特許 6493433 電源装置及びオープン検出方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6493433

(24)【登録日】2019年3月15日

(45)【発行日】2019年4月3日

(54)【発明の名称】電源装置及びオープン検出方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20190325BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20190325BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 C

   H02M3/155 B

   H02M7/12 Q

【請求項の数】5

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2017-38113(P2017-38113)

(22)【出願日】2017年3月1日

(65)【公開番号】特開2018-148602(P2018-148602A)

(43)【公開日】2018年9月20日

【審査請求日】2017年11月15日

(73)【特許権者】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100097113

【弁理士】

【氏名又は名称】堀 城之

(74)【代理人】

【識別番号】100162363

【弁理士】

【氏名又は名称】前島 幸彦

(72)【発明者】

【氏名】中野 利浩

(72)【発明者】

【氏名】林 秀樹

【審査官】 小林 秀和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−１８８９５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１６−０５９２１８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置であって、
サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドし、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力するＡＤ変換部と、
前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出部と、を具備し、
前記基準電圧は、起動時と定常動作時とで切り換えられ、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定されていることを特徴とする電源装置。

【請求項2】

前記基準電圧は、起動時の前記基準電圧よりも定常動作時の前記基準電圧が高い電圧に設定されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。

【請求項3】

起動時において、前記オープン検出部によるオープン状態の検出を禁止するオープン検出禁止期間が設定されていることを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。

【請求項4】

出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置であって、
サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドし、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力するＡＤ変換部と、
前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出部と、を具備し、
前記オープン検出部は、入力されたＡＤ変換値を前回入力されたＡＤ変換値と比較し、差分が閾値未満である場合に切り換わりなしを認識し、
前記基準電圧は、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定され、
前記閾値は、起動時と定常動作時とで切り換えられることを特徴とする電源装置。

【請求項5】

出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換部によってＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置において、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出方法であって、
サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドして、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力し、
前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、
前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記オープン状態を検出し、
前記基準電圧は、起動時と定常動作時とで切り換えられ、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定されていることを特徴とするオープン検出方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、出力電圧をフィードバック制御する電源回路の制御装置及びオープン検出方法に関する。

【背景技術】

【0002】

マイコン等の制御回路を備える電源装置では、出力電圧のフィードバック信号を制御回路に出力電圧検出端子に取り込み、Ａ／Ｄ変換器によってアナログ信号をデジタル信号に変換している。このとき、端子のオープン／ショート等に起因してフィードバック信号が制御回路に入力されないオープン状態になると、出力電圧の異常、さらには出力用のコンデンサの過電圧破壊につながる。

【0003】

そこで、出力電圧検出端子の寄生容量及びサンプリングコンデンサを初期化し、サンプリングコンデンサの値が初期化した値から変化しないことで、オープン状態を検出する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１１−７７８４７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、従来技術では、出力電圧検出端子の寄生容量及びサンプリングコンデンサを初期化のための初期化用スイッチが必要となり、初期化用スイッチの制御回路も必要となるため、回路構成が複雑になってしまうという問題点があった。

【0006】

本発明の目的は、従来技術の上記問題を解決し、サンプリングコンデンサを初期化することなく、オープン状態を検出することができる電源装置及びオープン検出方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の電源装置は、出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置であって、サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドし、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力するＡＤ変換部と、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出部と、を具備し、前記基準電圧は、起動時と定常動作時とで切り換えられ、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定されていることを特徴とする。
さらに、本発明の電源装置において、起動時の前記基準電圧よりも定常動作時の前記基準電圧が高い電圧に設定されていても良い。
さらに、本発明の電源装置において、起動時に前記オープン検出部によるオープン状態の検出を禁止するオープン検出禁止期間が設定されていても良い。
また、本発明の電源装置は、出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置であって、サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドし、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力するＡＤ変換部と、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出部と、を具備し、前記オープン検出部は、入力されたＡＤ変換値を前回入力されたＡＤ変換値と比較し、差分が閾値未満である場合に切り換わりなしを認識し、前記基準電圧は、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定され、前記閾値は、起動時と定常動作時とで切り換えられることを特徴とする。
さらに、本発明のオープン検出方法は、出力電圧に基づくフィードバック電圧をＡＤ変換部によってＡＤ変換し、前記フィードバック電圧のＡＤ変換値を用いて前記出力電圧をフィードバック制御する電源装置において、前記ＡＤ変換部に前記フィードバック電圧が入力されていないオープン状態を検出するオープン検出方法であって、サンプリングコンデンサに基準電圧と前記フィードバック電圧とを交互にホールドして、前記基準電圧のＡＤ変換値と前記フィードバック電圧のＡＤ変換値とを交互に切り換えて出力し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりを監視し、前記基準電圧のＡＤ変換値から前記フィードバック電圧のＡＤ変換値への切り換わりなしを認識した場合に、前記オープン状態を検出し、前記基準電圧は、起動時と定常動作時とで切り換えられ、定常動作時及び起動時において前記フィードバック電圧が取り得ない電圧に設定されていることを特徴とする。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、サンプリングコンデンサを初期化することなく、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのＡＤ変換値Ａｒｅｆからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを監視することで、オープン状態を検出することができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明に係る電源装置の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。

【図2】図１に示す制御装置の動作を示すタイミングチャートである。

【図3】本発明に係る電源装置の他の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。

【図4】図３に示す制御装置の動作を示すタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0010】

本実施の形態の電源装置１は、図１を参照すると、力率改善回路（ＰＦＣ）２、制御回路３とを備えている。

【0011】

ＰＦＣ２は、全波整流回路ＤＢと、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１とを備えている。

【0012】

全波整流回路ＤＢは、交流電圧ＡＣを整流して正負両端子から出力する。全波整流回路ＤＢの出力端子間には、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１とからなる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、コンデンサＣ１の端子間電圧が出力電圧Ｖ_ｏｕｔとして出力される。

【0013】

また、コンデンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とからなる直列回路が接続されている。リアクトルＬの一端は全波整流回路ＤＢの正極側端子に接続され、リアクトルＬの他端はスイッチング素子Ｑ１のドレインとダイオードＤ１のアノードとの接続点に接続されている。

【0014】

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とからなる直列回路は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを抵抗分圧したフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを出力する電圧検出回路として機能する。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、制御回路３に入力され、制御回路３は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに基づいてスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変動を抑制する。

【0015】

制御部３は、クロック生成部３１と、ＡＤ変換部３２と、演算部３３と、ＰＷＭ信号生成部３４とを備えている。

【0016】

クロック生成部３１は、ＡＤ変換部３２、演算部３３及びＰＷＭ信号生成部３４の動作の基準となるクロック信号ＣＬＫを生成する。

【0017】

ＡＤ変換部３２は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを生成する基準電圧生成部３２１と、チャンネルセレクタ３２２と、サンプルアンドホールド回路３２３とを備えている。

【0018】

基準電圧生成部３２１は、通常の動作（起動時及び定常動作時）において、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに基づくフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが取り得ない電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆとして生成する。ＰＦＣ２に交流電圧ＡＣが入力されると、スイッチングを開始する前であっても、リアクトルＬ１とダイオードＤ１とを通してコンデンサＣ１に充電される。従って、本実施の形態では、スイッチングを開始する前に交流電圧ＡＣに応じて発生する出力電圧Ｖ_ｏｕｔに基づくフィードバック電圧Ｖ_ＦＢよりも低く、０Ｖよりも高い電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆとしている。なお、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、０ｖでも良く、最大出力電圧Ｖ_ｏｕｔに基づくフィードバック電圧Ｖ_ＦＢよりも高い電圧であっても良い。

【0019】

チャンネルセレクタ３２２は、クロック信号ＣＬＫに同期して基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとを交互に切り換えてサンプルアンドホールド回路３２３に出力する。

【0020】

サンプルアンドホールド回路３２３は、サンプリングコンデンサＣ２と、サンプルホールドスイッチＳＷ１とを備えている。チャンネルセレクタ３２２の出力端子は、サンプルホールドスイッチＳＷ１の一方の端子に接続され、サンプルホールドスイッチＳＷ１の他方の端子は、サンプリングコンデンサＣ２の一方の端子に接続されている。サンプリングコンデンサＣ２の他方の端子は、接地端子に接続されている。

【0021】

サンプルアンドホールド回路３２３は、クロック信号ＣＬＫに同期してサンプルホールドスイッチＳＷ１をオンさせ、チャンネルセレクタ３２２から出力される電圧（基準電圧Ｖ_ｒｅｆもしくはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ）に応じて電荷をサンプリングコンデンサＣ２に充放電させる。そして、サンプルアンドホールド回路３２３は、充放電が完了するタイミングでサンプルホールドスイッチＳＷ１の接続状態をオフして、サンプリングコンデンサＣ２に蓄積された電圧をホールドする。

【0022】

ＡＤ変換部３２は、サンプルアンドホールド回路３２３のサンプリングコンデンサＣ２にホールドされた電圧をデジタル信号にＡＤ変換したＡＤ変換値を演算部３３に出力する。サンプリングコンデンサＣ２には基準電圧Ｖ_ｒｅｆもしくはサンプリングされたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢがホールドされる。従って、ＡＤ変換部３２から演算部３３へは、基準電圧Ｖ_ｒｅｆをＡＤ変換したＡＤ変換値Ａｒｅｆと、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢをＡＤ変換したＡＤ変換値ＡＦＢとが、クロック信号ＣＬＫに同期して切り換えられて出力される。

【0023】

演算部３３は、ＰＩＤ制御等の制御アルゴリズムにて演算処理を実行し、ＡＤ変換値ＡＦＢに応じた演算値ＤＦＢをＰＷＭ信号生成部３４に出力する。

【0024】

また、演算部３３は、オープン検出部として機能し、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりが検出できなかった場合、端子のオープン／ショート等に起因してＡＤ変換部３２にフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが入力されていないオープン状態を検出し、ＰＷＭ信号生成部３４からスイッチング素子Ｑ１へのＰＷＭ信号の出力を停止させる。

【0025】

ＰＷＭ信号生成部３４は、演算値ＤＦＢに基づいてデューティ比を調整したＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成部３４から出力されたＰＷＭ信号は、ドライブ（Ｄｒｖ）回路４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。

【0026】

次に、電源装置１の動作について図２を参照して詳細に説明する。図２において、（ａ）は正常時の動作を、（ｂ）はオープン状態での動作をそれぞれ示す。

【0027】

まず、正常時の動作について図２（ａ）を参照して説明する。
交流電圧ＡＣが接続され、図示しない補助電源によって制御部３の動作が開始されると、チャンネルセレクタ３２２は、クロック信号ＣＬＫに同期して基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとを交互に切り換えてサンプルアンドホールド回路３２３に出力する。これにより、サンプリングコンデンサＣ２には、クロック信号ＣＬＫに同期して基準電圧Ｖ_ｒｅｆと、サンプリングされたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとが交互に蓄積される。

【0028】

従って、ＡＤ変換部３２から演算部３３へは、クロック信号ＣＬＫに同期して基準電圧Ｖ_ｒｅｆをＡＤ変換したＡＤ変換値Ａｒｅｆと、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢをＡＤ変換したＡＤ変換値ＡＦＢとが交互に切り換えられて出力される。

【0029】

演算部３３は、ＡＤ変換値Ａｒｅｆを既知の値として記憶しており、クロック信号ＣＬＫに同期してＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを監視する。演算部３３は、例えば、入力されたＡＤ変換値を前回入力されたＡＤ変換値と比較し、差分が予め設定された閾値以上である場合に切り換わりを認識し、差分が予め設定された閾値未満である場合に切り換わりなしを認識する。

【0030】

そして、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを認識すると、ＡＤ変換値ＡＦＢに基づいて演算値ＤＦＢを算出し、算出した演算値ＤＦＢをＰＷＭ信号生成部３４に出力する。なお、本実施の形態では、ＡＤ変換値Ａｒｅｆは、ＡＤ変換値ＡＦＢよりも低い電圧に設定されている。従って、演算部３３は、例えば、入力されＡＤ変換値が前回入力されたＡＤ変換値よりも高い場合に、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを認識することができる。

【0031】

ＰＷＭ信号生成部３４は、演算値ＤＦＢに基づいてデューティ比を調整したＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成部３４から出力されたＰＷＭ信号は、ドライブ（Ｄｒｖ）回路４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。

【0032】

次に、オープン状態での動作について図２（ｂ）を参照して説明する。
交流電圧ＡＣが接続され、図示しない補助電源によって制御部３の動作が開始されると、チャンネルセレクタ３２２は、クロック信号ＣＬＫに同期して基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとを交互に切り換えてサンプルアンドホールド回路３２３に出力する。オープン状態では、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが入力されない。従って、サンプリングコンデンサＣ２には、基準電圧Ｖ_ｒｅｆが常に蓄積された状態になる。

【0033】

そして、演算部３３は、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを認識できないため、オープン状態を検出し、ＰＷＭ信号生成部３４からスイッチング素子Ｑ１へのＰＷＭ信号の出力を停止させる。このように、ＡＤ変換値（ＡＤ変換値ＡｒｅｆもしくはＡＤ変換値ＡＦＢ）により、特別な回路を追加することなくオープン状態を検出できる。

【0034】

なお、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに近い値であるほど、サンプリング時間、すなわちサンプリングコンデンサＣ２への充放電が完了するまでの時間が短くなり、応答性が良い。従って、基準電圧生成部３２１によって生成する基準電圧Ｖ_ｒｅｆを可変とし、起動時と定常動作時とで切り換えるように構成すると好適である。例えば、起動時には、スイッチングを開始する前に交流電圧ＡＣに応じて発生する出力電圧Ｖ_ｏｕｔよりも低く、０Ｖよりも高い電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆ1とし、定常動作時には、昇圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔ（定格電圧）よりも低く、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ1よりも高い電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆ2とする。これにより、定常動作中にオープン状態になってしまった場合でも、サンプリングコンデンサＣ２への充放電が完了するまでの時間が短くなり、応答性の良いオープン検出を実現することができる。

【0035】

また、起動時と定常動作時とで、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは固定で、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを判定する閾値（入力されたＡＤ変換値を前回入力されたＡＤ変換値と差分を判定する値）を切り換えても、応答性の良いオープン検出を実現することができる。この場合、定常動作時の閾値を起動時の閾値より大きい値に設定すると良い。

【0036】

さらに、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと閾値との両方を切り換えて、応答性の良いオープン検出を実現するようにしても良い。

【0037】

図３に示す電源装置１ａは、ＰＦＣ２に換えてＤＣＤＣコンバータ５が設けられている。

【0038】

ＤＣＤＣコンバータ５は、スイッチング素子Ｑ２と、リアクトルＬ２と、ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ３、Ｒ４と、コンデンサＣ３とを備えている。

【0039】

直流電源ＤＣの端子間には、スイッチング素子Ｑ２とリアクトルＬ２とコンデンサＣ３とからなる直列回路が接続され、コンデンサＣ３の端子間電圧が出力電圧Ｖ_ｏｕｔとして出力される。ている。スイッチング素子Ｑ２は、ドレインが直流電源ＤＣの正極端子に、ソースがリアクトルＬ２の一端にそれぞれ接続されている。また、コンデンサＣ３は、正極端子がリアクトルＬ２の他端に、負極端子が直流電源ＤＣの負極端子にそれぞれ接続されている。そして、ダイオードＤ２は、アノードがコンデンサＣ３の負極端子に、カソードがリアクトルＬ２の一端とスイッチング素子Ｑ２のソースとの接続点にそれぞれ接続されている。

【0040】

また、コンデンサＣ３の両端には、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とからなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とからなる直列回路は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを抵抗分圧したフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを出力する電圧検出回路として機能する。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、制御回路３に入力され、制御回路３は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに基づいてスイッチング素子Ｑ２をオンオフ制御するＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変動を抑制する。

【0041】

ＤＣＤＣコンバータ５からの出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、図４に示すように、直流電源ＤＣが接続されても、スイッチングが開始される前は、０Ｖであり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢも０Ｖになる。従って、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを０Ｖに設定すると、演算部３３は、起動時にＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを認識できず、オープン状態が誤検出されてしまう。

【0042】

そこで、起動から所定期間をオープン検出禁止期間とし、演算部３３によるオープン状態の検出を禁止させると良い。オープン検出禁止期間において、演算部３３は、ＡＤ変換値ＡｒｅｆからＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを監視することなく、ＡＤ変換値ＡＦＢ（同じ０ＶであるためＡＤ変換値Ａｒｅｆでも可）に基づいて演算値ＤＦＢを算出し、算出した演算値ＤＦＢをＰＷＭ信号生成部３４に出力する。

【0043】

また、オープン検出禁止期間を設定する場合には、起動時の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは考慮することなく、定常動作時の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ（定格電圧）が通常の制御ではなり得ない電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆとして生成することもできる。

【0044】

以上説明したように、本実施の形態によれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに基づくフィードバック電圧Ｖ_ＦＢをＡＤ変換し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢを用いて出力電圧Ｖ_ｏｕｔをフィードバック制御する電源装置１、１ａであって、サンプリングコンデンサＣ２に基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとを交互にホールドし、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのＡＤ変換値Ａｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢとを交互に切り換えて出力するＡＤ変換部３２と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのＡＤ変換値Ａｒｅｆからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを監視し、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのＡＤ変換値Ａｒｅｆからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりなしを認識した場合に、ＡＤ変換部３２にフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが入力されていないオープン状態を検出するオープン検出部として機能する演算部３３とを備えている。
この構成により、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのＡＤ変換値Ａｒｅｆからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢのＡＤ変換値ＡＦＢへの切り換わりを監視することで、オープン状態を検出することができる。サンプリングコンデンサを初期化するための特別な回路を削減することができ、シンプルで低価格の電源装置を提供することができる。

【0045】

さらに、本実施の形態は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、定常動作時においてフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが取り得ない電圧に設定されている。
この構成により、定常動作において確実にオープン状態を検出することができる。

【0046】

さらに、本実施の形態は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、起動時においてフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが取り得ない電圧に設定されている。
この構成により、起動時において確実にオープン状態を検出することができる。

【0047】

さらに、本実施の形態は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、起動時と定常動作時とで切り換えられ、起動時の基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも定常動作時の基準電圧Ｖ_ｒｅｆが高い電圧に設定されている。
この構成により、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとして、起動時と定常動作時とでそれぞれ出力電圧Ｖ_ｏｕｔに近い電圧をそれぞれ設定することができ、応答性の良いオープン検出を実現することができる。

【0048】

さらに、本実施の形態は、演算部３３は、入力されたＡＤ変換値を前回入力されたＡＤ変換値と比較し、差分が閾値未満である場合に切り換わりなしを認識し、閾値は、起動時と定常動作時とで切り換えられ、起動時の閾値よりも定常動作時の閾値が大きい値に設定されている。
この構成により、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとして、起動時と定常動作時とで異なる出力電圧Ｖ_ｏｕｔに応じて切り換わりの判断基準を変更することができるため、それぞれ出力電圧Ｖ_ｏｕｔに近い電圧をそれぞれ設定することができ、応答性の良いオープン検出を実現することができる。

【0049】

さらに、本実施の形態は、起動時において、演算部３３によるオープン状態の検出を禁止するオープン検出禁止期間が設定されている。
この構成により、起動時の出力電圧Ｖｏｕｔは考慮することなく、定常動作時の出力電圧Ｖｏｕｔ（定格電圧）が通常の制御ではなり得ない電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして生成することもできる。

【0050】

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

【符号の説明】

【0051】

１、１ａ 電源装置
２ 力率改善回路（ＰＦＣ）
３ 制御回路
４ ドライブ回路
５ ＤＣＤＣコンバータ
３１ クロック生成部
３２ ＡＤ変換部
３３ 演算部
３４ ＰＷＭ信号生成部
３２１ 基準電圧生成部
３２２ チャンネルセレクタ
３２３ サンプルアンドホールド回路
Ｃ１、Ｃ３ コンデンサ
Ｃ２ サンプリングコンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＤＢ 全波整流回路
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗
ＳＷ１ サンプルホールドスイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】