特許 6478087 送受信システムおよび受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6478087

(24)【登録日】2019年2月15日

(45)【発行日】2019年3月6日

(54)【発明の名称】送受信システムおよび受信装置

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/34 20060101AFI20190225BHJP

   H04L 27/36 20060101ALI20190225BHJP

   G01N 29/02 20060101ALI20190225BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/34

   H04L27/36

   G01N29/02

【請求項の数】7

【全頁数】38

(21)【出願番号】特願2014-121617(P2014-121617)

(22)【出願日】2014年6月12日

(65)【公開番号】特開2016-1834(P2016-1834A)

(43)【公開日】2016年1月7日

【審査請求日】2017年6月5日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004330

【氏名又は名称】日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100161207

【弁理士】

【氏名又は名称】西澤 和純

(74)【代理人】

【識別番号】100196689

【弁理士】

【氏名又は名称】鎌田 康一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100189348

【弁理士】

【氏名又は名称】古都 智

(74)【代理人】

【識別番号】100206391

【弁理士】

【氏名又は名称】柏野 由布子

(74)【代理人】

【識別番号】100064908

【弁理士】

【氏名又は名称】志賀 正武

(74)【代理人】

【識別番号】100108578

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 詔男

(74)【代理人】

【識別番号】100160093

【弁理士】

【氏名又は名称】小室 敏雄

(72)【発明者】

【氏名】對馬 肩吾

(72)【発明者】

【氏名】笠井 俊

(72)【発明者】

【氏名】吹野 幸治

【審査官】 北村 智彦

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１０／０２７０９２（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１０−１８１１７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−０８７２７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０６−２０４９９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−０１３３８０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／００−２７／３８

Ｇ０１Ｎ ２９／０２

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

位相が互いにπ／２異なる２つの搬送波を交互に切り替えた時分割信号を送信する送信手段と、
受信された前記時分割信号を前記２つの搬送波と同一の周波数のローカル信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、
前記送信手段が前記２つの搬送波を交互に切り替えるタイミングに同期して、前記ベースバンド信号を２つの出力信号に振り分ける分離手段と、
を備えたことを特徴とする送受信システム。

【請求項2】

位相が（２π／ｐ）ずつ異なる複数ｐ（≧３）の搬送波をリサイクリックに切り替えた時分割信号を送信する送信手段と、
受信した前記時分割信号を前記複数ｐの搬送波と同一の周波数のローカル信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、
前記送信手段が前記複数ｐの搬送波をサイクリックに切り替えるタイミングに同期して、前記時分割信号に含まれる前記搬送波の前記位相と逆の位相シフトを前記ベースバンド信号に対して順次加え、前記逆の位相シフトが加えられた前記ベースバンド信号を位相がπ／２異なる２つの信号列に分けて出力する位相逆シフト手段と、
を備えたことを特徴とする送受信システム。

【請求項3】

受信した信号の搬送波と同一の周波数のローカル信号の位相を（２π／ｐ）ずつ異なる複数ｐ（≧３）通りの値にリサイクリックに位相シフトさせて時分割信号を生成する位相シフト手段と、
前記受信した信号を前記時分割信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、
前記位相シフト手段が前記ローカル信号の位相をサイクリックに変化させるタイミングに同期して、前記位相シフトにおいて前記ローカル信号の位相に対して加えられた値と逆の位相シフトを前記ベースバンド信号に対して順次加え、前記逆の位相シフトが加えられた前記ベースバンド信号を位相がπ／２異なる２つの信号列に分けて出力する位相逆シフト手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。

【請求項4】

請求項２に記載の送受信システムにおいて、
前記送信手段は、
前記複数ｐの搬送波の位相の跳躍幅を（２π／ｐ）に保つ
ことを特徴とする送受信システム。

【請求項5】

請求項３に記載の受信装置において、
前記位相シフト手段は、
前記ローカル信号の位相に対する跳躍幅を（２π／ｐ）に保つ
ことを特徴とする受信装置。

【請求項6】

請求項２に記載の送受信システムにおいて、
前記送信手段は、
前記複数ｐの搬送波の位相の跳躍幅をランダムに設定する
ことを特徴とする送受信システム。

【請求項7】

請求項３に記載の受信装置において、
前記位相シフト手段は、
前記ローカル信号の位相に対する跳躍幅をランダムに設定する
ことを特徴とする受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直交変調方式またはＱＰＳＫ方式の変調波とは異なる代替信号に応じてその変調波に対する所望の回路の応答を位相毎に時系列の順に得る送受信システムおよび受信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

デジタル通信では、複素信号を送信する場合には、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チャネルとＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）チャネルの信号を直交変調器により変調して送信している。そして、受信時に、直交復調器により、ＩチャネルとＱチャネルの信号を直交復調し、この復調されたＩチャネルとＱチャネルの信号を、ＡＤ(Ａｎａｌｏｇ−Ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ)変換して、出力している。また、レーダー装置において、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ；直流）オフセットを除去するために、送信信号に対して位相シフトを行い、受信側で逆の位相シフトを行うようにしたものが提案されている（特許文献１）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】国際公開第２０１３／０２４５８３号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上述のように、デジタル通信で複素信号を送信する場合には、直交変調器や直交復調器が必要になる。しかしながら、直交復調器を用いた場合には、ＤＣオフセットや直交誤差が生じる。

【0005】

特許文献１に記載されているものでは、位相シフトを行った送信信号を直交変調して送信し、また、受信信号を直交復調し、ＡＤ変換した後、逆の位相シフトを行って、ＤＣオフセットや直交誤差をキャンセルすることが記載されている。しかしながら、特許文献１に記載されているものでは、回路規模の大きな直交復調器が必要であり、また、復調されたＩＱ信号のそれぞれに対して、１つずつ、計２つのＡＤ変換器が必要になる。

【0006】

本発明は、構成の複雑化と大規模化とを伴うことなく、所望の回路の応答を精度よく安定に得る送受信システムおよび受信装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本願発明の一態様としての送受信システムは、位相が互いにπ／２異なる２つの搬送波を交互に切り替えた時分割信号を送信する送信手段と、受信された前記時分割信号を前記２つの搬送波と同一の周波数のローカル信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、前記送信手段が前記２つの搬送波を交互に切り替えるタイミングに同期して、前記ベースバンド信号を２つの出力信号に振り分ける分離手段と、を備える。
すなわち、所定の回路の出力には、時系列の順に位相が互いにπ／２異なる２つの搬送波に対する定常的な応答が得られ、これらの応答は位相毎に交互に所望の処理の対象となる。

【0008】

また、本願発明の一態様としての受信装置は、受信した信号の搬送波と同一の周波数のローカル信号に対して、位相が互いにπ／２異なる２通りの位相シフトを交互に行って時分割信号を生成する位相シフト手段と、前記受信した信号を前記時分割信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、前記位相シフト手段が前記２通りの位相シフトを交互に切り替えるタイミングに同期して、前記ベースバンド信号を２つの出力信号に振り分ける分離手段と、を備える。
すなわち、直交変調方式またはＱＰＳＫ方式の変調波が入力されていないにもかかわらず、その変調波に対する所定の回路の応答が得られる。

【0009】

また、本願発明の一態様としての送受信システムは、位相が（２π／ｐ）ずつ異なる複数ｐ（≧３）の搬送波をリサイクリックに切り替えた時分割信号を送信する送信手段と、受信した前記時分割信号を前記複数ｐの搬送波と同一の周波数のローカル信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、前記送信手段が前記複数ｐの搬送波をサイクリックに切り替えるタイミングに同期して、前記時分割信号に含まれる前記搬送波の前記位相と逆の位相シフトを前記ベースバンド信号に対して順次加え、前記逆の位相シフトが加えられた前記ベースバンド信号を位相がπ／２異なる２つの信号列に分けて出力する位相逆シフト手段と、を備える。
すなわち、所定の回路の出力には、時系列の順に位相が（２π／ｐ）ずつ異なる搬送波に対する定常的な応答が得られ、これらの応答は位相毎に所望の処理の対象となる。

【0010】

また、本願発明の一態様としての受信装置は、受信した信号の搬送波と同一の周波数のローカル信号の位相を（２π／ｐ）ずつ異なる複数ｐ（≧３）通りの値にリサイクリックに位相シフトさせて時分割信号を生成する位相シフト手段と、前記受信した信号を前記時分割信号により周波数変換してベースバンド信号を生成する周波数変換手段と、前記位相シフト手段が前記ローカル信号の位相をサイクリックに変化させるタイミングに同期して、前記位相シフトにおいて前記ローカル信号の位相に対して加えられた値と逆の位相シフトを前記ベースバンド信号に対して順次加え、前記逆の位相シフトが加えられた前記ベースバンド信号を位相がπ／２異なる２つの信号列に分けて出力する位相逆シフト手段と、
を備える。
すなわち、直交変調方式またはＱＰＳＫ方式の変調波が入力されていないにもかかわらず、その変調波に対する所定の回路の応答が得られる。

【0011】

また、本願発明の一態様としての送受信システムは、上記の送受信システムにおいて、前記送信手段は、前記複数ｐの搬送波の位相の跳躍幅を（２π／ｐ）に保つ。
すなわち、既述の処理を行う系に入力される応答に伴い得る位相の跳躍が、一定の値（＝(３６０／ｐ)）に維持される。
また、本願発明の一態様としての受信装置は、上記の受信装置において、前記位相シフト手段は、前記ローカル信号の位相に対する跳躍幅を（２π／ｐ）に保つ。
すなわち、既述の処理を行う系に入力される応答に伴い得る位相の跳躍が、一定の値（＝(３６０／ｐ)）に維持される。

【0012】

また、本願発明の一態様としての送受信システムは、上記の送受信システムにおいて、前記送信手段は、前記複数ｐの搬送波の位相の跳躍幅をランダムに設定する。
すなわち、既述の処理を行う系に入力される応答に伴い得る位相の跳躍分がランダムに変化するため、その応答の周波数スペクトルは周波軸上で広範に拡散される。

【0013】

また、本願発明の一態様としての受信装置は、上記の受信装置において、前記位相シフト手段は、前記ローカル信号の位相に対する跳躍幅をランダムに設定する。
すなわち、既述の処理を行う系に入力される応答に伴い得る位相の跳躍分がランダムに変化するため、その応答の周波数スペクトルは周波軸上で広範に拡散される。

【発明の効果】

【0014】

本発明によれば、直交変調やＱＰＳＫ変調に伴い得る直交性の偏差と、位相毎に対応した回路の直流オフセット分の偏差との何れもが軽減され、変調波に応じた所望の回路の応答に施されるべき処理の精度が安定に高められる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】第１実施形態に係るＳＡＷデバイスの概略的な模式図である。

【図2】第１実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図3】第２実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図4】第３実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図5】第４実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図6】直交復調部が不要である理由を説明する図である。

【図7】ＤＣオフセット及び直交誤差の説明に用いるブロック図である。

【図8】ＤＣオフセット及び直交誤差の説明図である。

【図9】ＤＣオフセット及び直交誤差の説明図である。

【図10】第５実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図11】第５実施形態における位相シフト部と送信利タイミング部の動作を示す波形図である。

【図12】第５実施形態における位相選択の説明図である。

【図13】第６実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図14】第７実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図15】第８実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図16】第８実施形態に係る送受信装置における位相シフトの切り替えの説明図である。

【図17】第９実施形態に係る反射型のＳＡＷデバイスの概略的な模式図である。

【図18】第９実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。

【図19】送信側または受信側で信号に対して２相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。

【図20】送信側で信号に対して４相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。

【図21】受信側で信号に対して４相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の送受信装置は、位相や振幅の変化を利用したセンサデバイスに信号を供給、または受け取る。なお、以下に説明する実施形態において、センサデバイスの一例として、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ；弾性表面波）デバイスを例に説明するが、センサデバイスはこれに限られず、位相や振幅の変化を利用したものであればよい。

【0017】

＜第１の実施形態＞
図１は、本実施形態に係るＳＡＷデバイス１１１の概略的な模式図である。図１（Ａ）は、ＳＡＷデバイス１１１の概略的な上面図であり、図１（Ｂ）はＳＡＷデバイス１１１を切断面Ｃから見た概略的な断面図である。
ＳＡＷデバイス１１１は、圧電素子基板１０、送信電極１１−１ａ、送信電極１１−１ｂ、受信電極１１−２ａ、受信電極１１−２ｂ、反応領域薄膜１２、封止構造１４−１、及び封止構造１４−２を含んで構成される。
圧電素子基板１０は、ＳＡＷを伝播する基板である。圧電素子基板１０は、水晶基板である。

【0018】

送信電極１１−１ａ、及び送信電極１１−１ｂは、送信側電極部を構成する櫛歯状のパターンにより形成された金属電極である。以下、送信電極１１−１ａ、及び送信電極１１−１ｂを総称してＩＤＴ１１−１と呼ぶものとする。
また、受信電極１１−２ａ、及び受信電極１１−２ｂは、受信側電極部を構成する櫛歯状のパターンにより形成された金属電極である。以下、受信電極１１−２ａ、及び受信電極１１−２ｂを総称してＩＤＴ１１−２と呼ぶものとする。
ＩＤＴ１１−１、及びＩＤＴ−１１−２（総称してＩＤＴ１１と呼ぶ）は、圧電素子基板１０上に構成される電極である。ＩＤＴ１１は、対向した一対の電極である。ＩＤＴ１１は、例えばアルミニウム薄膜によって構成される。

【0019】

反応領域薄膜１２は、金を蒸着して生成した薄膜である。反応領域薄膜１２は、表面に抗体を担持した薄膜である。反応領域薄膜１２は、圧電素子基板１０上であって、圧電素子基板１０上に対向して設けられた一対のＩＤＴ１１の間の領域に形成される。
圧電素子基板１０と反応領域薄膜１２との重なる部分が、検体である液体が導入される検出領域（センサ表面となる領域）となる。

【0020】

ＳＡＷデバイス１１１では、滴下された溶液が、反応領域薄膜１２の特定の領域を濡らす。
溶液中の抗原は、反応領域薄膜１２上に担持された抗体と反応し、反応領域薄膜１２上の特定領域に抗原抗体結合物を生成する。
すなわち、反応領域薄膜１２では、その表面に抗原を含んだ液体試料を滴下することにより、反応領域薄膜１２上に担持された抗体と、液体試料中の抗原との間で抗原抗体反応が起こる。その結果、反応領域薄膜１２上には、反応領域薄膜１２上に担持した抗体と抗原が結合した抗原抗体結合物が生成する。なお、反応領域薄膜１２は、金以外であっても抗体を担持できるものであればいかなるものでもよい。

【0021】

送信電極部側の封止構造１４−１は、封止壁１５−１と封止天井１６−１とを備えている。なお、封止壁１５−１と封止天井１６−１との間には両者を接着するための接着層が設けられるが、図１においては省略している。
封止壁１５−１は、ＩＤＴ１１−１を覆う壁であり、圧電素子基板１０上に矩形状に形成される。封止壁１５−１は、例えば感光性樹脂により構成される。
また、封止天井１６−１は、封止壁１５−１の上側を塞ぎ、ＩＤＴ１１−１を外部から密閉するための天井である。封止天井１６−１は、封止天井１６−１の平面領域内に封止壁１５−１が収まるように封止壁１５−１の上側に配置される。封止天井１６−１は、例えばガラス基板で構成される。なお、封止壁１５−１と封止天井１６−１との間には、不図示の接着層が設けられ、封止壁１５−１と封止天井１６−１との間を密封して接着する。
封止構造１４−１は、ＩＤＴ１１−１を外部から密閉してＩＤＴ１１−１上に空間を形成するように覆い、ＩＤＴ１１−１が液体と接触することを防ぐ封止構造である。

【0022】

また、受信電極部側の封止構造１４−２は、封止構造１４−１と同様に、封止壁１５−２と封止天井１６−２とを備え、ＩＤＴ１１−２を外部から密閉してＩＤＴ１１−２上に空間を形成するように覆い、ＩＤＴ１１−２が液体と接触することを防ぐ封止構造である。
これら封止構造１４−１、及び封止構造１４−２により、検出領域における雰囲気（例えば湿度）の変化があったとしても、ＩＤＴ１１−１、及びＩＤＴ１１−２は、その影響を受けにくくなる。

【0023】

図２は、本実施形態に係る送受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図２に示すように、本実施形態に係る送受信装置１００は、制御信号発生部１０１、位相シフト部１０２、送信電力増幅部１０３、受信電力増幅部１０４、受信周波数変換部１０５、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）部１０６、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−Ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ；アナログ信号−デジタル信号）変換部１０７、Ｉ／Ｑ分離部１０８、遅延調整部１５３、及びセンサ部１１０を備えている。

【0024】

制御信号発生部１０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部１０１からのタイミング信号は、位相シフト部１０２に供給されると共に、遅延調整部１５３を介してＩ／Ｑ分離部１０８に供給される。なお、所定時間については後述する。
遅延調整部１５３は、制御信号発生部１０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号をＩ／Ｑ分離部１０８に供給する。

【0025】

位相シフト部１０２及び送信電力増幅部１０３は、送信部１５１を構成している。位相シフト部１０２は、制御信号発生部１０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して位相シフトを行う。この実施形態では、位相シフト部１０２は、制御信号発生部１０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して０、π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、位相の異なる２相の信号からなる時分割信号を生成する。すなわち、位相シフト部１０２は、位相が互いにπ／２異なる２つの搬送波を交互に生成することで、時分割信号を生成する。送信電力増幅部１０３は、位相シフト部１０２からの信号を電力増幅して、センサ部１１０に供給する。

【0026】

センサ部１１０は、ＳＡＷデバイス１１１を有している。このセンサ部１１０は、ＳＡＷデバイス１１１の溶液滴下による位相変化を検出して、溶液の種類や、溶液中の成分を検出するものである。

【0027】

受信電力増幅部１０４、受信周波数変換部１０５、ＬＰＦ部１０６、ＡＤ変換部１０７、Ｉ／Ｑ分離部１０８は、受信部１５２を構成している。

【0028】

受信電力増幅部１０４は、送信部１５１から、ＳＡＷデバイス１１１を介された信号を受信し、この受信信号を増幅する。受信周波数変換部１０５は、受信信号とローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。本実施形態では、ローカル信号として、入力信号と同一周波数かつ、位相同期した信号が用いられる。なお、位相シフト部１０２に供給される入力信号をそのままローカル信号としても良い。ＬＰＦ部１０６は、受信周波数変換部１０５の出力信号から、低域成分だけを抽出する。ＡＤ変換部１０７は、ＬＰＦ部１０６の出力信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。Ｉ／Ｑ分離部１０８は、制御信号発生部１０１からのタイミング信号に従い、ＡＤ変換部１０７からの信号を振り分け、ＩチャネルとＱチャネルの複素信号を生成する。

【0029】

上述のように、本実施形態では、位相シフト部１０２により、入力信号に対して、位相の異なる２相の信号からなる時分割信号が生成される。

【0030】

ここで、入力信号ｓ_ｔ（ｔ）を、ｓ_ｔ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_ｃｔ）とすると、送信される時分割信号は、次式（１）のように表される。

【0031】

【数1】

【0032】

なお、式（１）及び他の式において、角括弧［］は相を示すインデックスである。式（１）で示される時分割信号は、送信電力増幅部１０３から出力され、ＳＡＷデバイス１１１を介して、受信電力増幅部１０４で受信される。ここで、ＳＡＷデバイス１１１では、溶液滴下による位相変化が生じる。この位相変化をφとし、振幅の変化を無視すると、受信電力増幅部１０４の受信信号は次式（２）のように表される。

【0033】

【数2】

【0034】

受信周波数変換部１０５は、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。ここで、ローカル信号としては、入力信号と同一の周波数かつ、位相同期した信号が用いられる。なお、ローカル信号は、入力信号を分岐させた信号であってもよい。受信信号それぞれとローカル信号ｓ_ｌｏｃ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_ｃｔ)とを乗算して得られる信号は、受信信号とローカル信号との和の周波数の信号と、受信信号とローカル信号との差の周波数の信号である。受信信号とローカル信号とは同一の周波数かつ、位相同期した信号なので、受信周波数変換部１０５の出力信号は、次式（３）のように表され、入力信号の２倍の周波数成分と、ベースバンド信号（ゼロＩＦ信号）となる。

【0035】

【数3】

【0036】

ＬＰＦ部１０６は、受信周波数変換部１０５で、式（３）のように表される受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して得られた信号から、ベースバンド信号を抽出する。式（３）において、ｓ_ｃ［０］ｔの第１項ｃｏｓ（２ω_ｃｔ＋ψ）は周波数が高いため、ＬＰＦ部１０６で除去され、同様に、ｓ_ｃ［１］ｔの第１項ｓｉｎ（２ω_ｃｔ＋ψ）は周波数が高いため、ＬＰＦ部１０６で除去される。したがって、ＬＰＦ部１０６の出力は、各式において２項目のみとなり、次式（４）のような２相の信号の時分割信号となる。

【0037】

【数4】

【0038】

このＬＰＦ部１０６の出力信号は、ＡＤ変換部１０７により、アナログ信号からデジタル信号に変換される。そして、Ｉ／Ｑ分離部１０８は、制御信号発生部１０１から遅延調整部１５３を介して入力されるタイミング信号に基づいて、入力信号を時分割したのと同様のタイミングで、ＡＤ変換部１０７の出力信号を振り分けることで、π／２異なる位相の成分を個別に抽出して出力する。これにより、次式（５）のように、０相のＩチャネル及びπ／２相のＱチャネルの複素信号が得られる。

【0039】

【数5】

【0040】

式（５）に示すように、Ｉ／Ｑ分離部１０８から得られる複素信号は、センサ部１１０のＳＡＷデバイス１１１による、溶液滴下による位相変化の検出信号となる。このように、本実施形態によれば、直交復調器を用いずに、等価的に直交復調動作を実現してＩチャネルとＱチャネルの複素信号を生成することができる。

【0041】

以上説明したように、本実施形態の送受信装置１００は、本実施形態では、送信時に、位相がπ／２（ｒａｄ）互いに異なる信号を順次、時分割して送信する。そして、受信時に受信信号を振り分け、等価的に直交復調動作を実現してＩチャネルとＱチャネルの複素信号を生成している。
この構成により、本実施形態では、受信周波数変換部１０５として直交復調器を用いる必要がなく、回路規模を小さくすることができる。また、Ｉチャネル用とＱチャネル用との２個のＡＤ変換部を必要とせず、１つのＡＤ変換部１０７で、受信信号を処理変換できる。また、ＡＤ変換部１０７はＬｏｗ−ＩＦ方式と異なり、周波数の低いベースバンド信号を変換すればよいため、ＡＤ変換部１０７として、低速のものを用いることができる。そして、本実施形態では、直交誤差は、位相シフトの精度によって決まる。このため、送受信装置１００に対して求められる直交誤差範囲であれば、位相のシフト量π／２（ｒａｄ）に許容差があってもよい。

【0042】

＜第２実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図３は、本実施形態に係る送受信装置２００の概略構成を示すブロック図である。図３に示すように、本実施形態に係る送受信装置２００は、制御信号発生部２０１、送信電力増幅部２０３、受信電力増幅部２０４、受信周波数変換部２０５、ＬＰＦ部２０６、ＡＤ変換部２０７、Ｉ／Ｑ分離部２０８、及び位相シフト部２０９を備えている。

【0043】

制御信号発生部２０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部１０１からのタイミング信号は、位相シフト部２０９に供給されると共に、Ｉ／Ｑ分離部２０８に供給される。なお、所定時間については後述する。
送信電力増幅部２０３は、送信部２５１を構成している。受信電力増幅部２０４、受信周波数変換部２０５、ＬＰＦ部２０６、ＡＤ変換部２０７、Ｉ／Ｑ分離部２０８、位相シフト部２０９は、受信部２５２を構成している。
センサ部２１０は、ＳＡＷデバイス２１１を有している。なお、ＳＡＷデバイス２１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。

【0044】

本実施形態における、制御信号発生部２０１、送信電力増幅部２０３、受信電力増幅部２０４、受信周波数変換部２０５、ＬＰＦ部２０６、ＡＤ変換部２０７、Ｉ／Ｑ分離部２０８は、前述の第１実施形態における、制御信号発生部１０１、送信電力増幅部１０３、受信電力増幅部１０４、受信周波数変換部１０５、ＬＰＦ部１０６、ＡＤ変換部１０７、Ｉ／Ｑ分離部１０８と同様に構成される。
位相シフト部２０９は、制御信号発生部２０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して位相シフトを行う。この実施形態では、位相シフト部２０９は、制御信号発生部２０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して０、π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、互いに位相の異なる２相の信号を交互に設定し、時分割信号を生成する。

【0045】

第１実施形態では、位相シフト部１０２により、送信時に、入力信号に対して、０、π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、位相の異なる２相の信号を時分割で送信している。これに対して、本実施形態では、この時分割した信号を受信周波数変換部２０５で用いるローカル信号として供給する。この場合も、第１実施形態と同様に、位相シフトを行ったのと同様のタイミングで、Ｉ／Ｑ分離部２０８で信号を分離することにより、直交復調器を用いずに、等価的に直交復調動作を実現して、０相のＩチャネルとπ／２相のＱチャネルの複素信号を取得できる。例えば、Ｉ／Ｑ分離部２０８は、応答の位相が位相シフト部２０９によって設定されて、受信周波数変換部２０５によって変換された後の応答の列から、位相シフト部２０９の位相シフトのタイミングに同期して、π／２異なる位相の成分を個別に抽出することで、０相のＩチャネルとπ／２相のＱチャネルの複素信号を得る。なお、送受信装置２００に対して求められる直交誤差範囲であれば、位相のシフト量π／２（ｒａｄ）に許容差があってもよい。

【0046】

本実施形態によれば、送信信号を位相シフトさせていないため、第１実施形態の送信信号と比べて送信信号のスペクトルの幅が広がらない。この結果、本実施形態によれば、ＳＡＷデバイス２１１は、第１実施形態のＳＡＷデバイス１１１と比べて狭帯域のものを用いることができる。また、本実施形態によれば、後述するようなタイミングで、受信側でローカル信号を位相シフトさせているため、送受信装置１００で必要であった遅延調整部１５３が不要である。

【0047】

＜第３実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図４は、本実施形態に係る送受信装置３００の概略構成を示すブロック図である。図４に示すように、本実施形態に係る送受信装置３００は、制御信号発生部３０１、位相シフト部３０２、送信電力増幅部３０３、受信電力増幅部３０４、受信周波数変換部３０５、ＬＰＦ部３０６、ＡＤ変換部３０７、位相逆シフト部３０８、相関部３０９、遅延調整部３５３、及びセンサ部３１０を備えている。

【0048】

制御信号発生部３０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部３０１からのタイミング信号は、位相シフト部３０２に供給されると共に、遅延調整部３５３を介して位相逆シフト部３０８及び相関部３０９に供給される。なお、所定時間については後述する。
遅延調整部３５３は、制御信号発生部３０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号を位相逆シフト部３０８及び相関部３０９に供給する。

【0049】

位相シフト部３０２及び送信電力増幅部３０３は、送信部３５１を構成している。位相シフト部３０２は、制御信号発生部３０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して時分割で位相シフトを行う。この実施形態では、位相シフト部３０２は、制御信号発生部３０１からのタイミング信号に基づいて、入力信号に対して、０、π／２、π、３π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、位相の異なる４相の信号をサイクリックに生成することで時分割信号を生成する。送信電力増幅部３０３は、位相シフト部３０２からの信号を電力増幅して、センサ部３１０に供給する。

【0050】

センサ部３１０は、ＳＡＷデバイス３１１を有している。このセンサ部３１０は、ＳＡＷデバイス３１１の溶液滴下による位相変化を検出して、溶液の種類や、溶液中の成分を検出するものである。なお、ＳＡＷデバイス３１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。

【0051】

受信電力増幅部３０４、受信周波数変換部３０５、ＬＰＦ部３０６、ＡＤ変換部３０７、位相逆シフト部３０８、相関部３０９は、受信部３５２を構成している。

【0052】

受信電力増幅部３０４は、ＳＡＷデバイス３１１を介された信号を受信し、この受信信号を増幅する。受信周波数変換部３０５は、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。ここで、ローカル信号としては、入力信号と同一周波数かつ、位相同期した信号が用いられる。なお、位相シフト部３０２に供給される入力信号をそのままローカル信号としても良い。ＬＰＦ部３０６は、受信周波数変換部３０５の出力信号の低域成分を抽出する。ＡＤ変換部３０７は、ＬＰＦ部３０６の出力をアナログ信号からデジタル信号に変換する。位相逆シフト部３０８は、送信側の位相シフト部３０２と逆の位相シフトを行う。相関部３０９は、相関演算を行うことにより、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号を生成する。なお、相関演算については、後述する。

【0053】

上述のように、本実施形態では、位相シフト部３０２により、入力信号に対して、位相の異なる４相の信号からなる時分割信号が生成される。

【0054】

ここで、入力信号ｓ_ｔ（ｔ）を、ｓ_ｔ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_ｃｔ）とすると、送信される時分割信号は、次式（６）のように表される。

【0055】

【数6】

【0056】

式（６）で示される４相の信号は、時分割で、送信電力増幅部３０３から出力される。送信電力増幅部３０３からの信号は、ＳＡＷデバイス３１１を介して、受信電力増幅部３０４で受信される。ＳＡＷデバイス３１１では、溶液滴下による位相変化が生じる。この位相変化をφとし、振幅の変化を無視すると、受信電力増幅部３０４の受信信号は、次式（７）の４相の信号の時分割信号となる。

【0057】

【数7】

【0058】

受信周波数変換部３０５は、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。ここで、ローカル信号としては、受信信号と同一の周波数かつ、位相同期した信号が用いられる。この場合、受信周波数変換部３０５の出力信号は、入力信号の２倍の周波数成分と、ベースバンド信号（ゼロＩＦ信号）となる。

【0059】

ＬＰＦ部３０６は、受信周波数変換部３０５で、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して得られた信号から、ベースバンド信号を抽出する。したがって、ＬＰＦ部３０６の出力は、次式（８）のような４相の信号の時分割信号となる。

【0060】

【数8】

【0061】

このＬＰＦ部３０６の出力信号は、ＡＤ変換部３０７により、アナログ信号からデジタル信号に変換される。そして、位相逆シフト部３０８及び相関部３０９は、次式（９）のように演算を行うことにより、位相シフト部３０２の位相シフトとは逆の位相シフトを行い、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号を取得する。

【0062】

【数9】

【0063】

なお、本実施形態では、位相シフト部３０２、位相逆シフト部３０８が、４相（２πを４等分）に位相シフトする例を説明したが、位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部３０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部３０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。また、位相シフト部３０２は、位相の跳躍幅として、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相を設定する場合、その跳躍幅を常に一定にしなくてもよく、例えば、ランダムに設定してもよい。この場合、位相逆シフト部３０８は、位相シフト部３０２が設定した位相跳躍幅に対応した跳躍幅に従って、逆の位相シフトを行う。

【0064】

以上のように、本実施形態では、ｎ相（２πをｎ等分（ｎは３以上））に位相シフトした信号を順次送信し、受信側で受信した信号を周波数変換後に位相を逆シフトする。そして、本実施形態では、受信側で相関演算を行うことで、直交復調器を用いずに、等価的に直交復調動作を実現してＩチャネルとＱチャネルの複素信号を生成することができる。
この構成により、本実施形態によれば、直交復調器を用いる必要がなく、回路規模を小さくすることができる。また、Ｉチャネル用とＱチャネル用との２個のＡＤ変換部を必要とせず、１つのＡＤ変換部３０７で、受信信号を処理変換できる。また、ＡＤ変換部３０７はＬｏｗ−ＩＦ方式と異なり、周波数の低いベースバンド信号を変換すればよいため、ＡＤ変換部３０７として、低速のものを用いることができる。なお、送受信装置３００に対して求められる精度に応じて、位相のシフト量に許容差があってもよい。

【0065】

また、本実施形態では、受信周波数変換部３０５におけるＤＣオフセットをキャンセルできる。また、直交誤差は位相シフトおよび位相逆シフトの精度で決まり、受信周波数変換部３０５では原理的に発生しない。なお、これらの理由については、後に説明する。
さらに、図４で説明した位相シフトが４相の場合は、位相逆シフト部３０８に回路規模の大きな乗算器が不要であり、位相逆シフト部３０８による位相逆シフト演算と相関部３０９による相関演算とを論理圧縮することができるので、さらに回路規模を削減することができる。

【0066】

＜第４実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図５は、本実施形態に係る送受信装置４００の概略構成を示すブロック図である。図５に示すように、本実施形態に係る送受信装置４００は、制御信号発生部４０１、送信電力増幅部４０３、受信電力増幅部４０４、受信周波数変換部４０５、ＬＰＦ部４０６、ＡＤ変換部４０７、位相逆シフト部４０８、相関部４０９、センサ部４１０、位相シフト部４１２を備えている。

【0067】

送信電力増幅部４０３は、送信部４５１を構成している。受信電力増幅部４０４、受信周波数変換部４０５、ＬＰＦ部４０６、ＡＤ変換部４０７、位相逆シフト部４０８、相関部４０９、位相シフト部４１２は、受信部４５２を構成している。センサ部４１０は、ＳＡＷデバイス４１１を有している。なお、ＳＡＷデバイス４１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。

【0068】

制御信号発生部４０１、送信電力増幅部４０３、受信電力増幅部４０４、受信周波数変換部４０５、ＬＰＦ部４０６、ＡＤ変換部４０７、位相逆シフト部４０８、相関部４０９は、前述の第３実施形態における、制御信号発生部３０１、送信電力増幅部３０３、受信電力増幅部３０４、受信周波数変換部３０５、ＬＰＦ部３０６、ＡＤ変換部３０７、位相逆シフト部３０８、相関部３０９と同様に構成される。

【0069】

制御信号発生部４０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部４０１からのタイミング信号は、位相シフト部４１２に供給されると共に、位相逆シフト部４０８及び相関部４０９に供給される。なお、所定時間については後述する。

【0070】

第３実施形態では、位相シフト部３０２により、送信時に、入力信号に対して、０、π／２、π、３π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、π／２の位相差を有する４相の信号の時分割信号を生成している。これに対して、本実施形態では、位相シフト部４１２が、この時分割した信号を受信周波数変換部４０５で用いるローカル信号として供給する。従って、位相シフト部４１２は、搬送波に応じて受信周波数変換部４０５が出力する応答の位相を、π／２度ずつ異なる４通りの値にサイクリックに設定する。この位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部４１２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトする。また、位相シフト部３０２は、位相の跳躍幅として、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相を設定する場合、その跳躍幅を常に一定にしなくてもよく、例えば、ランダムに設定してもよい。
また、この場合も、第３実施形態と同様に、位相逆シフト部４０８と相関部４０９とで信号を分離することにより、そして直交復調器を用いずに、等価的に直交復調動作を実現して０相のＩチャネルの信号とπ／２相のＱチャネルの信号を得ることができる。ここでは、相関部４０９は、受信周波数変換部４０５から出力された応答の列から、位相シフト部４１２の位相シフトのタイミングに同期して、π／２ずつ異なる位相の成分を個別に抽出する。ここで、位相逆シフト部４０８は、位相シフト部４１２がランダムに位相の跳躍幅を設定している場合、この跳躍幅に対応した跳躍幅に従って、逆の位相シフトを行う。なお、送受信装置４００に対して求められる直交誤差範囲であれば、位相のシフト量に許容差があってもよい。

【0071】

本実施形態によれば、送信信号を位相シフトさせていないため、第３実施形態の送信信号と比べて送信信号のスペクトルの幅が広がらない。この結果、本実施形態によれば、ＳＡＷデバイス４１１は、第３実施形態のＳＡＷデバイス３１１と比べて狭帯域のものを用いることができる。また、本実施形態によれば、後述するようなタイミングで、受信側でローカル信号を位相シフトさせているため、送受信装置３００で必要であった遅延調整部３５３が不要である。

【0072】

＜直交復調器が不要な理由の説明＞
前述の第３実施形態では、入力信号に対して、０、π／２、π、３π／２の位相シフトを行い、π／２の位相差を有する４相の信号の時分割信号を生成し、受信時に、加減算で、受信周波数変換部に直交復調器を用いずにＩチャネル及びＱチャネルの複素信号を得ることができる。また、第３実施形態では、このような演算により、ＤＣオフセットをキャンセルできる。また、直交誤差は位相シフトおよび位相逆シフトの精度で決まり、受信周波数変換部３０５では原理的に発生しない。第４の実施形態においても、ローカル信号に対して、０、π／２、π、３π／２の位相シフトを行うことで、第３実施形態と同様の処理が行える。

【0073】

図６は、直交復調部が不要である理由を説明する図である。第３実施形態では、受信周波数変換部３０５として、直交復調器を用いないと説明した。これに対して、ここでは、ＤＣオフセット及び直交誤差を説明するために、周波数変換部として直交復調器を使うものとする。

【0074】

受信周波数変換部３０５として直交復調器３１５を用いたことから、直交復調器３１５の出力から、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号が得られる。このため、２つのＬＰＦ部３０６ａ及び３０６ｂと、２つのＡＤ変換部３０７ａ及び３０７ｂが設けられる。これ以外の構成については、第３実施形態と同様である。

【0075】

図７は、直交復調器３１５の部分を示している。図７に示すように、直交復調器３１５は、２つの乗算器３２１ａ及び３２１ｂを有している。また、図７において、Δα及びΔβは、Ｉチャネル及びＱチャネルの利得誤差であり、Δθは位相誤差であり、ΔＶｉ及びΔＶｑは、Ｉチャネル及びＱチャネルのＤＣオフセットである。なお、図７に示したＬＰＦ３０６ａ及び３０６ｂの後段に、ＡＤ変換部３０７ａ及び３０７ｂが接続される。

【0076】

ｎ相の受信ＲＦ信号をｃｏｓ（ω_ｔ＋２ｎπ／Ｎ＋ψ）とすると、ミキサの出力信号は次式（１０）で表される。

【0077】

【数10】

【0078】

式（１０）において、ΔαとΔβは利得誤差、ψはセンシングによる位相回転、Δθは位相誤差、ΔＶｉとΔＶｑはＤＣオフセットである。
加法定理で加法の形式に変形すると、式（１０）は次式（１１）のように表される。

【0079】

【数11】

【0080】

つぎに、ＬＰＦ部３０６ａ及び３０６ｂにより、２倍波成分の項を除去すると、次式（１２）のように表される。

【0081】

【数12】

【0082】

これらの信号をＡＤ変換部３０７ａ及び３０７ｂで取り込み、位相逆シフト演算、相関処理すると、次式（１３）のように表される。

【0083】

【数13】

【0084】

式（１３）は、Ｎが２以上のとき、ＤＣオフセットであるΔＶｉとΔＶｑの項が０となるので、次式（１４）のように表される。

【0085】

【数14】

【0086】

式（１４）を加法定理で加法の形式に変形すると、次式（１５）のように表される。

【0087】

【数15】

【0088】

式（１５）において、Ｎが３以上のとき、４ｎπ／Ｎを含む項が０となるので、次式（１６）のように表される。

【0089】

【数16】

【0090】

位相回転成分 は残留するが、ｉ成分ｑ成分に同レベルが混入しているため、コンスタレーション（信号空間ダイヤグラム）は真円であり、イメージ成分は発生せず、直交誤差のない理想的な直交復調器として機能する。
ここで、補償後の位相回転についてもう少しわかりやすくするため、Δα＝Δβ＝０という特殊条件で式を整理する。加算後の信号は、次式（１７）のようにまとめることができる。

【0091】

【数17】

【0092】

これより、位相回転 は生じているものの、コンスタレーションは真円であり、イメージ成分は発生しないことがうかがえる。ただし、補償の代償としてレベル低下ｃｏｓ（Δθ／２)を伴う。Δθ＝±πの極限条件では信号レベルはゼロとなり、もはや直交復調器として機能しない。
ところで、振幅誤差の極限状態は片側の系の利得が０の時である。例えばΔβ＝−１とすると、加算後の信号は次式（１８）のようになる。

【0093】

【数18】

【0094】

これより、片側の系の利得が０であっても、理想的な直交復調器として機能することがわかる。片側の系の利得が０であるとういことは、その系は不要であることを意味する。すなわち、図４に示したように、直交復調器を用いずに、受信周波数変換部３０５を構成できるということになる。
上述したように本発明によれば、直交復調器を用いずに、受信周波数変換部３０５のＤＣオフセットおよび直交誤差をキャンセルすることが可能であり、振幅誤差の極限状態として、片側の系のみでも理想的な直交復調が可能である。
この思考により、n相信号を利用することにより、簡易なミキサと１個のＡＤＣで直交復調の機能を実現可能であるという発明にいたった。ただし、信号レベルは１／２であるから、直交復調器と２個のＡＤＣを利用した一般的な構成に比べて、Ｓ／Ｎは３ｄＢ低い。

【0095】

また、Ｎ＝４のとき、位相逆シフトに用いる回転演算子は次式（１９）のように簡単なベクトルとなるため、回路規模の大きい乗算器が不要となる。

【0096】

【数19】

【0097】

同じような手順で、各相のＩチャネル及びＱチャネルのベースバンド信号を求めると、図８に示すようになる。

【0098】

図６に示すように、ＬＰＦ部３０６ａ及び３０６ｂから抽出されたＩチャネル及びＱチャネルのベースバンド信号は、ＡＤ変換部３０７ａ及び３０７ｂでデジタル信号に変換され、位相逆シフト部３０８で、送信時とは逆に位相シフトされる。

【0099】

図８に示したような各相のＩチャネル及びＱチャネルのベースバンド信号に、位相逆シフトを与えると、図９に示すような信号となる。

【0100】

図９により、位相シフト後の４相の信号を加算すると、ＤＣオフセットΔＶｉ及びΔＶｑは、キャンセルされることが分かる。

【0101】

＜第５実施形態＞
図１０は、本実施形態に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。図１０に示すように、本実施形態に係る送受信装置５００は、制御信号発生部５０１、位相シフト部５０２、送信リタイミング部５２１、送信電力増幅部５０３、受信電力増幅部５０４、受信周波数変換部５０５、ＬＰＦ部５０６、ＡＤ変換部５０７、位相逆シフト部５０８、相関部５０９、センサ部５１０、インバータ５３５、アイソレーションバッファ５３６、及び遅延調整部５５３を備えている。

【0102】

制御信号発生部５０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部５０１からのタイミング信号は、位相シフト部５０２に供給されると共に、遅延調整部５５３を介して位相逆シフト部５０８及び相関部５０９に供給される。なお、所定時間については後述する。
遅延調整部５５３は、制御信号発生部５０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号を位相逆シフト部５０８及び相関部５０９に供給する。

【0103】

位相シフト部５０２、送信リタイミング部５２１、送信電力増幅部５０３は、送信部５５１を構成している。位相シフト部５０２は、分周部５３１と選択部５３２とからなる。位相シフト部５０２は、制御信号発生部５０１からのタイミング信号に基づいて、０、π／２、π、３π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、位相の異なる４相の信号の時分割信号を生成する。送信リタイミング部５２１は、位相シフト部５０２からの信号を４相の信号を、エッジが揃うように、入力信号によりリタイミングする。送信電力増幅部５０３は、位相シフト部５０２からの信号を電力増幅して、センサ部５１０に供給する。なお、リタイミングに用いる信号は入力信号に同期した外部からの信号でもよい。また、ＳＡＷデバイス５１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。
なお、本実施形態においても、位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部５０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部５０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。

【0104】

受信電力増幅部５０４、受信周波数変換部５０５、ＬＰＦ部５０６、ＡＤ変換部５０７、位相逆シフト部５０８、相関部５０９は、受信部５５２を構成している。

【0105】

受信電力増幅部５０４は、ＳＡＷデバイス５１１を介された信号を受信し、この受信信号を増幅する。受信周波数変換部５０５は、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。ここで、ローカル信号としては、分周部５３１の何れかの出力が用いられる。すなわち、この例では、位相シフト部５０２を構成する分周部５３１から、４相の信号が出力され、この４相の信号の何れかがアイソレーションバッファ５３６を介して、ローカル信号として受信周波数変換部５０５に供給される。この位相シフト部５０２を構成する分周部５３１からの信号は、受信信号の周波数と同一の周波数である。なお、アイソレーションバッファ５３６は、ローカル信号に他の信号が混入して、精度が低下するのを防止するものである。また、アイソレーション向上のため、分周部を別に設けてもよい。また、受信周波数変換部５０５に供給されるローカル信号は、上述した分周部５３１によって分周された信号であってもよく、外部からの信号であってもよい。また、ローカル信号の位相は０相でなくてもよく、位相シフト部５０２から出力されるローカル信号（以後、受信ローカル信号ともいう）を位相シフトしてもよい。

【0106】

受信周波数変換部５０５の出力信号は、ＬＰＦ部を介してＡＤ変換部５０７に入力される。
ＡＤ変換部５０７は、ＬＰＦ部５０６から入力された出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。位相逆シフト部５０８は、送信側の位相シフト部５０２と逆の位相シフトを行う。相関部５０９は、相関演算を行うことにより、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号を生成する。
なお、本実施形態でも位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部５０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部５０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。

【0107】

位相シフト部５０２には、入力信号として、送受信周波数の４倍の信号が供給される。位相シフト部５０２の分周部５３１は、例えばカウンタにより構成される。分周部５３１により、この入力信号が１／４分周され、分周部５３１からは、（π／２）ずつの位相差を有する４相の信号が出力される。すなわち、入力信号をｓ_ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（４ω_ｃｔ）とすると、分周部５３１からは、次式（２０）に示す４相の信号が出力される。

【0108】

【数20】

【0109】

選択部５３２は、分周部５３１からの４相の信号ｐｓ０〜ｐｓ３から１つの信号を、後述するタイミングの制御信号に基づき選択し、送信リタイミング部５２１に出力する。

【0110】

送信リタイミング部５２１は、ＤフリップフロップやＪＫフリップフロップのような、エッジトリガ型のフリップフロップ５２２から構成される。送信リタイミング部５２１には、インバータ５３５を介して、入力信号が供給される。選択部５３２からの信号は、送信リタイミング部５２１により、その変化点が入力信号の立ち下がりエッジと揃うように、リタイミングされる。

【0111】

図１１は、本実施形態における位相シフト部５０２と送信リタイミング部５２１の動作を示す波形図である。

【0112】

分周部５３１には、図１１（Ｆ）に示すような入力信号が供給される。分周部５３１で、この入力信号が１／４分周され、分周部５３１からは、図１１（Ａ）〜図１１（Ｄ）に示すように、位相がπ／２ずつ異なる４相の信号ｐｓ０〜ｐｓ３が出力される。ここで、図１１（Ａ）〜図１１（Ｄ）に示すように、分周部５３１からの信号中には、ゲートの遅延やゲート段数のバラツキ等による位相変動成分が含まれている。選択部５３２で、これら４相の信号ｐｓ０〜ｐｓ３の中から、１つの信号が選択される。ここでは、信号ｐｓ３（図１１（Ｄ））が選択されたとする。この信号は、図１１（Ｆ）に示す入力信号の立ち下がりエッジでリタイミングされる。これにより、図１１（Ｅ）に示すように、送信電力増幅部５０３に送られる信号ｐｓｎは、入力信号の立ち下がりエッジと揃ったものとなる。なお、図１１（Ｄ）に示す信号ｐｓ３を、入力信号の立ち下がりでリタイミングしているので、送信電力増幅部５０３に送られる信号ｐｓｎは、信号ｐ３より０．５クロック遅れている。他の相の信号を選択した場合も、同様に、送信電力増幅部５０３に送られる信号ｐｓｎは、入力信号の立ち下がりエッジと揃ったものとなる。

【0113】

ここで、図１２に示すように、選択部５３２での４相の信号の選択方法としては、正転、反転、交番、ランダム等が考えられる。正転は、π／２位相を順に進めていく。反転は、π／２位相を反転方向に順に進めていく。交番は、４相の単位で正転と反転とを繰り返す。ランダムは、相関処理の単位内で各相の出現確率一定という条件で、位相をランダムに切り替えていく。交番では、４相信号の時変の影響をキャンセルできる。ランダムでは、スペクトルが拡散し、スプリアスレスポンスを軽減できる。

【0114】

以上のように、本実施形態の送受信装置５００は、２πを４等分した４相の時分割した前記送信信号を送信する送信部と５５１、前記送信信号に基づく信号を受信信号として受信し、２πを４等分した４相の前記入力信号に基づく信号を用いて、前記受信した信号を周波数変換し、前記周波数変換された信号に対して位相を逆シフトさせることで複素信号を取得する受信部５５２と、を備え、前記送信部は、前記入力信号を分周する分周部５３１と、前記分周部の出力信号から位相の異なる信号を選択する選択部５３２とからなる位相シフト部５０２と、前記選択部５３２から出力された信号を、前記入力信号のタイミングでリタイミングするリタイミング部５２１と、を備える。

【0115】

位相シフト部５０２と選択部５３２によって、本実施形態では、時分割多重されるｎ相（ｎは３以上の整数）の信号のエッジが全て揃い、直交誤差の主要因である位相シフトの精度を向上することができる。また、選択部５３２で選択された信号を送信リタイミング部５２１でリタイミングしているため、直交誤差の主要因である位相シフトの精度を入力信号が有するジッタ成分と送信リタイミング部５２１が有するフリップフロップのランダムばらつきの範囲に低減することができる。このように、リタイミングを行うことで、位相シフトの精度をさらに向上することができる。

【0116】

なお、本実施形態で説明した位相シフト部５０２が分周部５３１と選択部５３２を有する構成を、第１〜第４実施形態に適用することも可能である。例えば、図２の位相シフト部１０２が、分周部と選択部とを有する場合、分周部は４分周、選択部は０相、π／２相を選択してもよい。また、送信信号リタイミング部を備え、送信信号リタイミング部は選択部が出力する信号をリタイミングするようにしてもよい。

【0117】

＜第６実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図１３は、本実施形態に係る送受信装置６００の概略構成を示すブロック図である。図１３に示すように、本実施形態に係る送受信装置６００は、制御信号発生部６０１、位相シフト部６０２、送信電力増幅部６０３、受信電力増幅部６０４、受信周波数変換部６０５、ＬＰＦ部６０６、ＡＤ変換部６０７、位相逆シフト部６０８、相関部６０９、センサ部６１０、及び受信リタイミング部６２１を備えている。

【0118】

制御信号発生部６０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部６０１からのタイミング信号は、位相シフト部６０２に供給されると共に、位相逆シフト部６０８及び相関部６０９に供給される。なお、所定時間については後述する。

【0119】

送信電力増幅部６０３は、送信部６５１を構成している。受信電力増幅部６０４、受信周波数変換部６０５、ＬＰＦ部６０６、ＡＤ変換部６０７、位相逆シフト部６０８、相関部６０９、位相シフト部６０２、受信リタイミング部６２１は、受信部６５２を構成している。センサ部６１０は、ＳＡＷデバイス６１１を有している。なお、ＳＡＷデバイス６１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。
なお、本実施形態でも位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部６０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部６０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。

【0120】

分周部６３１により入力信号が分周され、分周部６３１からの４相の信号ｐｓ０〜ｐｓ４のうちの１つの信号が選択部６３２で選択され、受信リタイミング部６２１に出力される。そして、受信リタイミング部６２１は、位相シフト部６０２からの信号を４相の信号を、エッジが揃うように入力信号でリタイミングし、リタイミングした信号をローカル信号として受信周波数変換部６０５に送る。これにより、リタイミングされた信号を用いて周波数変換を行うため、時分割多重された各相の信号のエッジが全て揃い、位相精度を高くすることができる。

【0121】

すなわち、位相シフト部６０２には、入力信号として、送受信周波数の４倍の信号が供給される。位相シフト部６０２の分周部６３１により、この入力信号が１／４分周され、分周部６３１からは、（π／２）ずつの位相差を有する４相の信号が出力される。これら４相の信号のうちの１つが送信電力増幅部６０３に送られる。

【0122】

上述した第５実施形態では、位相シフト部５０２により、送信時に、０、π／２、π、３π／２（ｒａｄ）の位相シフトを行い、π／２の位相差を有する４つ位相の時分割信号を生成し、送信リタイミング部５２１でリタイミングして、送信している。これに対して、本実施形態では、位相シフト部６０２により、π／２の位相差を有する４つ位相の時分割信号を生成し、受信リタイミング部６２１でリタイミングして、ローカル信号として、受信周波数変換部６０５に送っている。他の構成については、前述の第５実施形態と同様である。

【0123】

この構成により、本実施形態によれば、送信信号を位相シフトさせていないため、第５実施形態の送信信号と比べて送信信号のスペクトルの幅が広がらない。この結果、本実施形態によれば、ＳＡＷデバイス６１１は、第５実施形態のＳＡＷデバイス５１１と比べて狭帯域のものを用いることができる。また、本実施形態によれば、受信側でローカル信号を位相シフトさせているため、送受信装置５００で必要であった遅延調整部５５３が不要である。

【0124】

＜第７実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図１４は、本実施形態に係る送受信装置７００の概略構成を示すブロック図である。図１４に示すように、本実施形態に係る送受信装置７００は、制御信号発生部７０１、位相シフト部７０２、送信リタイミング部７２１、送信電力増幅部７０３、受信電力増幅部７０４、受信周波数変換部７０５、ＬＰＦ部７０６ａ及び７０６ｂ、ＡＤ変換部７０７ａ及び７０７ｂ、位相逆シフト部７０８、相関部７０９、遅延調整部７５３、及びセンサ部７１０を備えている。

【0125】

制御信号発生部７０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部７０１からのタイミング信号は、位相シフト部７０２に供給されると共に、遅延調整部７５３を介して位相逆シフト部７０８及び相関部７０９に供給される。なお、所定時間については後述する。
遅延調整部７５３は、制御信号発生部７０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号を位相逆シフト部７０８及び相関部７０９に供給する。

【0126】

位相シフト部７０２、送信リタイミング部７２１、送信電力増幅部７０３は、送信部７５１を構成している。位相シフト部７０２は、分周部７３１と選択部７３２とから構成される。受信電力増幅部７０４、受信周波数変換部７０５、ＬＰＦ部７０６ａ及び７０６ｂ、ＡＤ変換部７０７ａ及び７０７ｂ、位相逆シフト部７０８、相関部７０９は、受信部７５２を構成している。センサ部７１０は、ＳＡＷデバイス７１１を有している。なお、ＳＡＷデバイス７１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。
位相シフト部７０２は、４相の信号の何れかをローカル信号として受信周波数変換部７０５に供給する。
なお、本実施形態においても、位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部７０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部７０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。

【0127】

また、受信周波数変換部７０５に供給されるローカル信号は、上述した分周部７３１によって分周された信号であってもよく、外部からの信号であってもよい。また、ローカル信号の位相は０相でなくてもよく、位相シフト部７０２から出力される受信ローカル信号を位相シフトしてもよい。

【0128】

本実施形態では、受信周波数変換部７０５として、直交復調器が用いられている。このため、受信周波数変換部７０５において、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号とが復調される。受信周波数変換部７０５で復調されたＩチャネル及びＱチャネルの信号は、ＡＤ変換部７０７ａ及び７０７ｂでアナログ信号からデジタル信号に変換され、位相逆シフト部７０８に供給される。位相逆シフト部７０８では、図１５に示すような操作が行われる。そして、相関部７０９では、次式（２１）に示すような演算により、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号が生成される。なお、分周部７３１から出力される４相の信号は、式（６）と同じである。

【0129】

【数21】

【0130】

式（２１）から分かるように、本実施形態では、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号それぞれが、２ｃｏｓ（φ）及び２ｓｉｎ（φ）として求められる。受信周波数変換部に直交復調部を用いない場合のＩチャネル及びＱチャネルの複素信号は、式（６）に示したようになる。式（６）と式（１９）を比べて分かるように信号レベルを２倍にできるので、本実施形態の構成によれば、Ｉチャネル及びＱチャネルの複素信号それぞれのＳ／Ｎ比を３ｄＢ向上させることができる。他の構成については、前述の第５実施形態と同様である。

【0131】

＜第８実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。図１５は、本実施形態に係る送受信装置８００の概略構成を示すブロック図である。図１５に示すように、本実施形態に係る送受信装置８００は、制御信号発生部８０１、位相シフト部８０２、送信リタイミング部８２１、送信周波数変換部８４１、ＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ；デジタル信号−アナログ信号）変換部８４２ａ及び８４２ｂ、送信電力増幅部８０３、受信電力増幅部８０４、受信周波数変換部８０５、ＬＰＦ部８０６、ＡＤ変換部８０７、位相逆シフト部８０８、相関部８０９、遅延調整部８５３、及びセンサ部８１０を備えている。

【0132】

制御信号発生部８０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。制御信号発生部８０１からのタイミング信号は、位相シフト部８０２に供給されると共に、遅延調整部８５３を介して位相逆シフト部８０８及び相関部８０９に供給される。なお、所定時間については後述する。
遅延調整部８５３は、制御信号発生部８０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号を位相逆シフト部８０８及び相関部８０９に供給する。

【0133】

位相シフト部８０２、送信リタイミング部８２１、送信周波数変換部８４１，ＤＡ変換部８４２ａ、８４２ｂ、送信電力増幅部８０３は、送信部８５１を構成している。受信電力増幅部８０４、受信周波数変換部８０５、ＡＤ変換部８０７、位相逆シフト部８０８、相関部８０９は、受信部８５２を構成している。センサ部８１０は、ＳＡＷデバイス８１１を有している。なお、ＳＡＷデバイス８１１の構成は、ＳＡＷデバイス１１１と同様であってもよい。

【0134】

位相シフト部８０２には、入力信号として、送受信周波数の４倍の信号がローカル信号として供給される。位相シフト部８０２は、分周部８３１と切り替え部８３２とから構成される。分周部８３１により、この入力信号が１／４分周され、分周部８３１からは、（π／２）ずつの位相差を有する４相の信号が出力される。切り替え部８３２は、各相において、分周部８３１の出力を切り替える。また、位相シフト部８０２は、４相の信号の何れかをローカル信号に基づく信号として受信周波数変換部８０５に供給する。
なお、本実施形態においても、位相シフトは、３相以上であればよく、５相以上であってもよい。この場合、位相シフト部８０２は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相シフトし、位相逆シフト部８０８は、２πをｎ等分（ｎは３以上）したｎ相に位相を逆シフトする。

【0135】

送信リタイミング部８２１は、４つのエッジトリガ型のフリップフロップ８２２ａ〜８２２ｄから構成される。送信リタイミング部８２１により、位相シフト部８０２からの信号は、ローカル信号でリタイミングされる。送信リタイミング部８２１からは、０相、π／２相、π相、３π／２相毎に、図１６に示すように切り替えられて出力され、送信周波数変換部８４１に供給される。図１６は、実施形態に係る送受信装置における位相シフトの切り替えの説明図である。

【0136】

また、Ｉチャネル及びＱチャネルの入力信号は、ＤＡ変換部８４２ａ及び８４２ｂでデジタル信号からアナログ信号に変換された後、送信周波数変換部８４１に供給される。
送信周波数変換部８４１は直交変調器から構成される。送信周波数変換部８４１により、Ｉチャネル及びＱチャネルの入力信号は、送信リタイミング部８２１からの信号をキャリアとして、直交変調される。送信周波数変換部８４１からの信号は、送信電力増幅部８０３で電力増幅された後、センサ部８１０に供給される。

【0137】

センサ部８１０は、ＳＡＷデバイス８１１を有している。このセンサ部８１０は、ＳＡＷデバイス８１１の溶液滴下による位相変化を検出して、溶液の種類や、溶液中の成分を検出するものである。

【0138】

ＳＡＷデバイス８１１を介された信号は、受信電力増幅部８０４で増幅された後、受信周波数変換部８０５に供給される。受信周波数変換部８０５には、ローカル信号として、分周部８３１中の１つの信号が供給される。

【0139】

受信周波数変換部８０５は、受信信号それぞれとローカル信号とを乗算して、周波数変換を行う。受信周波数変換部８０５の出力信号は、ＡＤ変換部８０７でアナログ信号からデジタル信号に変換された後、位相逆シフト部８０８に供給される。
また、受信周波数変換部８０５に供給されるローカル信号は、上述した分周部８３１によって分周された信号であってもよく、外部からの信号であってもよい。また、ローカル信号の位相は０相でなくてもよく、位相シフト部８０２から出力される受信ローカル信号を位相シフトしてもよい。

【0140】

位相逆シフト部８０８は、位相シフト部８０２での位相シフトと反対に、位相シフトを行う。位相逆シフト部８０８の出力は、相関部８０９に供給される。相関部８０９により、相関演算を行うことで、受信周波数変換部８０５のＤＣオフセットをキャンセルし、また、直交誤差は位相シフトおよび位相逆シフトの精度で決まり、受信周波数変換部８０５では原理的に発生しない。
この第８実施形態では、送信リタイミング部８２１が信号毎にフリップフロップを有するため、送信信号のタイミングの位相の精度を向上することができる。また、本実施形態では、送信周波数変換部８４１により、より自己相関特性の鋭い信号に変調を施して送信することができ、センサ部８１０を経由せずに送信部８５１から受信部８５２へ直接リークした信号の影響を、より高度な受信処理で軽減できる。

【0141】

＜第９実施形態＞
次に、本実施形態について説明する。
図１７は、本実施形態に係る反射型のＳＡＷデバイス１１１Ａの概略的な模式図である。なお、図１に示したＳＡＷデバイス１１１と同じ機能を有する機能部については、同じ符号を用いる。図１７（Ａ）は、ＳＡＷデバイス１１１Ａの概略的な上面図であり、図１７（Ｂ）はＳＡＷデバイス１１１Ａを切断面Ｃから見た概略的な断面図である。

【0142】

ＳＡＷデバイス１１１Ａは、圧電素子基板１０Ａ、電極１１Ａ−１Ａａ、電極１１Ａ−１ｂ、反応領域薄膜１２Ａ、反射器２２、封止構造１４−１、及び封止構造１４−２を含んで構成される。なお、電極１１Ａ−１ａ、電極１１Ａ−１ｂを総称してＩＤＴ１１Ａ−１と呼ぶものとする。
図１７に示すように、ＳＡＷデバイス１１１Ａは、一方のＩＤＴを無くして代わりに検出領域を挟んで送信用電極に対向する位置に反射器２２を設けている。この構成では、１個のＩＤＴを例えば時分割で切り替えることで送信用と受信用とで共用することができる。

【0143】

反応領域薄膜１２Ａの横方向の長さは、図１に示した送信電極１１−１と受信電極１１−２を有するトランスバース型のＳＡＷデバイス１１１の反応領域薄膜１２の横方向の長さの１／２である。なお、横方向とは、ＩＤＴ１１Ａ−１から反射器２２に向かう方向、ＩＤＴ１１−１からＩＤＴ１１−２に向かう方向である。

【0144】

反射器２２−１はＩＤＴ１１Ａ−１から送信されたＳＡＷを反射する。この反射器２２は、ＩＤＴ１１Ａ−１と反応領域薄膜１２を挟んで対向する位置に配置され、例えば、ＩＤＴ１１Ａ−１と同様の電極材を使用するＳＡＷの１波長の１／４の線幅を持ち２分の１波長の間隔で複数整列させた構造を有している。図１７に示した例ではＳＡＷを反射する構造物を、電極を用いて電気的に反射する反射器を用いて構成しているが、ＳＡＷの反射は機械的反射とすることもできる。例えば、圧電素子基板１０Ａの端面より弾性表面波を反射することも可能である。すなわち、ＳＡＷを反射する手法は、反射器を設置する以外のものであってもよい。

【0145】

図１８は、本実施形態に係る送受信装置９００の概略構成を示すブロック図である。図１８に示すように、本実施形態に係る送受信装置９００は、制御信号発生部９０１、位相シフト部９０２、送信電力増幅部９０３、受信電力増幅部９０４、受信周波数変換部９０５、ＬＰＦ部９０６、ＡＤ変換部９０７、位相逆シフト部９０８、相関部９０９、方向性選択部９２０、遅延調整部９５３、及びセンサ部９１０を備えている。なお、第３実施形態において図４を用いて説明した送受信装置３００と同様の機能を有する機能部には、同じ符号を用いて説明を省略する。
送受信装置９００では、例えば電極１１Ａ−１ｂが接地され、送信電力増幅部９０３または受信電力増幅部９０４が方向性選択部９２０を介してＳＡＷデバイス１１１Ａの電極１１Ａ−１ａに接続される。

【0146】

制御信号発生部９０１は、所定時間毎のタイミング信号を生成する。なお、所定時間については後述する。制御信号発生部９０１からのタイミング信号は、位相シフト部９０２に供給されると共に、遅延調整部９５３を介して位相逆シフト部９０８及び相関部９０９に供給される。また、制御信号発生部９０１は、予め定められた時間間隔で送信と受信とを切り替える切替信号を生成し、生成した切替信号を方向性選択部９２０に供給する。なお、制御信号発生部９０１は、ＳＡＷデバイス１１１Ａに供給する送信波形や、ＳＡＷデバイス１１１Ａの遅延特性に応じて、予め定められた時間間隔を決定してもよい。そして、制御信号発生部９０１は、少なくとも１つの相について受信した信号に含まれる受信波のリーク成分と希望波それぞれが受信される時間差を実測し、実測した結果に応じて予め定められた時間間隔を調整するようにしてもよい。なお、受信波のリーク成分及び希望波については後述する。

【0147】

方向性選択部９２０は、例えばスイッチであり、第１の端子Ｔｘが送信電力増幅部９０３に接続され、第２の端子がＳＡＷデバイス１１１Ａの電極１１に接続され、第３の端子Ｒｘが受信電力増幅部９０４に接続され、制御端子が制御信号発生部９０１に接続されている。方向性選択部９２０は、制御信号発生部９０１から供給される切替信号に応じて、ＳＡＷ１１１Ａと送信電力増幅部３０３とを接続、または、ＳＡＷ１１１Ａと受信電力増幅部９０４との接続を切り替える。方向性選択部９２０は、切替信号に応じて、第１の期間にＳＡＷ１１１Ａと送信電力増幅部９０３とを接続するように切り替える。これにより、第１の期間、送信電力増幅部９０３からＳＡＷ１１１Ａに送信信号が供給される。第１の期間終了後、方向性選択部９２０は、切替信号に応じて、第２の期間にＳＡＷ１１１Ａと受信電力増幅部９０４とを接続するように切り替える。これにより、第２の期間、受信電力増幅部９０４には、ＳＡＷ１１１Ａから受信信号が供給される。なお、方向性選択部９２０は、例えば、電力分配・合成器、サーキュレータ、方向性結合器等でもよく、そのとき、方向性選択部は制御信号を必要としない。

【0148】

遅延調整部９５３は、制御信号発生部９０１から入力されたタイミング信号に対して、送信信号に対する受信信号の遅延時間に応じた所定の時間だけ遅延させ、遅延させたタイミング信号を位相逆シフト部９０８及び相関部９０９に供給する。

【0149】

送受信装置９００において、ＳＡＷデバイス１１１Ａに送信される時分割信号は、式（６）と同様である。そして、受信電力増幅部９０４の受信信号は、式（７）の４相の信号の時分割信号である。また、ＬＰＦ部９０６の出力は、式（８）のような４相の信号の時分割信号である。そして、位相逆シフト部９０８及び相関部９０９は、式（９）のように演算を行うことにより、位相シフト部３０２において行われた位相シフトとは逆の位相シフトを行い、０相のＩチャネル及びπ／２相のＱチャネルの複素信号を取得する。

【0150】

以上のように、本実施形態の送受信装置９００は、第３実施形態で説明した送受信装置３００と同様に、受信周波数変換部９０５として、直交復調器を用いる必要がなく、回路規模を小さくすることができる。また、ＩチャネルとＱチャネルのＡＤ変換部を必要とせず、１つのＡＤ変換部９０７で、受信信号をデジタル信号に変換できる。
また、本実施形態では、第３実施形態で説明した送受信装置３００と同様に、位相逆シフト部９０８及び相関部９０９では、式に示したような加減算により、Ｉチャネル及びＱチャネルからなる複素信号を得ることができ、乗算器が不要である。また、この場合には、受信周波数変換部９０５におけるＤＣオフセットをキャンセルできる。また、直交誤差は位相シフトおよび位相逆シフトの精度で決まり、受信周波数変換部９０５では原理的に発生しない。

【0151】

なお、本実施形態では、図４に示した送受信装置３００において、ＳＡＷデバイス３１１が反射型のＳＡＷデバイス１１１Ａに接続される例を説明したが、これに限られない。ＳＡＷデバイス１１１Ａは、送受信装置１００（図１）、送受信装置２００（図３）、送受信装置４００（図５）、送受信装置５００（図１０）、送受信装置６００（図１３）、送受信装置７００（図１４）、送受信装置８００（図１５）のＳＡＷデバイスに変えて接続するようにしてもよい。この場合、送受信装置９００で説明したように、各送受信装置は、方向性選択部と遅延調整部を備えるようにしてもよい。

【0152】

＜送信側で２相の位相シフトする場合のタイミングの説明＞
上述した各実施形態において、制御信号発生部がタイミング信号を生成する所定時間について説明する。
まず、送信側で２相の位相シフトする場合の各信号のタイミングについて説明する。図１９は、送信側または受信側で信号に対して２相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。
図１９（ａ）は、送信側で信号に対して位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。図１９（ａ）に示した例は、２相（ｎ＝２）の例である。図１９（ａ）において、横軸は時間である。符号ｇ９０１は制御信号発生部から位相シフト部への制御信号、符号ｇ９０２は送信信号、符号ｇ９０３は受信信号、符号ｇ９０４はＩ／Ｑ分離部への制御信号を示している。

【0153】

時刻ｔ１０１からｔ１０３の期間及び時刻ｔ１０５からｔ１０７の期間、符号ｇ９０１の画像が示すように、位相シフト部への０相を出力する制御信号が入力され、符号ｇ９０２の画像が示すように、０相の送信信号が送信される。
時刻ｔ１０３からｔ１０５の期間、符号ｇ９０１の画像が示すように、位相シフト部へπ／２相を出力する制御信号が入力され、符号ｇ９０２の画像が示すように、π／２相の送信信号が送信される。

【0154】

時刻ｔ１０２からｔ１０４の期間及び時刻ｔ１０６からｔ１０８の期間、符号ｇ９０３の画像が示すように、０相の受信信号が受信され、符号ｇ９０４の画像が示すように、Ｉ／Ｑ分離部へ０相を出力する制御信号が入力される。
時刻ｔ１０４からｔ１０６の期間、符号ｇ９０３の画像が示すように、π／２相の受信信号が受信され、符号ｇ９０４の画像が示すように、Ｉ／Ｑ分離部へπ／２相を出力する制御信号が入力される。
なお、図１９（ａ）に示した例は、位相がπ分の例であり、時刻ｔ１０５以後、時刻ｔ１０１〜ｔ１０５と同様のタイミングで制御信号が繰り返して入力される。

【0155】

＜受信側で２相の位相シフトする場合のタイミングの説明＞
次に、受信側で２相の位相シフトする場合の各信号のタイミングについて説明する。
図１９（ｂ）は、送信側で信号に対して位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。図１９（ｂ）に示した例は、２相（ｎ＝２）の例である。図１９（ｂ）において、横軸は時間である。符号ｇ９１１は制御信号発生部から位相シフト部への制御信号、符号ｇ９１２は受信ローカル信号、符号ｇ９１３は受信信号、符号ｇ９１４は制御信号発生部からＩ／Ｑ分離部への制御信号を示している。

【0156】

時刻ｔ１１１からｔ１１３の期間及び時刻ｔ１１３からｔ１１４の期間、符号ｇ９１１の画像が示すように、位相シフト部への０相を出力する制御信号が入力され、符号ｇ９１２の画像が示すように、０相の受信ローカル信号が位相シフト部から受信側に出力される。また、この期間、符号ｇ９１３の画像が示すように、０相の受信信号が受信され、符号ｇ９１４の画像が示すように、Ｉ／Ｑ分離部へ０相を出力する制御信号が入力される。
時刻ｔ１１２からｔ１１３の期間、符号ｇ９１１の画像が示すように、位相シフト部へπ／２相を出力する制御信号が入力され、符号ｇ９１２の画像が示すように、π／２相の受信ローカル信号が位相シフト部から受信側に出力される。また、この期間、符号ｇ９１４の画像が示すように、π／２相の受信信号が受信され、符号ｇ９１４の画像が示すように、Ｉ／Ｑ分離部へπ／２相を出力する制御信号が入力される。
なお、図１９（ｂ）に示した例は、位相がπ分の例であり、時刻ｔ１１３以後、時刻ｔ１１１〜ｔ１１３と同様のタイミングで制御信号が繰り返して入力される。

【0157】

＜送信側で４相の位相シフトする場合のタイミングの説明＞
次に、送信側で４相の位相シフトする場合の各信号のタイミングについて説明する。図２０は、送信側で信号に対して４相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。図２０において、横軸は時間である。また、符号ｇ９２３、ｇ９２４、及びｇ９２５において、縦軸は振幅である。
符号ｇ９２１は制御信号発生部から位相シフト部への制御信号、符号ｇ９２２は制御信号発生部から方向選択部への制御信号、符号ｇ９２３は送信信号を示している。また、符号ｇ９２４は送信信号から直接リークした受信信号、符号ｇ９２５はＳＡＷ遅延による受信信号（希望波）、符号ｇ９２６は制御信号発生部から位相逆シフト部及び相関部への制御信号を示している。

【0158】

まず、位相シフト部に入力される制御信号のタイミングについて説明する。
符号ｇ９２１の画像が示すように、時刻ｔ２０１からｔ２０４の期間及び時刻ｔ２１３からｔ２１６の期間には、０相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ２０４からｔ２０７の期間には、π／２相を出力する制御信号が入力される。また、符号ｇ９２１の画像が示すように、時刻ｔ２０７からｔ２１０の期間には、π相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ２０４からｔ２０７の期間には、３π／２相を出力する制御信号が入力される。

【0159】

次に、方向選択部へ入力される制御信号のタイミングと、送信信号の送信タイミングについて説明する。
符号ｇ９２２の画像が示すように、時刻ｔ２０１からｔ２０２の期間、時刻ｔ２０４からｔ２０５の期間、時刻ｔ２０７からｔ２０８の期間、時刻ｔ２１０からｔ２１１の期間、及び時刻ｔ２１３からｔ２１４の期間には、第１の端子Ｔｘに接続させる制御信号が入力される。これにより、上述した各期間には、符号ｇ９２３の画像が示すように送信信号が送信される。
また、符号ｇ９２２の画像が示すように、時刻ｔ２０２からｔ２０４の期間、時刻ｔ２０５からｔ２０７の期間、時刻ｔ２０８からｔ２１０の期間、時刻ｔ２１１からｔ２１３の期間、及び時刻ｔ２１４からｔ２１６の期間には、第３の端子Ｒｘに接続させる制御信号が入力される。

【0160】

次に、受信信号が受信されるタイミングと、位相逆シフト部及び相関部に入力される制御信号のタイミングについて説明する。
符号ｇ９２４の画像が示すように、方向性選択部に第１の端子Ｔｘに接続させる制御信号が入力されている各期間、送信信号のリークによる受信信号が受信される。
一方、符号ｇ９２５の画像が示すように、時刻ｔ２０３、ｔ２０６、ｔ２０９、ｔ２１２、及びｔ２１５のとき、ＳＡＷ遅延した受信信号として受信される。
取得したい信号は、符号ｇ９２５の画像に示すＳＡＷ遅延した受信信号であるため、このタイミングに合わせて、位相逆シフト部及び相関部へ制御信号が入力される。すなわち、符号ｇ９２６の画像が示すように、時刻ｔ２０３からｔ２０６の期間には、０相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ２０６からｔ２０９の期間には、π／２相を出力する制御信号が入力される。また、符号ｇ９２６の画像が示すように、時刻ｔ２０９からｔ２１２の期間には、π相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ２１２からｔ２１５の期間には、３π／２相を出力する制御信号が入力される。
なお、図２０に示した例は、位相が２π分の例であり、時刻ｔ２１３以後、時刻ｔ２０１と同様のタイミングで制御信号が繰り返して入力される。

【0161】

＜受信側で４相の位相シフトする場合のタイミングの説明＞
次に、受信側で４相の位相シフトする場合の各信号のタイミングについて説明する。図２１は、受信側で信号に対して４相の位相シフトする場合のタイミングを説明する図である。図２１において、横軸は時間である。また、符号ｇ９３３、ｇ９３４、及びｇ９３５において、縦軸は振幅である。
符号ｇ９３１は制御信号発生部から位相シフト部への制御信号、符号ｇ９３２は制御信号発生部から方向選択部への制御信号、符号ｇ９３３は送信信号を示している。また、符号ｇ９３４は送信信号から直接リークした受信信号、符号ｇ９３５はＳＡＷ遅延による受信信号（希望波）、符号ｇ９３６は制御信号発生部から位相逆シフト部及び相関部への制御信号を示している。

【0162】

まず、位相シフト部に入力される制御信号のタイミングについて説明する。
符号ｇ９３１の画像が示すように、時刻ｔ３０３からｔ３０６の期間には、０相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ３０６からｔ３０９の期間には、π／２相を出力する制御信号が入力される。また、符号ｇ９３１の画像が示すように、時刻ｔ３０９からｔ３１２の期間には、π相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ３１２からｔ３１５の期間には、３π／２相を出力する制御信号が入力される。

【0163】

次に、方向選択部へ入力される制御信号のタイミングと、送信信号の送信タイミングについて説明する。
符号ｇ９３２の画像が示すように、時刻ｔ３０１からｔ３０２の期間、時刻ｔ３０４からｔ３０５の期間、時刻ｔ３０７からｔ３０８の期間、時刻ｔ３１０からｔ３１１の期間、及び時刻ｔ３１３からｔ３１４の期間には、第１の端子Ｔｘに接続させる制御信号が入力される。これにより、上述した各期間には、符号ｇ９３３の画像が示すように送信信号が送信される。
また、符号ｇ９３２の画像が示すように、時刻ｔ３０２からｔ３０４の期間、時刻ｔ３０５からｔ３０７の期間、時刻ｔ３０８からｔ３１０の期間、時刻ｔ３１１からｔ３１３の期間、及び時刻ｔ３１４からｔ３１６の期間には、第３の端子Ｒｘに接続させる制御信号が入力される。

【0164】

次に、受信信号が受信されるタイミングと、位相逆シフト部及び相関部に入力される制御信号のタイミングについて説明する。
符号ｇ９３４の画像が示すように、方向性選択部に第１の端子Ｔｘに接続させる制御信号が入力されている各期間、送信信号のリークによる受信信号が受信される。
一方、符号ｇ９３５の画像が示すように、時刻ｔ３０３、ｔ３０６、ｔ３０９、ｔ３１２、及びｔ３１５のとき、ＳＡＷ遅延した受信信号として受信される。
取得したい信号は、符号ｇ９３５の画像に示すＳＡＷ遅延した受信信号であるため、このタイミングに合わせて、位相逆シフト部及び相関部へ制御信号が入力される。すなわち、符号ｇ９３６の画像が示すように、時刻ｔ３０３からｔ３０６の期間には、０相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ３０６からｔ３０９の期間には、π／２相を出力する制御信号が入力される。また、符号ｇ９３６の画像が示すように、時刻ｔ３０９からｔ３１２の期間には、π相を出力する制御信号が入力され、時刻ｔ３１２からｔ３１５の期間には、３π／２相を出力する制御信号が入力される。
なお、図２１に示した例は、位相が２π分の例であり、時刻ｔ３１５以後、時刻ｔ３０３と同様のタイミングで制御信号が繰り返して入力される。

【0165】

ここで、ＳＡＷデバイス１１１、１１１Ａについて、さらに説明する。
ＳＡＷの伝搬速度は、電波の伝搬速度と比較すれば低速であり、所定の期間で見た場合、信号が変化していない（本発明では、この状態を時不変と定義する）。このようにＳＡＷデバイス１１１または１１１Ａが時不変であるため、本発明で説明した構成によって、位相をシフトさせ、順次時分割して送信または受信することで、等価的に直交復調動作を実現でき、時分割で複素信号を取得することができる。

【0166】

なお、上述した第１〜第７実施形態では、送信電力増幅部（１０３、２０３、３０３、４０３、５０３、６０３、７０３、８０３）が、ＳＡＷデバイス（１１１、２１１、３１１、４１１、５１１、６１１、７１１、８１１）の送信電極１１−１ａ、送信電極１１−１ｂに接続され、受信電力増幅部（１０４、２０４、３０４、４０４、５０４、６０４、７０４、８０４）が、ＳＡＷデバイス（１１１、２１１、３１１、４１１、５１１、６１１、７１１、８１１）の受信電極１１−２ａ、受信電極１１−２ｂに接続される例を説明したが、これに限られない。送信電力増幅部（１０３、２０３、３０３、４０３、５０３、６０３、７０３、８０３）が送信アンテナに接続され、受信電力増幅部（１０４、２０４、３０４、４０４、５０４、６０４、７０４、８０４）が受信アンテナに接続されていてもよい。

【0167】

また、送受信装置の一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
さらに、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

【0168】

さらに、上述した各実施形態では、時分割信号の振幅が一定となっている。
しかし、本発明は、このような時分割信号の振幅が位相毎に異なる所望の値に設定されることにより、ＱＡＭ変調波に対するセンサ部１１０の応答に相当する複素信号を得るためにも同様に適用可能である。
また、上述した各実施形態では、センサ部１１０、２１０、３１０，４１０，５１０，６１０、７１０、８１０、９１０は、上記時分割信号に対する応答が位相毎に直列に得られ、あるいは推定されたり模擬されるべき回路や装置であれば、受動回路に限定されず、能動回路で代替されてもよい。

【0169】

さらに、上述した各実施形態は、図２、図３、図４、図５、図１０、図１３、図１４、図１５、図１８に示す構成に限定されず、例えば、以下に列記する構成要素は、これらの全てまたは一部も、如何なる組み合わせで併合（一体化）され、あるいは、如何なる形態で機能分散や付加分散が図られてもよい。
(1) センサ部１１０、２１０、３１０、４１０、５１０、６１０、７１０、８１０、９１０
(2) 受信周波数変換部１０５、２０５、３０５、４０５、５０５、６０５、７０５、８０５、９０５
(3) ＬＰＦ部１０６、２０６、３０６、３０６ａ、３０６ｂ、４０６、５０６、６０６、７０６ａ、７０６ｂ、８０６、９０６
(4) ＡＤ変換部１０７、２０７、３０７、３０７ａ、３０７ｂ、４０７、５０７、６０７、７０７ａ、７０７ｂ、８０７、９０７
(5) 位相逆シフト部３０８、４０８、５０８、６０８、７０８、８０８、９０８
(6) 相関部３０９、４０９、５０９、６０９、７０９、８０９、９０９
(7) 受信リタイミング部６２１
(8) Ｉ／Ｑ分離部１０８、２０８

【0170】

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

【符号の説明】

【0171】

１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００，９００：送受信装置、
１０１，２０１，３０１，４０１，３０１，５０１，６０１，７０１，８０１，９０１：制御信号発生部、
１０２，２０９，３０２，４１２，３０２，５０２，６０２，７０２，８０２，９０２：位相シフト部、
１０３，２０３，３０３，４０３，３０３，５０３，６０３，７０３，８０３，９０３：送信電力増幅部、
１０４，２０４，３０４，４０４，３０４，５０４，６０４，７０４，８０４，９０４：受信電力増幅部、
１０５，２０５，３０５，３１５，３２１ａ，３２１ｂ，４０５，５０５，６０５，７０５，８０５，９０５：受信周波数変換部、
１０６，２０６，３０６，３０６ａ，３０６ｂ，４０６，５０６，６０６，７０６ａ，７０６ｂ，８０６，９０６：ＬＰＦ部、
１０７，２０７，３０７，３０７ａ，３０７ｂ，４０７，５０７，６０７，７０７ａ，７０７ｂ，８０７，９０７：ＡＤ変換部、
１０８，２０８：Ｉ／Ｑ分離部、
１１０，２１０，３１０，４１０，３１０，５１０，６１０，７１０，８１０，９１０：センサ部、
１１１，１１１Ａ，２１１，３１１，４１１，３１１，５１１，６１１，７１１，８１１：ＳＡＷデバイス、
１５１，２５１，３５１，４５１，３５１，５５１，６５１，７５１，８５１，９５１：送信部、
１５２，２５２，３５２，４５２，３５２，５５２，６５２，７５２，８５２，９５２：受信部、
１５３，３５３，３５３，５５３，７５３，８５３，９５３：遅延調整部、
３０８，４０８，３０８，５０８，６０８，７０８，８０８，９０８：位相逆シフト部、
３０９，４０９，３０９，５０９，６０９，７０９，８０９，９０９：相関部、
５２１，７２１，８２１：送信リタイミング部、
６２１：受信リタイミング部、
８４２ａ，８４２ｂ：ＤＡ変換部、
８４１：送信周波数変換部、
９２０：方向性選択部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】