている場合を、例えば図１５に示す。このとき、電位Ｅｐの大きさ（絶対値）が、電位Ｅｎよりも大きければ、電位Ｅｐが上昇している間には、電極ＥＬ１１に正（＋）の電荷が増加する。これに引っ張られる形で、電極ＥＬ１２と電極ＥＬ２１の間で正負がペアとなって釣り合っていた電荷が引き離され、電極ＥＬ１２側に移動する。こうして、電極ＥＬ１２には負（−）の電荷が増加する。
電位Ｅｐが上昇している間には、同時に電位Ｅｎが下降するが、電位Ｅｐの大きさが、電位Ｅｎよりも大きいので、電極ＥＬ１１の正（＋）の電荷に引っ張られて負（−）の電荷を奪われた正（＋）の電荷の一部が、ペアを失った不安定状態となる。このため、このペアを失った正（＋）の電荷はペアとなる負（−）の電荷を求めて対地Ｅに流出する。

【0055】

次に、電位Ｅｐが下降中は、電極ＥＬ１１から正（＋）の電荷が減少し、それにより電極ＥＬ１２の負（＋）の電荷が解放される。同時に電位Ｅｎが下降するので電極ＥＬ２１に引き寄せられていた正（＋）の電荷が解放される。ところが、電位Ｅｐの大きさが、電位Ｅｎよりも大きいので、電極ＥＬ１２から解放された負（−）の電荷の方が電極ＥＬ２１から解放された正（＋）の電荷よりも多くなる。このため電極ＥＬ１２から解放された負（−）の電荷の一部がペアを失った不安定状態となるので、このペアを失った負（−）の電荷に引っ張られて対地Ｅから正（＋）の電荷が流入する。このように電位Ｅｐ、Ｅｎが等価ではなく、一方の電位の方が他方の電位よりも大きく電位が偏った状態においては、電荷が対地Ｅに流出あるいは対地Ｅから流入することで電流が発生して漏洩電流、ノイズ電流が発生する。

【0056】

本実施形態では、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎでそれぞれ一つ、つまり静電誘導により電荷が誘起されるコンデンサＣの数をそれぞれ一つとして示した。しかし、本発明は、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が同一であれば、同様の効果が得られる。これには、以下の二つの形態があり、いずれか一方が選択される。
形態１：サーボモータ３Ａのインバータ主回路１５Ａおける半導体スイッチング素子の高電位側でＯＮする半導体スイッチング素子とサーボモータ３Ｂのインバータ主回路１５Ｂに低電位側でＯＮする半導体スイッチング素子の数がそれぞれ同一
形態２：サーボモータ３Ａのインバータ主回路１５Ａおける半導体スイッチング素子の低電位側でＯＮする半導体スイッチング素子とサーボモータ３Ｂのインバータ主回路１５Ｂに高電位側でＯＮする半導体スイッチング素子の数がそれぞれ同一

【0057】

また、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が異なる場合であっても、サーボモータ３Ａの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和とサーボモータ３Ｂの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一であればよい。
つまり、サーボモータ３Ａの三つのコンデンサＣに誘起される正（＋）の電荷と負（−）の電荷の正負で相殺した電荷の総和が、サーボモータ３Ｂの三つのコンデンサＣに誘起される正（＋）の電荷と負（−）の電荷の正負で相殺した電荷の総和と同一であればよい。

【0058】

具体的には、例えば、以下のケース１に対して、ケース２またはケース３は、ここでいう同一に該当する。以下のケースであっても、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎで静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が同一である場合と、同様の効果が得られる。
ケース１：サーボモータ３ＡのコンデンサＣにおいて、対地Ｅの側に負（−）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース２：サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つ。
ケース３：サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。

【0059】

ここで、対地Ｅの側に負（−）の電荷を誘起させるコンデンサＣは対向するコイル３に高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれかをＯＮすることで得ることができ、対地Ｅの側に正（＋）の電荷を誘起させるコンデンサＣは対向するコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれかをＯＮすることで得ることができる。なお、電気回路の短絡を避けるため、高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続された低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはＯＦＦとする。例えば、図５において、コイル３１ｕに＋Ｖ_Ｅを供給する、図中上段の半導体スイッチング素子１６ｕをＯＮさせたときは、コイル３１ｕに−Ｖ_Ｅに接続する、図中下段の半導体スイッチング素子１６ｕはＯＦＦとする。また同様に、図中下段の低電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗをＯＮさせたコイル３に接続された、図中上端の高電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはＯＦＦとすることは言うまでもない。

【0060】

また、二つの電源側の電位Ｅｐ，Ｅｎにおいて、静電誘導により電荷が誘起されるそれぞれのコンデンサＣの数が互いに異なる場合においては以下の通りである。
サーボモータ３Ａの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和とサーボモータ３Ｂの各相コイル（３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ）とステータの間の各浮遊容量である三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一であることが最も好ましい。
しかし、サーボモータ３Ａの三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和とサーボモータ３Ｂの三つのコンデンサＣに誘起される電荷の総和が同一ではなく、互いの電荷の総和の符号が正負逆となるようにサーボモータ３Ａおよびサーボモータ３Ｂの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを制御することでノイズを低減することができる。

【0061】

例えば、以下のケース４に対して、ケース５、ケース６またはケース７である。つまり、一方のサーボモータのコンデンサＣに誘起されて対地Ｅに流出しようとする電荷（ノイズ電流）の一部を、他方のサーボモータのコンデンサＣに誘起された符号が正負逆の電荷によって、正負ペアとして相殺して減少させることができる。これにより、対地Ｅに流出するノイズを低減することができる。
ケース４：サーボモータ３ＡのコンデンサＣにおいて、対地Ｅの側に負（−）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース５：サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが二つ。
ケース６：サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが零（０）個であり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。
ケース７：サーボモータ３Ｂにおいて、対地Ｅの側に負（―）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つであり、正（＋）の電荷が誘起されたコンデンサＣが一つ。

【0062】

［第２実施形態］
次に、図５〜図７を参照して第２実施形態を説明する。
第２実施形態は、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂに互いに逆位相の交流電流を供給することは第１実施形態と同様に前提とする。ただし、第２実施形態は、コイルが巻き回される向きが互いに逆となるサーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂについて、具体的な電流の供給方法を開示する。
第２実施形態は、第２−１実施形態および第２−２実施形態の二つの形態を含んでおり、以下順に説明する。なお、図５〜図７は電動機駆動装置１０の要部のみを示している。

【0063】

＜第２−１実施形態＞
第２−１実施形態においては、図５に示すように、サーボモータ３Ａが左巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを用い、サーボモータ３Ｂが右巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを用いている。つまり、サーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとサーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗは、コイルの巻き回しの向きが逆である。したがって、以下ではサーボモータ３Ａを左巻きのサーボモータ３Ａといい、サーボモータ３Ｂを右巻きのサーボモータ３Ｂという。このコイルの巻き回しの向きを除くと、第２−１実施形態は第１実施形態と同様の構成を備え、特にサーボモータ３Ａのステータ３２Ａとサーボモータ３Ｂのステータ３２Ｂが導体３３で電気的に導通されている。

【0064】

第２−１実施形態においては、左巻のサーボモータ３Ａと右巻のサーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給する。図５は、逆向きの電流を供給する例として、サーボモータ３Ａにはｕ相→ｖ相の向きに電流が流れ、サーボモータ３Ｂにはｖ相→ｕ相の向きに電流が流れる。図５において電流は白抜きの矢印で示されている。

【0065】

以上のように左巻のサーボモータ３Ａと右巻のサーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給するとサーボモータ３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとサーボモータ３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗには同じ向きに磁界が発生する。したがって、サーボモータ３Ａに対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗとサーボモータ３Ｂに対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作は逆位相であるものの、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂには同じ向きにモータトルクが生じる。

【0066】

以上の説明では、逆向きの電流を供給する例として、ｕ相→ｖ相とｖ相→ｕ相を示したが、これはあくまで一例であり、電流を供給する巻線、つまり相の組み合せの数だけ逆向きの電流を供給するパターンがある。具体的には以下に示す通りである。
ｕ相→ｗ相とｗ相→ｕ相 ｖ相→ｗ相とｗ相→ｖ相

【0067】

＜第２−２実施形態＞
次に、図６を参照して第２−２実施形態を説明する。
第２−２実施形態は、左巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよび右巻きのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの全てに電流を供給するところを除けば、第２−１実施形態と同じである。

【0068】

第２−２実施形態においては、左巻のサーボモータ３Ａと右巻のサーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給する。図６は、逆向きの電流を供給する例として、サーボモータ３Ａには（ｕ相、ｗ相）→ｖ相の向きに電流が流れ、サーボモータ３Ｂにｖ相→（ｕ相、ｗ相）の向きに電流が流れる。
以上のように左巻のサーボモータ３Ａと右巻のサーボモータ３Ｂに逆向きに電流を供給するので、第２−２実施形態においても、サーボモータ３Ａとサーボモータ３Ｂには同じ向きにモータトルクが生じ同一方向に回転する。

【0069】

図６では、（ｕ相、ｗ相）→ｖ相とｖ相→（ｕ相、ｗ相）の組み合わせを示したが、図７に示されるｕ相→（ｖ相、ｗ相）と（ｖ相、ｗ相）→ｕ相の組み合せ、および、図示を省略するが、ｗ相→（ｕ相、ｖ相）と（ｕ相、ｖ相）→ｗ相の組み合わせについても適用できる。

【0070】

［第３実施形態］
次に、本発明に係る第３実施形態を説明する。
第３実施形態は、図８に示すように、互いに同期制御される第１サーボモータ群ＬＭＧと第２サーボモータ群ＲＭＧを備える点では第１実施形態、第２実施形態と同じである。しかし、第１実施形態、第２実施形態は、第１サーボモータ群と第２サーボモータのそれぞれに含まれるサーボモータ３の個体数Ｎが１であるのに対して、第３実施形態は第１サーボモータ群ＬＭＧと第２サーボモータ群ＲＭＧのそれぞれのサーボモータ３の個体数Ｎが２である。以下、図８を参照して第３実施形態について具体的に説明する。

【0071】

図８に示すように、第１サーボモータ群ＬＭＧは、それぞれが左巻きのサーボモータ３Ａ１とサーボモータ３Ａ２を備えている。サーボモータ３Ａ１およびサーボモータ３Ａ２は第２実施形態のサーボモータ３Ａと同じ構成を備えており、また、サーボモータ３Ａ１およびサーボモータ３Ａ２のそれぞれに対応するインバータ主回路１５Ａ１，１５Ａ２は第２実施形態のインバータ主回路１５Ａと同じ構成を備えている。

【0072】

第１サーボモータ群ＬＭＧにおけるサーボモータ３Ａ１とサーボモータ３Ａ２は、双方のステータ３２Ａ１とステータ３２Ａ２が導体３３Ａにより電気的に導通されている。この導体３３Ａには、浮遊容量成分がコンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２として示されている。

【0073】

また、図８に示すように、第２サーボモータ群ＲＭＧは、それぞれが右巻きのサーボモータ３Ｂ１とサーボモータ３Ｂ２を備えている。サーボモータ３Ｂ１およびサーボモータ３Ｂ２の構成は第２実施形態のサーボモータ３Ｂと同じ構成を備えており、また、サーボモータ３Ｂ１およびサーボモータ３Ｂ２のそれぞれに対応するインバータ主回路１５Ｂ１，１５Ｂ２は第２実施形態のインバータ主回路１５と同じ構成を備えている。

【0074】

第２サーボモータ群ＲＭＧにおけるサーボモータ３Ｂ１とサーボモータ３Ｂ２は、双方のステータ３２Ｂ１とステータ３２Ｂ２が導体３３Ｂにより電気的に導通されている。この導体３３Ｂには、浮遊容量成分がコンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２として示されている。

【0075】

第１サーボモータ群ＬＭＧと第２サーボモータ群ＲＭＧは、導体３３Ａと導体３３Ｂが導体３３Ｃにより電気的に導通されている。これにより、サーボモータ３Ａ１のステータ３２Ａ１、サーボモータ３Ａ２のステータ３２Ａ２、サーボモータ３Ｂ１のステータ３２Ｂ１およびサーボモータ３Ｂ２のステータ３２Ｂ２のそれぞれが他のステータと電気的に導通される。導体３３Ｃは対地Ｅに接続されている。

【0076】

第３実施形態においては、左巻の第１サーボモータ群ＬＭＧと右巻の第２サーボモータ群ＲＭＧに逆向きに電流を供給する。図８は、逆向きの電流を供給する例として、サーボモータ３Ａ１とサーボモータ３Ａ２にはｕ相→ｖ相の向きに電流が流れ、サーボモータ３Ｂ１とサーボモータ３Ｂ２にはｖ相→ｕ相の向きに電流が流れる。

【0077】

以上のように左巻の第１サーボモータ群ＬＭＧと右巻の第２サーボモータ群ＲＭＧに逆向きに電流を供給するとサーボモータ３Ａ１，３Ａ２のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとサーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗには同じ向きに磁界が発生する。したがって、サーボモータ３Ａ１，３Ａ２に対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗとサーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２に対する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング動作は逆位相であるが、サーボモータ３Ａ１，３Ａ２とサーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２には同じ向きにモータトルクが生じる。

【0078】

第３実施形態において、サーボモータ３Ａ１，３Ａ２に対するスイッチング動作とサーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２に対するスイッチング動作が逆位相であるから、サーボモータ３Ａ１，３Ａ２とサーボモータ３Ｂ１，３Ｂ２は、互いに逆位相の交流電流が供給される。

【0079】

［効果］
以上説明した第１実施形態〜第３実施形態が奏する効果を説明する。
本実施形態によれば、第一モータ群による漏洩電流を相殺するために第二モータ群による漏洩電流を用いる。この漏洩電流は、第二モータ群に第一モータ群に供給する電流とは逆位相の電流を供給することにより発生される。これは、本実施形態によれば、例えば特許文献３で必要とされる漏洩電流検出部を設けることなく、第一モータ群による漏洩電流と第二モータ群による漏洩電流を相殺できることを示唆する。

【0080】

本実施形態において互いに相殺される漏洩電流は、第一モータ群と第二モータ群に同時に供給される駆動電流により誘起される電流である。したがって、互いに相殺される漏洩電流は互いにずれることなく同時に発生するので、互いの漏洩電流を確実に相殺させることができる。

【0081】

ここで、本実施形態の電動機駆動装置１０は、大電圧を供給するサーボモータにおいて特に有効である。例えば、駆動電圧が２００Ｖを超える複数のサーボモータを搭載し、この複数のサーボモータを同期制御して用いる射出成形機が該当する。特に、移動体の中心軸に対称の位置に設けられ、かつ、同期制御される一対のサーボモータを搭載する射出成形機に有効である。
具体的には、例えば特許文献１の射出用のスクリュを全更新させるサーボモータ（１０）や、特許文献２の型締め装置の型開閉用サーボモータ（２７）が該当する。特許文献１における一対のサーボモータ（１０）はハウジング（７）に、特許文献２における一対の型開閉用サーボモータ（２７）は固定盤（１）に、軸対称に組み付けられている。
また、射出成形機について偶数のサーボモータが同相運転する他の用途として、型締装置に用いられる割ナットの開閉用モータ、油圧ポンプの駆動用モータが掲げられる。また、モータの形態として、例えば一つのコイル３１ｕを二本の巻線、四本の巻線から構成される２巻線モータ、４巻線モータにも適用できる。

【0082】

電動駆動の射出成形機は駆動電圧が２００Ｖを超える複数のサーボモータを搭載しているため、高電位回路によるインバータ回路のスイッチングも大きなノイズを発生させる要因となる。また、射出成形機は型締め装置や射出装置など大重量物を傾くことなく動作させる必要があるため、可動物の両端（上下端あるいは左右端）に中心軸に対称の一対で且つ同期制御される大型のサーボモータによって駆動されるアクチュエータを複数搭載している。さらに、大重量物を傾くことなく動作させ且つ制御の容易化のため、これらの同期制御される一対のサーボモータは、同一の仕様（同サイズ、同容量、同規格など）を備えている。これらを制御するサーボアンプ（インバータ回路）も同一仕様である。よって、モータの電気回路は同一の回路が並列に組み合わされた様態となっている。同時に同一電圧を供給された同一仕様の対を成すインバータ回路を同期制御するためそれぞれのスイッチングノイズも極めて近似したノイズの様態（ノイズ波形）となる。本実施形態はこのような高電位により駆動される対をなすサーボモータによって駆動される射出成形機を、複雑な補償制御を必要とすることなく、かつ新たな補償装置を追加することなく、漏洩電流、ノイズを低減することができる。

【0083】

また、射出成形機は同一工場建屋内に多数台設置されるが多いため、１台の射出成形機のサーボモータから発生したスイッチングノイズが対地アースを経由して、隣接した他の射出成形機に流入すると誤動作を発生させて生産性を害するだけでなく、射出成形機本体や金型を破損させる虞がある。

【0084】

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明は以下の変形、応用を許容する。
第１実施形態〜第３実施形態は左巻きサーボモータと右巻きサーボモータの組み合せについて説明したが、これは、界磁を発生させるコイルの位相を１８０°だけシフトしたことと等価である。つまり、本発明は、一つの左巻きサーボモータからなるモータ群と一つの右巻きサーボモータからなるモータ群が一組の場合だけでなく、以下の組み合わせを包含する。

【0085】

左巻きサーボモータからなる第一モータ群と左巻きサーボモータからなる第二モータ群の組み合わせであっても、第一モータ群の第一ステータと第二モータ群の第二ステータの相互の位置が界磁角で１８０°だけずれていればよい。このように第一ステータと第二ステータの組み付け位置がシフトしていれば、一つの左巻きサーボモータからなるモータ群と一つの右巻きサーボモータからなるモータ群の組み合わせと等価の効果が得られる。右巻きサーボモータからなる第一モータ群と右巻きサーボモータからなる第二モータ群の組み合わせであっても同様である。
例えば、サーボモータの極数がＮ極だとすると、界磁角の１８０°は実物のモータロータの回転角１８０×２／Ｎ（°）に相当する。

【0086】

また、スイッチングノイズの多くは半導体スイッチング素子のＯＦＦからＯＮまたはＯＮからＯＦＦへの切り替えに係る過渡期において発生する。これは、界磁角で１８０°の位相差がある状態でスイッチングのタイミングが二つのサーボモータ３の間において正負対称で同時であることがノイズを低減する直接的な理由である。

【0087】

次に、第１実施形態〜第３実施形態ではコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを一組だけ備えるサーボモータ３を例にして説明した。しかし、本発明はコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを二組、四組など偶数組だけ備えるサーボモータ３に適用しても、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが一組だけのサーボモータ３と同等の効果が得られる。
例えば一つのサーボモータ３が二組のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを備える場合には、一組のコイル（α）は左巻きとし、もう一組のコイル（β）は右巻きとする。そして、コイル（α）とコイル（β）には、それぞれに１８０°の位相差で電流を供給すればよい。
また同様に、例えば一組のコイル（α）は左巻きとし、もう一組のコイル（β）は右巻きとする場合に、コイル（α）とコイル（β）がステータ３２に組み付けられる位置を界磁角で１８０°シフトすればよい。この組み付け位置とは、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ各相の巻線の周方向の配列及び順序をいう。

【0088】

上述した二組のコイル３に、インバータ主回路１５により生成された電流を供給するためのｕｖｗ動力ケーブルを束ねることにより、さらにノイズを低減できる。ｕｖｗ動力ケーブルは、インバータ回路とステータコイルを電気的に連結する導体である。
より緊密な束ね方としては、右巻きのコイル３のｕ線（Ｒ）と左巻きのコイルのｕ線（Ｌ）、同じく右巻きのコイル３のｖ線（Ｒ）と左巻きのコイル３のｖ線（Ｌ）、右巻きのコイル３のｗ線（Ｒ）と左巻のコイル３のｗ線（Ｌ）を束ねる。これにより、ｕ線（Ｒ）とｕ線（Ｌ）が、ｖ線（Ｒ）とｖ線（Ｌ）が、さらにｗ線（Ｒ）とｗ線（Ｌ）が、互いに磁束が打ち消し合うことよりノイズをより低減できる。
これは、例えばｕ線（Ｒ）とｕ線（Ｌ）には同じ波形の電流が反対向きに流れるからである。ｖ線（Ｒ）とｖ線（Ｌ）、ｗ線（Ｒ）とｗ線（Ｌ）についても同じである。

【0089】

さらに、一つのコイル３１を二本の巻線により構成する２巻線モータにおいては、図９に示すように、例えば一方のコイル３１ｕ（Ｒ）を右巻きとし他方のコイル３１ｕ（Ｌ）を左巻きとし、両方のコイル３１ｕ（Ｒ），３１ｕ（Ｌ）を同軸上に巻き回すことが好ましい。そうすれば、図１０に示すように、対地Ｅ（ステータ）に対するコイル３１ｕ（Ｒ）の電位と３１ｕ（Ｌ）の電位が正負対称とされるので、そのコイルの周囲における合成電位を０Ｖ付近にできる。これにより、巻線の側と対地Ｅの側の電位差からの静電誘導により対地Ｅの側に誘起されて伝達する漏電電流・ノイズ電流を低減できる。
図１０の上段の図において、ＬＥｏは電位０Ｖの等電位線を、ＬＥＦは電気力線を、ＬＥは等電位線を示しており、電気力線ＬＥＦと等電位線ＬＥは直交する。また、図１０の下段の図において、Ｐｓは合成電位を示す。
２巻線モータにおけるコイル３１ｖ，３１ｗについても同様である。

【0090】

また、一つのコイルを４本の巻線により構成する４巻線モータにおいても同様である。例えば、二本の右巻きコイル３１ｕ（Ｒ１）およびコイル３１ｕ（Ｒ２）と二本の左巻きのコイル３１ｕ（Ｌ１）およびコイル３１ｕ（Ｌ２）を、コイル３１ｕ（Ｒ１）、コイル３１ｕ（Ｌ１）、コイル３１ｕ（Ｒ２）およびコイル３１ｕ（Ｌ２）の配列とし、かつ同軸上に巻き回すことが好ましい。
４巻線モータにおけるコイル３１ｖ，３１ｗについても同様である。

【0091】

また、同期する複数のサーボモータ３に正確に逆位相の電流を供給して、インバータ主回路１５のスイッチングタイミングを同期するために、既知の方法によってそれぞれのモータドライブ間で基準時間を揃えることが好ましい。例えば、インバータ主回路１５を制御可能な一つのホストコンピュータに対し、各モータドライブがシリアルインタフェースを介して直列に接続した構成としておき、接続された各モータドライブの時間同期が可能な機能を持つ、例えばＩＥＥＥ−８０２．１ＡＳ等のネットワーク時間同期プロトコル等のシリアルインタフェースを使用できる。
また、同期する複数のモータドライブ間で互いの基準クロックの位相情報をフィードバックして互いに交換し合うとともに、ＰＬＬ（フェーズロックループ）アルゴリズムを用いてモータドライブ間の基準時刻を同期してもよい。
さらに、一つのモータドライブによる基準時間によって、同期対象である複数のインバータ回路を制御してもよい。

【0092】

また、以上では、３相交流電動機に電力を供給する場合について説明したが、３相交流電動機の減速時に発生する電力回生時に適用してもよいし、３相交流電動機を発電機として使用する場合に適用してもよい。３相交流電動機に電力供給する場合と電力回生時や発電時に３相交流電動機から電流を供給する場合においては、３相交流電動機をモータ（アクチュエータ）として使用する場合とは電流の向きが逆向きであることを除き、インバータ回路の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御は同様であり、かつ半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦによるノイズの発生の様態も同様であるためである。

【0093】

また、以上では、簡単のため直流電源電圧をオン−オフする単純な方式である２レベルインバータの場合を説明した。しかし、これは一例であり、本発明は、大電力のＶＶＶＦ制御（可変電圧可変周波数制御）に多用される方式であって、耐電圧の低い素子を使用するために電源の中間電圧レベルを供給する回路方式である３レベルインバータに適用してもよい。３レベルインバータのスイッチング要素群は、高電位側の回路を開くスイッチング要素と低電位側を開くスイッチング要素にそれぞれ更に中間電位を開くスイッチング要素を加えたものである。

【0094】

２レベルインバータでは高電位側あるいは低電位側のそれぞれの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗは一組ずつしかない。そのため、一方の電位側のインバータ回路の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれか例えば半導体スイッチング素子１６ｕがＯＮして中間電位である場合がある。この場合には、回路の短絡を回避するため他方の電位側の半導体スイッチング素子１６ｕを必ずＯＦＦとして電流を流さない。

【0095】

これに対し、３レベルインバータでは高電位側あるいは低電位側のＵＶＷ相の各半導体スイッチング素子について、それぞれ二つの半導体スイッチング素子は１６ｕと図示しない１６ｕ’，１６ｖと図示しない１６ｖ’，１６ｗと図示しない１６ｗ‘が直列に接続される。このため、ＵＶＷ相の各半導体スイッチング素子はそれぞれ二組ずつ設けられている。したがって、一方の電位側の半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのいずれか例えば半導体スイッチング素子１６ｕがＯＮして中間電位である場合であっても１６ｕ’をＯＮしなければ回路が短絡することはない。このため半導体スイッチング素子１６ｕ’をＯＮするかＯＦＦするかによってコイル３１ｕに電流を流す場合と流さない場合を使い分けることができる。しかし、３レベルインバータでも電位の選択肢は、２レベルインバータでの電位と同じ高電位、中間電位、低電位の３通りでありことには変わりがないため、同様にノイズの低減が可能である。またこれにより３レベルインバータにおいて中間電位の電流を流す場合と流さない場合を分けてスイッチング要素群を組み合わせて制御することも容易とすることができる。

【符号の説明】

【0096】

１ 三相交流電源
３，３Ａ，３Ｂ，３Ａ１，３Ａ２，３Ｂ１，３Ｂ２ サーボモータ
１０ 電動機駆動装置
１１ 整流器
１３ 平滑コンデンサ
１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ａ１，１５Ａ２，１５Ｂ１，１５Ｂ２ インバータ主回路
１６ｕ，１６ｖ，１６ｗ 半導体スイッチング素子
１７ インバータ制御部
２０，２０Ａ，２０Ｂ インバータ回路
３１，３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ コイル
３２，３２Ａ，３２Ａ１，３２Ａ２，３２Ｂ，３２Ｂ１，３２Ｂ２ ステータ
３３，３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃ 導体
Ｃ，Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２，Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｄ 間隔
Ｅ 対地
ＥＬ１，ＥＬ１１，ＥＬ１２，ＥＬ２，ＥＬ２１，ＥＬ２２ 電極
ＬＭＧ 第一サーボモータ群
ＲＭＧ 第二サーボモータ群

【要約】

漏洩電流を検出する機器を付加することなく、漏洩電流を効果的に低減できる電動機駆動装置を提供すること。
本発明の電動機駆動装置は、個体数Ｎのサーボモータ３Ａを含む第一モータ群と、サーボモータ３Ａと同期して駆動が制御される、個体数Ｎの第二サーボモータ３Ｂを含む第二モータ群と、インバータ制御部１７と、を備える。インバータ制御部１７は、第一モータ群に対応する、第一高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数から低電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数を差し引いた第一スイッチング総和数Ｍ１と、第二モータ群に対応する、低電位側の回路を開く第二スイッチング要素の個数から高電位側の回路を開く半導体スイッチング素子の個数を差し引いた第二スイッチング総和数Ｍ２と、の値を、正（＋）と負（−）の符号を逆とするように制御する。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】