特許 6507795 電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6507795

(24)【登録日】2019年4月12日

(45)【発行日】2019年5月8日

(54)【発明の名称】電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器

(51)【国際特許分類】

   H03M 1/60 20060101AFI20190422BHJP

【ＦＩ】

   H03M1/60

【請求項の数】2

【全頁数】9

(21)【出願番号】特願2015-70663(P2015-70663)

(22)【出願日】2015年3月31日

(65)【公開番号】特開2016-192629(P2016-192629A)

(43)【公開日】2016年11月10日

【審査請求日】2017年12月25日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006507

【氏名又は名称】横河電機株式会社

(72)【発明者】

【氏名】大島 明浩

【審査官】 工藤 一光

(56)【参考文献】

【文献】 特開平２−２４８１１８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１４７０２０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 実開平５−５０８３８（ＪＰ，Ｕ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｍ１／６０

Ｈ０４Ｎ１／０４−１／２０７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電圧に基づく電荷と帰還ループを介して帰還される電荷とが平衡するように注入される平衡コンデンサを備え、前記平衡コンデンサに注入された電荷の平衡状態における入力電圧に比例した周波数を有するパルス列をカウントしてデジタル的に積分するように構成され、
起動時に前記平衡コンデンサを急速充電する高速起動手段を設けた電圧周波数変換形Ａ/Ｄ変換器において、
前記入力電圧として、定電流源と抵抗と温度センサとして機能するダイオードとの直列回路における前記定電流源と前記抵抗との接続点の電位を用い、
前記高速起動手段は、前記平衡コンデンサの電位と、前記抵抗と前記ダイオードとの接続点の電位とを比較するコンパレータを有することを特徴とする電圧周波数変換形Ａ/Ｄ変換器。

【請求項2】

前記高速起動手段は、ＡＳＩＣで構成されることを特徴とする請求項１記載の電圧周波数変換形Ａ/Ｄ変換器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器に関し、詳しくは、起動時間の短縮に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から、高精度・高確度のＡ／Ｄ変換器として、電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器が用いられている。

【0003】

電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器のアプリケーションは、動作原理上、ＤＣ〜１０Ｈｚ程度の低周波計測に限られるが、単純な構成でありながら１６〜１８ｂｉｔ程度の精度／確度が得られることから、たとえば差圧・圧力伝送器のダイオード温度センサのＡ／Ｄ変換器などに用いられる。

【0004】

差圧・圧力伝送器において、圧力を高精度／高確度で計測するためには、測定データの温度補償を行うために、温度も同時に計測する必要がある。温度信号はＤＣ〜０．１Ｈｚ程度の低周波信号であり、温度測定データを用いて圧力測定データに対する温度補償を行うことにより、電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器でも十分な精度／確度が得られる。

【0005】

図４は、従来の電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器の一例を示す構成説明図である。図４において、コンパレータＣＭＰの非反転入力端子には、入力電圧Ｖｉｎを出力する入力電圧源ＩＳが接続されている。コンパレータＣＭＰの反転入力端子には、基準電流Ｉｒｅｆを出力する基準電流源ＣＳと切換スイッチＳＷが直列接続されるとともに、平衡コンデンサとして機能するコンデンサＣｂと抵抗Ｒｒｅｆとの並列回路を介して共通電位点に接続されている。

【0006】

切換スイッチＳＷのＬ接点は共通電位点に接続され、Ｈ接点はコンパレータＣＭＰの反転入力端子に接続されている。切換スイッチＳＷの可動接点は、ゲートＧの出力信号により切換駆動される。なお、図４では、ゲートＧとしてノアゲートＮＯＲを用いている。

【0007】

コンパレータＣＭＰの出力端子は、インバータＩＮＶを介してＤ型フリップフロップＤ−ＦＦのＤ端子に接続されている。

【0008】

Ｄ型フリップフロップＤ−ＦＦのクロック端子には所定のクロック信号ＣＬＫを出力するクロック源ＣＬＳが接続され、Ｑ端子はゲートＧの一方の入力端子に接続されている。ゲートＧの他方の入力端子にはクロック源ＣＬＳが接続されている。

【0009】

ゲートＧの出力端子はカウンタＣＯＵに接続されている。

【0010】

このような構成の動作を、図５のタイミングチャートを用いて説明する。
５−１）電源ＶＤＤの投入前はコンデンサＣｂには電荷が充電されていないので、図５（ｃ）に示すコンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号ＶＣＢの電圧は０Ｖである。
５−２）電源ＶＤＤが投入されると、図５（ｂ）に示すように入力信号源ＩＳからアナログ入力信号Ｖｉｎが出力される。入力信号源ＩＳがたとえばダイオード温度センサであれば、温度にもよるが、アナログ入力信号Ｖｉｎとして０．６Ｖ程度のＤＣ信号が入力されることになる。ここでは、Ｖｉｎ＝０．６Ｖの信号が入力されたと仮定する。

【0011】

５−３）この状態では、ＶＣＢ＜Ｖｉｎであることから、図５（ｄ）に示すコンパレータＣＭＰの出力信号ＣＭＰＯは「Ｈ」レベルになり、図５（ｅ）に示すＤ型フリップフロップＤ−ＦＦのＤ端子に入力される信号Ｄは「Ｌ」レベルになり、図５（ｆ）に示すＤ型フリップフロップＤ−ＦＦのＱ端子からゲートＧの一方の入力端子に出力される信号Ｑも「Ｌ」レベルになる。

【0012】

これにより、図５（ｇ）に示すゲートＧの出力信号ＧＯとしては、図５（ａ）に示すクロックＣＬＫと逆位相の信号が出力されることになる。
５−４）ゲートＧの出力信号ＧＯが「Ｈ」レベルのとき、基準電流源ＣＳを介してコンデンサＣｂが充電される。このとき、コンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号ＶＣＢの電位変化ΔＶ_H［Ｖ］は、（１）式で表される。

【0013】

【0014】

ゲートＧの出力信号ＧＯが「Ｌ」レベルのとき、コンデンサＣｂに充電された電荷は、リファレンス抵抗Ｒｒｅｆを介して放電される。このとき、コンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号ＶＣＢの電位変化ΔＶ_L［Ｖ］は、（２）式で表される。

【0015】

【0016】

（１）、（２）式は、時間Ｔ_CLK／２[sec]後の電位変化を表している。

【0017】

５−５）（１）、（２）式の大小関係から明らかなように、Ｉref＊Ｒref＞２ＶＣＢかつＶＣＢ＜Ｖｉｎ＝０．６Ｖの間は、ＶＣＢの電位は徐々に上がっていく。

【0018】

５−６）ＶＣＢ＞Ｖｉｎ＝０．６Ｖになった時、コンパレータＣＭＰの出力信号ＣＭＰＯは「Ｌ」レベル、Ｄ型フリップフロップＤ−ＦＦのＤ端子に入力される信号Ｄは「Ｈ」レベル、Ｄ型フリップフロップＤ−ＦＦのＱ端子からゲートＧの一方の入力端子に出力される信号Ｑは「Ｈ」レベルになる。したがって、ゲートＧの出力信号ＧＯは「Ｌ」レベルになるので、（２）式にしたがい、コンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号ＶＣＢの電位が下がっていく。

【0019】

５−７）５−３）〜５−６）の動作を繰り返して、定常的には、ＶＣＢ＝Ｖｉｎ＝０．６Ｖに制御される。このような動作は、チャージバランス(電荷平衡)と呼ばれる。コンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号ＶＣＢを高い電位に保つためには、切換スイッチＳＷの可動接点が固定接点「Ｈ」側に切り換えられる回数を増やす必要があり、逆にＶＣＢを低い電位に保つためには、切換スイッチＳＷの可動接点が固定接点「Ｈ」側に切り換えられる回数を少なくする必要がある。

【0020】

これにより、ＶＣＢ＝Ｖｉｎになった時のゲートＧの出力信号ＧＯの立上り回数をカウントすることで、Ａ／Ｄ変換器として機能する。なお、ゲートＧの出力信号ＧＯの周波数ｆＴＳ［Ｈｚ］は、２Ｖｉｎ＜Ｉｒｅｆ＊Ｒｒｅｆのとき、（３）式で表される。

【0021】

【0022】

特許文献１には、温度変化に影響されにくく、かつ安価に構成できるアナログ電圧デジタル変換器の技術が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0023】

【特許文献1】実開平５−５０８３８号公報

【発明の開示】

【発明が解決しようとする課題】

【0024】

しかし、従来の構成によれば、正確なＡ／Ｄ変換値を得るためには、基準電流源ＣＳを介してチャージバランス容量Ｃｂを充電するのにあたり、ＶＣＢ＝Ｖｉｎとなるまでの起動時間が必要になる。

【0025】

電池駆動の無線機器などでは、回路を間欠的に動作させて電力の消費を小さくしていることから、この起動時間はできるだけ短縮することが望ましい。

【0026】

起動時間を短縮するには、
ａ）チャージバランス容量Ｃbを小さくする
ｂ）基準電流源ＣＳから生成出力される基準電流Ｉｒｅｆを大きくする
の二つの方法があるが、精度／確度との兼ね合いもあり、起動時間だけを考慮して、これらの値を決めることはできない。

【0027】

本発明は、このような課題を解決するものであり、その目的は、起動時間を短縮できる電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器を実現することにある。

【課題を解決するための手段】

【0028】

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
入力電圧に基づく電荷と帰還ループを介して帰還される電荷とが平衡するように注入される平衡コンデンサを備え、前記平衡コンデンサに注入された電荷の平衡状態における入力電圧に比例した周波数を有するパルス列をカウントしてデジタル的に積分するように構成され、起動時に前記平衡コンデンサを急速充電する高速起動手段を設けた電圧周波数変換形Ａ/Ｄ変換器において、
前記入力電圧として、定電流源と抵抗と温度センサとして機能するダイオードとの直列回路における前記定電流源と前記抵抗との接続点の電位を用い、前記高速起動手段は、前記平衡コンデンサの電位と、前記抵抗と前記ダイオードとの接続点の電位とを比較するコンパレータを有することを特徴とする。

【0029】

請求項２記載の発明は、請求項１記載の電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器において、
前記高速起動手段は、ＡＳＩＣで構成されることを特徴とする。

【発明の効果】

【0031】

これらにより、短時間で起動できる電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0032】

【図1】本発明の一実施例を示す構成説明図である。

【図2】図１の動作を説明するタイミングチャートである。

【図3】本発明の他の実施例を示す構成説明図である。

【図4】従来の電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器の一例を示す構成説明図である。

【図5】図４の動作を説明するタイミングチャートである。

【発明を実施するための最良の形態】

【0033】

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す構成説明図であり、図４と共通する部分には同一の符号を付けている。

【0034】

図１において、電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器としての基本的な動作原理は、図４に示した従来の電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器と同じであるが、起動時間を短縮するために、起動時にコンデンサＣｂを高速に充電する高速起動回路ＦＳＵを設けた点を特徴としている。

【0035】

高速起動回路ＦＳＵを構成するコンパレータＣＭＰ’の反転入力端子は、切換スイッチＳＷ’のＨ接点と、コンパレータＣＭＰの反転入力端子と、コンデンサＣｂと抵抗Ｒｒｅｆの並列回路の一端と、切換スイッチＳＷのＨ接点に接続されている。

【0036】

コンパレータＣＭＰ’の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１を介して共通電位点に接続されるとともに、抵抗Ｒ２を介してコンパレータＣＭＰの非反転入力端子に接続されている。

【0037】

コンパレータＣＭＰ’の出力信号は、切換スイッチＳＷ’の可動接点を切換駆動する駆動信号として切換スイッチＳＷ’に入力されている。

【0038】

スイッチＳＷ’のＬ接点は電源ＶＤＤのラインに直接接続され、可動接点は抵抗Ｒｃを介して電源ＶＤＤのラインに接続されている。

【0039】

図１のように構成される電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器としての基本的な動作は図４の従来構成と同じなので、図２のタイミングチャートを用いて高速起動回路ＦＳＵの動作について説明する。

【0040】

２−１）図２（ａ）に示す電源ＶＤＤを投入する前は、コンデンサＣｂには電荷は充電されておらず、図２（ｃ）に示すコンパレータＣＭＰ’の反転入力端子の入力信号電圧ＶＣＢは０Ｖである。
２−２）電源ＶＤＤが投入されると、入力信号源Ｖｉｎから信号が入力される。入力信号源Ｖｉｎがたとえばダイオード温度センサであれば、温度にもよるが、Ｖｉｎ＝０．６Ｖ程度のＤＣ信号が入力されることになる。ここでは、図５と同様に、Ｖｉｎ＝０．６Ｖの信号が入力されたと仮定する。

【0041】

２−３）入力信号源Ｖｉｎからの信号は、コンパレータＣＭＰの非反転入力端子に入力されるとともに、抵抗Ｒ１とＲ２からなる分圧回路にも入力される。ここで、Ｒ１とＲ２の抵抗値が、Ｒ１：Ｒ２＝５：１で表されると仮定すると、高速起動回路ＦＳＵを構成するコンパレータＣＭＰ’の非反転入力端子の電位ＶＤＩＶは、
ＶＤＩＶ＝Ｖｉｎ＊Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＝０．５Ｖ
となる。

【0042】

２−４）ＶＤＩＶ＝０．５Ｖ、ＶＣＢ＝０Ｖより、図２（ｂ）に示すコンパレータＣＭＰ’の出力信号ＣＭＰＯ’は「Ｈ」になる。
２−５）コンパレータＣＭＰ’の出力信号ＣＭＰＯ’が「Ｈ」になることにより切換スイッチＳＷ’の可動接点は固定接点「Ｈ」側に切り換えられ、コンデンサＣｂと電源ＶＤＤが抵抗Ｒｃを介して接続される。これにより、コンデンサＣｂが充電され、コンパレータＣＭＰの反転入力端子の入力信号電圧ＶＣＢの電位は急速に上がる。

【0043】

２−６）コンデンサＣｂがＶＣＢ＞０．５Ｖまで充電された時点で、ＶＣＢ＞ＶＤＩＶ＝０．５Ｖより、コンパレータＣＭＰ’の出力信号ＣＭＰＯ’が「Ｌ」レベルになる。これより、抵抗Ｒｃを介した電源ＶＤＤによるコンデンサＣｂの充電が止まる。

【0044】

ここまでの動作でコンデンサＣｂは０．５Ｖまで急速に充電されることになり、この時点で、
０．５Ｖ＜ＶＣＢ＜０．６Ｖ、ＶＣＢ＞Ｖｉｎ＝０．６Ｖ
となる。

【0045】

２−７）これ以降の動作は、前述の５−３）〜５−７）と同じ動作になる。なお、２−６）までの動作から明らかなように、Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）を大きくすることで、起動時間をより大幅に短縮することができる。

【0046】

ただし、あまり大きくしてしまうと、定常状態においても高速起動回路ＦＳＵが動作してしまうというリスクがある。したがって、Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）の値は、前述の（１）、（２）式で表される電位変化を考慮して適切な値になるように設計することが望ましい。

【0047】

このように高速起動回路ＦＳＵを設けて起動時間を短くすることで、より正確なＡ／Ｄ変換値を得るまでの時間を短縮できる。

【0048】

ところで、図１の構成では、入力信号源Ｖｉｎと抵抗Ｒ１とＲ２からなる抵抗分圧回路が、並列接続された構成になっている。この結果、入力信号源Ｖｉｎの出力インピーダンスが高い場合には、抵抗分圧回路と並列接続されていることで、コンパレータＣＭＰの非反転入力の電位が下がってしまうことになる。

【0049】

これを防ぐためには、
（ａ）入力信号源ＶｉｎとＲ１とＲ２からなる抵抗分圧回路の間にバッファを追加する
（ｂ）Ｒ１とＲ２からなる抵抗分圧回路の抵抗値を大きい値に設定する
などの方法が考えられる。

【0050】

ところが、（ａ）の方法は、消費電力の増加や回路規模の増大を招くことから避けることが望ましい。

【0051】

（ｂ）の方法についても、抵抗分圧回路をＡＳＩＣ内の抵抗で作ることを考えると、高抵抗は大きな面積を必要とすることから避けたい。

【0052】

これらを考慮すると、ダイオード温度センサ用途のＡ／Ｄ変換器に限られるが、図３のように構成することが考えられる。

【0053】

図３は本発明の他の実施例を示す構成説明図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図１と図３の相違点は、コンパレータＣＭＰの非反転入力端子の入力系統にある。

【0054】

すなわち、図３の構成では、図１の入力信号源ＩＳに代えて、定電流源ＣＣＳと抵抗Ｒｄと温度センサとして機能するダイオードＤとの直列回路を接続し、定電流源ＣＣＳと抵抗Ｒｄとの接続点をコンパレータＣＭＰの非反転入力端子に接続し、抵抗ＲｄとダイオードＤとの接続点をコンパレータＣＭＰ’の非反転入力端子に接続している。

【0055】

図３の構成におけるアナログ入力信号Ｖｉｎは、
Ｖｉｎ＝Ｒｄ＊Ｉｄ＋ＶＤＩ
となる。

【0056】

したがって、ＶＣＢ＜ＶＤＩの間は、高速起動回路ＦＳＵが動作することによって、コンデンサＣｂを急速に充電することができ、起動時間を短縮できる。

【0057】

起動時間は、Ｒｄ＊Ｉｄを小さくすることで短縮できる。ただし、あまり小さくすると図１の場合と同様に定常状態においても高速起動回路ＦＳＵが動作してしまうというリスクがあるので、Ｒｄ＊Ｉｄの値は、前述の（１）、（２）式で表される電位変化を考慮して適切な値になるように設計することが望ましい。

【0058】

なお、図３の構成の場合、Ａ／Ｄ変換出力にＲｄ＊Ｉｄ分の電圧がオフセットとして乗ることになるが、Ｒｄ＊Ｉｄが温度に依らず一定であれば、オフセット電圧分は実用上無視できるレベルといえる。

【0059】

以上説明したように、本発明によれば、起動時間を短縮できる電圧周波数変換形Ａ／Ｄ変換器を実現できる。

【符号の説明】

【0060】

ＣＭＰ、ＣＭＰ’ コンパレータ
Ｄ−ＦＦ Ｄ型フリップフロップ
Ｃｂ コンデンサ（平衡コンデンサ）
Ｒｒｅｆ、Ｒｃ、Ｒｄ 抵抗
ＣＳ 基準電流源
ＣＣＳ 基準電流源
Ｄ ダイオード（温度センサ）
ＳＷ、ＳＷ’ 切換スイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】