6522962 ヒータ制御装置及び画像形成装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6522962

(24)【登録日】2019年5月10日

(45)【発行日】2019年5月29日

(54)【発明の名称】ヒータ制御装置及び画像形成装置

(51)【国際特許分類】

   G03G 21/00 20060101AFI20190520BHJP

   H05B 3/00 20060101ALI20190520BHJP

   G03G 15/20 20060101ALI20190520BHJP

【ＦＩ】

   G03G21/00 398

   H05B3/00 310D

   H05B3/00 310C

   G03G15/20 555

   G03G21/00 500

【請求項の数】4

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2015-10789(P2015-10789)

(22)【出願日】2015年1月23日

(65)【公開番号】特開2016-136172(P2016-136172A)

(43)【公開日】2016年7月28日

【審査請求日】2017年11月20日

(73)【特許権者】

【識別番号】591044164

【氏名又は名称】株式会社沖データ

(74)【代理人】

【識別番号】100083840

【弁理士】

【氏名又は名称】前田 実

(74)【代理人】

【識別番号】100116964

【弁理士】

【氏名又は名称】山形 洋一

(74)【代理人】

【識別番号】100135921

【弁理士】

【氏名又は名称】篠原 昌彦

(72)【発明者】

【氏名】小酒 達

【審査官】 三橋 健二

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−０５９５２１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−１６９５５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０８１１４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０９−３０６６３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２７４８３５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００８／０５６４３５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００９−０８６０９６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−３４５１４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００７／０２３０９８１（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０３Ｇ ２１／００

Ｇ０３Ｇ １５／２０

Ｈ０５Ｂ ３／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

商用電源からの交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成するインバータと、
前記インバータで生成された所望の交流電圧が印加されるヒータと、
前記インバータと前記ヒータとの間に接続され、前記インバータが発生する高調波成分を除去するＬＣフィルタと、
前記インバータで生成された所望の交流電圧の前記ヒータへの印加を、前記ＬＣフィルタの出力側で遮断する過昇温防止部と、を備え、
前記インバータは、
前記力率改善回路で変換された直流電圧をスイッチングするスイッチング部と、
前記力率改善回路から前記インバータに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記スイッチング部に出力するパルス信号のデューティ比を変えることで、前記スイッチング部のスイッチングを制御するインバータ制御部と、を備え、
前記インバータ制御部は、予め記憶された、前記ヒータの抵抗値のバラツキを含む属性値を用いて、前記ヒータの抵抗値のバラツキにより前記ヒータの抵抗値が大きな値を示すほど、前記交流電圧が高くなるように、前記交流電圧のゼロクロス点から、前記デューティ比が予め定められた第１のリミット値になるまで、前記デューティ比を徐々に大きくし、前記デューティ比が前記第１のリミット値にまで達した後に、前記デューティ比を徐々に小さくし、
前記インバータ制御部は、前記デューティ比が前記第１のリミット値になる前に、前記電流検出部で検出される電流が予め定められた閾値を超えた場合には、前記デューティ比が前記第１のリミット値よりも小さい第２のリミット値を超えないようにすること
を特徴とするヒータ制御装置。

【請求項2】

前記インバータは、前記直流電圧のプラス側に接続する第１のスイッチング素子と、前記直流電圧のマイナス側に接続する第２のスイッチング素子とを備え、
前記過昇温防止部及び前記ヒータは、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子との間に直列に接続され、
前記過昇温防止部は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子との間の通電を遮断することで、前記所望の交流電圧の前記ヒータへの印加を遮断し、
前記第１のスイッチング素子がオンにされるとともに、前記第２のスイッチング素子がオンにされると、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を介して、前記過昇温防止部及び前記ヒータに電流が流れ、
前記第１のスイッチング素子がオフにされるとともに、前記第２のスイッチング素子がオフにされると、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を介して、前記過昇温防止部及び前記ヒータに流れる電流が遮断されること
を特徴とする請求項１に記載のヒータ制御装置。

【請求項3】

前記ＬＣフィルタのインダクタは、前記第２のスイッチング素子と、前記過昇温防止部との間に直列に接続され、
前記ＬＣフィルタのコンデンサは、前記インダクタと前記過昇温防止部とを結ぶ第１の結線と、前記第１のスイッチング素子と前記過昇温防止部とを結ぶ第２の結線との間に、前記過昇温防止部及び前記ヒータの直列接続に対して並列に接続されること
を特徴とする請求項２に記載のヒータ制御装置。

【請求項4】

請求項１から３の何れか一項に記載されたヒータ制御装置を有することを特徴とする画像形成装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ヒータ制御装置及び画像形成装置に関し、特に、インバータを用いたヒータ制御装置及び画像形成装置に関する。

【背景技術】

【0002】

画像形成装置は、画像形成ユニットで形成されたトナー像を紙等の媒体に転写して、定着器により定着している。定着器には、加熱するためのヒータが備えられている。従来の画像形成装置は、商用電源からの電力をトライアックによって制御することで、ヒータの加熱を制御している（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１３−２３５１０７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、トライアックのように商用電源を直接オンオフする素子を用いた場合、電源電圧に応じて異なる定着器を用意しなければならなかった。
また、ヒータへ印加する電力を可変しようとした場合に、位相制御又は波数制御を行う必要が生じるが、前者の場合に急峻な電流立ち上がりにより伝導ノイズが悪化し、後者の場合はフリッカが生じるという問題があった。
さらに、従来の画像形成装置の電源は、ＤＣ電源は安定化電源であってもヒータへ印加される交流電源は安定化電源ではないという問題を有していた。

【0005】

そこで、本発明は、商用電源によらずに安定した電圧をヒータに供給することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明の一態様に係るヒータ制御装置は、商用電源からの交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成するインバータと、前記インバータで生成された所望の交流電圧が印加されるヒータと、前記インバータと前記ヒータとの間に接続され、前記インバータが発生する高調波成分を除去するＬＣフィルタと、前記インバータで生成された所望の交流電圧の前記ヒータへの印加を、前記ＬＣフィルタの出力側で遮断する過昇温防止部と、を備え、前記インバータは、前記力率改善回路で変換された直流電圧をスイッチングするスイッチング部と、前記力率改善回路から前記インバータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記スイッチング部に出力するパルス信号のデューティ比を変えることで、前記スイッチング部のスイッチングを制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、予め記憶された、前記ヒータの抵抗値のバラツキを含む属性値を用いて、前記ヒータの抵抗値のバラツキにより前記ヒータの抵抗値が大きな値を示すほど、前記交流電圧が高くなるように、前記交流電圧のゼロクロス点から、前記デューティ比が予め定められた第１のリミット値になるまで、前記デューティ比を徐々に大きくし、前記デューティ比が前記第１のリミット値にまで達した後に、前記デューティ比を徐々に小さくし、前記インバータ制御部は、前記デューティ比が前記第１のリミット値になる前に、前記電流検出部で検出される電流が予め定められた閾値を超えた場合には、前記デューティ比が前記第１のリミット値よりも小さい第２のリミット値を超えないようにすることを特徴とする。

【発明の効果】

【0007】

本発明の一態様によれば、商用電源によらずに安定した電圧をヒータに供給することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】実施の形態１及び２に係る画像形成装置を概略的に示す構成図である。

【図2】実施の形態１及び２に係る画像形成装置における制御系の構成を示すブロック図である。

【図3】実施の形態１における定着器及び低圧電源の構成を概略的に示すブロック図である。

【図4】実施の形態１における力率改善回路の回路図である。

【図5】実施の形態１におけるＤＣ１５Ｖの電源入力部の回路図である。

【図6】実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング部の回路図である。

【図7】実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータのインバータ制御部の回路図である。

【図8】（Ａ）及び（Ｂ）は、実施の形態１におけるインバータ出力波形の模式図である。

【図9】（Ａ）〜（Ｄ）は、実施の形態１におけるＰＷＭ出力波形の模式図である。

【図10】（Ａ）〜（Ｄ）は、実施の形態１における電流制限時の第１の波形を説明するための模式図である。

【図11】実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータからの出力電圧を制限する際の第１の処理を示すフローチャートである。

【図12】（Ａ）〜（Ｄ）は、実施の形態１における電流制限時の第２の波形を説明するための模式図である。

【図13】実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータからの出力電圧を制限する際の第２の処理を示すフローチャートである。

【図14】実施の形態２における定着器及び低圧電源の構成を概略的に示すブロック図である。

【図15】実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング部の回路図である。

【図16】実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータのインバータ制御部の回路図である。

【図17】実施の形態２におけるＰＷＭ信号のデューティ比の補正値を算出する処理を示すフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0009】

実施の形態１．
（構成の説明）
図１は、実施の形態１に係る画像形成装置１００を概略的に示す構成図である。
図１には、カラーの画像形成装置１００を示したが、モノクロであってもよい。
画像形成装置１００は、トナーカートリッジ１０１Ｋ、１０１Ｙ、１０１Ｍ、１０１Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、トナーカートリッジ１０１という）と、ＬＥＤヘッド１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、ＬＥＤヘッド１０２という）と、現像ユニット１１０Ｋ、１１０Ｙ、１１０Ｍ、１１０Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、現像ユニット１１０という）と、転写ローラ１０３Ｋ、１０３Ｙ、１０３Ｍ、１０３Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、転写ローラ１０３という）と、用紙カセット１０４と、ホッピングローラ１０５と、レジストローラ１０６Ａ、１０６Ｂ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、レジストローラ１０６という）と、用紙検出センサ１０７と、転写ベルト１０８と、駆動ローラ１２０と、従動ローラ１２１と、転写ベルトクリーニングブレード１２２と、クリーナー容器１２３と、定着器１３０と、用紙ガイド１２４と、排紙トレー１２５とを備える。
なお、図１の括弧内の符号は、実施の形態２における構成を示す。

【0010】

現像ユニット１１０は、現像剤像としてのトナー像を形成する画像形成ユニットである。
現像ユニット１１０の各々は、感光体ドラム１１１と、帯電ローラ１１２と、供給ローラ１１３と、現像ローラ１１４と、現像ブレード１１５と、クリーニングブレード１１６とを備える。
感光体ドラム１１１は、帯電ローラ１１２によって一様に帯電される。
帯電された感光体ドラム１１１は、ＬＥＤヘッド１０２の発光によって潜像を形成される。
現像ユニット１１０に着脱自在にされているトナーカートリッジ１０１には、現像剤としてのトナーが収容されている。トナーカートリッジ１０１に収容されているトナーは、供給ローラ１１３によって現像ローラ１１４に供給される。現像ローラ１１４に供給されたトナーは、現像ブレード１１５により一様のトナー層に形成される。現像ローラ１１４のトナーは、感光体ドラム１１１に形成された潜像に付着され、感光体ドラム１１１の表面には、トナー像が形成される。
クリーニングブレード１１６は、感光体ドラム１１１に残ったトナーをクリーニングする。

【0011】

用紙カセット１０４は、媒体としての用紙ＰＡを収容する。
ホッピングローラ１０５は、用紙ＰＡを用紙カセット１０４から搬送する。
レジストローラ１０６は、転写ベルト１０８に用紙ＰＡを適切なタイミングで搬送する。
用紙検出センサ１０７は、接触又は非接触で用紙の通過を検知する。

【0012】

転写ベルト１０８は、駆動ローラ１２０及び従動ローラ１２１に架け渡されている。
駆動ローラ１２０は、モータの駆動によって転写ベルト１０８を動かして、転写ベルト１０８上の用紙ＰＡを搬送する。
転写ローラ１０３は、転写ベルト１０８の裏側から転写ニップにバイアスを印加することで、感光体ドラム１１１に形成されているトナー像を用紙ＰＡに転写する。
転写ベルトクリーニングブレード１２２は、転写ベルト１０８上のトナーを掻き落とせるようになっていて、クリーナー容器１２３には掻き落とされたトナーが収容される。
定着器１３０は、用紙ＰＡに転写されたトナー像を、熱と加圧によって定着する。
用紙ガイド１２４は、用紙ＰＡを排紙トレー１２５にフェースダウンで排出する。

【0013】

図２は、画像形成装置１００における制御系の構成を示すブロック図である。
画像形成装置１００の制御系は、ホストインタフェース部１４０と、コマンド画像処理部１４１と、ＬＥＤヘッドインタフェース部１４２と、主制御部としてのプリンタエンジン制御部１４３とを備える。なお、括弧内の符号は、実施の形態２における構成を示す。
ホストインタフェース部１４０は、コマンド画像処理部１４１にデータを送受信する。
コマンド画像処理部１４１は、ＬＥＤヘッドインタフェース部１４２に画像データを出力する。

【0014】

ＬＥＤヘッドインタフェース部１４２は、プリンタエンジン制御部１４３によってヘッド駆動パルス等を制御され、ＬＥＤヘッド１０２を発光させる。
プリンタエンジン制御部１４３は、高圧発生部１５０に信号を送り、高圧を発生させ、現像ユニット１１０及び転写ローラ１０３にバイアスを印加する。用紙検出センサ１０７は、転写バイアスの発生タイミングを調整するために用いられる。
プリンタエンジン制御部１４３は、ホッピングモータ１５１、レジストモータ１５２、ベルトモータ１５３、定着器ヒータモータ１５４及びドラムモータ１５５を所定のタイミングで駆動する。また、ＬＣＤ表示部１５６は、プリンタエンジン制御部１４３により制御される表示部である。
定着器１３０は、電源装置としての低圧電源１６０から電力の供給を受ける。また、定着器１３０の温度は、サーミスタ１３１の検出値に応じて、プリンタエンジン制御部１４３によって制御される。

【0015】

図３は、定着器１３０及び低圧電源１６０の構成を概略的に示すブロック図である。
定着器１３０は、サーミスタ１３１と、ヒータ１３２と、過昇温防止部１３３と、データ保持部１３４とを備える。
本実施の形態では、ヒータ１３２として、ハロゲンヒータが使用されるが、例えば、セラミックヒータ等の他のヒータであってもよい。
ここで、ハロゲンヒータは、定格電圧印加時の消費電力にプラスマイナスの誤差を有しているため、装置を設計する場合にプラス誤差があっても消費電力が制限値に収まるように設計しなければならない。このような場合、マイナスの誤差を有するハロゲンヒータが組み合わされた場合に温度上昇が遅くなってしまうという問題がある。また、そのような問題は、電源電圧変動にも依存してしまう。

【0016】

サーミスタ１３１は、ヒータ１３２の温度を検出する。
過昇温防止部１３３は、ヒータ１３２の温度を調節するための温度調節部である。過昇温防止部１３３は、ヒータ１３２の温度予め定められた閾値を超えた場合に、機械的にヒータ１３２への通電を遮断する。例えば、過昇温防止部１３３は、サーモスタットにより実現することができる。
データ保持部１３４は、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキを示す属性値を記憶する記憶部である。この属性値は、ヒータ１３２の抵抗値が大きいほど、大きな値となる。具体的には、属性値は、ヒータ１３２の抵抗値を予め定められた基準値で除算した値に比例する。この基準値は、ヒータ１３２に定格電圧を印加した際に、予め定められた消費電力となる抵抗値である。例えば、データ保持部１３４は、ＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＩＤｅｎｔｉｆｉｅｒ）等の無線通信タグ又は不揮発性メモリ等の記憶装置で実現することができる。

【0017】

低圧電源１６０は、外部から商用電源ＣＰによりＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）を入力される。商用電源ＣＰは、ワールドワイドの電源電圧の誤差範囲も含め、例えば、８０〜２６０Ｖを出力する。
低圧電源１６０は、力率改善回路１６１と、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。

【0018】

力率改善回路１６１は、商用の交流電圧を直流電圧に変換して出力する。本実施の形態では、力率改善回路１６１は、商用電源ＣＰから電力の供給を受けて、＋３９０ＶのＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）を出力する。３９０Ｖという電圧値は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路としてよく利用されている電圧であり、他の電圧値であってもよい。

【0019】

ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータである。ここでは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、力率改善回路１６１からのＤＣ３９０Ｖを最大実効電圧ＡＣ２２０Ｖ〜ＡＣ０Ｖの範囲で出力を可変することができる。
ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、スイッチング部１６３と、インバータ制御部１６４とを備える。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２で変換された所望の交流電圧がヒータ１３２に印加される。
本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、ヒータ１３２の抵抗値に応じて、生成する交流電圧を補正することで、ヒータ１３２の消費電力を一定にする。

【0020】

ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、直流電圧を降圧して異なる直流電圧を生成する。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、力率改善回路１６１からのＤＣ３９０Ｖを、トランス等により変圧して、ＤＣ２４Ｖ及びＤＣ５Ｖの出力を得る。
ここで、低圧電源１６０、プリンタエンジン制御部１４３及びヒータ１３２によりヒータ制御装置が構成される。

【0021】

図４は、力率改善回路１６１の回路図である。
符号５０１は、ヒューズを示す。符号５０２は、コモンモードチョークコイルを示す。符号５０３及び符号５０４は、ダイオードを示す。符号５０５、符号５０６、符号５０７及び符号５０８は、抵抗を示す。符号５０９は、コンデンサを示す。符号５１０は、ブリッジダイオードを示す。符号５１１は、ＰＦＣ制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を示す。符号５１２は、ＤＣ１５Ｖの電源入力部を示す。符号５１３は、ＤＣ３９０Ｖの電源出力部を示す。符号５１４及び符号５１５は、抵抗を示す。符号５１６は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号５１７は、ＰＮＰトランジスタを示す。符号５１８及び符号５１９は、抵抗を示す。符号５２０は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を示す。符号５２１は、ダイオードを示す。ダイオード５２１は、ＩＧＢＴ５２０に内蔵されてもよい。符号５２２は、電流検出抵抗を示す。符号５２３は、インダクタを示す。符号５２４は、ダイオードを示す。符号５２５及び符号５２６は、抵抗を示す。符号５２７は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号５２８は、ＰＮＰトランジスタを示す。符号５２９及び符号５３０は、抵抗を示す。符号５３１は、ＩＧＢＴを示す。符号５３２は、電流検出抵抗を示す。符号５３３は、ダイオードを示す。ダイオード５３３は、ＩＧＢＴ５３１に内蔵されてもよい。符号５３４は、インダクタを示す。符号５３５は、ダイオードを示す。符号５３６は、電解コンデンサを示す。符号５３７、符号５３８、符号５３９及び符号５４０は、抵抗を示す。符号５４１及び符号５４２は、抵抗及びトランジスタで構成されるゲートドライブ回路ブロックを示す。

【0022】

図５は、図４に示されているＤＣ１５Ｖの電源入力部５１２の回路図である。
この電源入力部５１２は、トランスで１次と２次との間が絶縁されているＤＣ−ＤＣコンバータである。電源入力部５１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６の出力であるＤＣ２４Ｖを、絶縁されたＤＣ１５Ｖに変換する。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２にも同構成の電源入力部が使用される。
符号６０１は、抵抗を示す。符号６０２は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号６０３は、抵抗を示す。符号６０４は、コンデンサを示す。符号６０５及び符号６０６は、ダイオードを示す。符号６０７は、電解コンデンサを示す。符号６０８は、ダイオードを示す。符号６０９は、トランスを示す。符号６１０は、フォトカプラを示す。符号６１１は、ダイオードを示す。符号６１２は、電解コンデンサを示す。符号６１３は、抵抗を示す。符号６１４は、シャントレギュレータを示す。符号６１５は、コンデンサを示す。符号６１６及び符号６１７は、抵抗を示す。符号６１８は、ＤＣ１５Ｖの出力部を示す。符号６１９は、ＤＣ２４Ｖの入力部を示す。

【0023】

図６は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２のスイッチング部１６３の回路図である。
ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、後述するインバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号によってスイッチングタイミングが制御される。

【0024】

符号７０１、符号７１１及び符号７２１は、ＤＣ１５Ｖの電源入力部を示す。符号７０２、符号７１２、符号７２２及び符号７３２は、抵抗を示す。符号７０３、符号７１３、符号７２３及び符号７３３は、ＮチャンネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を示す。符号７０４、符号７１４、符号７２４及び符号７３４は、ゲート駆動用フォトカプラを示す。符号７０５、符号７０６、符号７１５、符号７１６、符号７２５、符号７２６、符号７３５及び符号７３６は、抵抗を示す。符号７０７、符号７１７、符号７２７及び符号７３７は、ＩＧＢＴを示す。符号７０８、符号７１８、符号７２８及び符号７３８は、ダイオードを示す。このダイオード７０８、７１８、７２８、７３８は、ＩＧＢＴ７０７、７１７、７２７、７３７に内蔵されていてもよい。符号７４０は、ＤＣ３９０Ｖの電源入力部を示す。符号７４１及び符号７４２は、ＤＣ５Ｖの電源入力部を示し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６から入力される。符号７５１は、カレントトランスを示す。符号７５２は、抵抗を示す。符号７５３は、ダイオードを示す。符号７５４及び符号７５５は、抵抗を示す。符号７５６は、コンデンサを示す。符号７６１は、インダクタを示す。符号７６２は、コンデンサを示す。
カレントトランス７５１、抵抗７５２、７５４、７５５、ダイオード７５３及びコンデンサ７５６は、スイッチング部１６３の電流を検出するための電流検出部を構成する。
そして、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２の先には、過昇温防止部１３３及びヒータ１３２が接続されている。

【0025】

図７は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２のインバータ制御部１６４の回路図である。
インバータ制御部１６４は、マイコン、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）等の集積回路ＩＣ８０１により構成される。
符号８０２は、プリンタエンジン制御部１４３との通信インタフェースを示す。
符号８０３、符号８０４、符号８０５及び符号８０６は、ＰＷＭ出力端子を示す。
符号８０７は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子を示す。

【0026】

（動作の説明）
図１に示されている画像形成装置１００は、不図示の外部機器から、図２に示されているホストインタフェース部１４０を介して、ＰＤＬ（Ｐａｇｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ）等で記述された印刷データの入力を受ける。入力された印刷データは、コマンド画像処理部１４１によってビットマップデータに変換される。
画像形成装置１００は、サーミスタ１３１の検知値に応じて、ヒータ１３２を制御することで、定着器１３０の不図示の熱定着ローラを予め定められた温度にした後、印字動作を開始する。
ホッピングローラ１０５は、用紙カセット１０４にセットされた用紙ＰＡを給紙する。以降説明する画像形成動作に同期したタイミングで、レジストローラ１０６は、用紙ＰＡを転写ベルト１０８上に搬送する。現像ユニット１１０は、電子写真プロセスにより感光体ドラム１１１にトナー像を形成する。この時、ビットマップデータに応じてＬＥＤヘッド１０２が点灯される。現像ユニット１１０によって現像されたトナー像は転写ベルト１０８上を搬送される用紙ＰＡに、転写ローラ１０３に印加されたバイアスによって転写される。用紙ＰＡは、４色のトナー像が転写された後、定着器１３０によって定着され排紙される。
現像ユニット１１０に着脱可能にされているトナーカートリッジ１０１は、内部のトナーを現像ユニット１１０に供給する。

【0027】

図２に示されているプリンタエンジン制御部１４３は、高圧発生部１５０で高電圧を発生させる。高圧発生部１５０で発生された高電圧は、帯電ローラ１１２、現像ローラ１１４及び転写ローラ１０３のそれぞれに印加させる。
プリンタエンジン制御部１４３は、低圧電源１６０を制御することで、定着器１３０に送る電力を制御する。

【0028】

次に図３を用いて説明する。
低圧電源１６０は、商用電源ＣＰから電力の供給を受け、力率改善回路１６１により半波整流された交流電圧をスイッチングして昇圧する。昇圧された電圧は、ＤＣ３９０Ｖの出力で、次段のＤＣ−ＡＣインバータ１６２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１６６に供給される。本実施の形態では、公知であるので詳述しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、ＤＣ３９０Ｖの直流電圧をスイッチングし、１次―２次間が絶縁されたトランスを用いて降圧されたＤＣ２４ＶとＤＣ５Ｖを出力する。

【0029】

出力されたＤＣ電圧は、プリンタエンジン制御部１４３等のロジック系には５Ｖが供給され、ホッピングモータ１５１等の駆動系には２４Ｖが供給される。さらに、５ＶのＤＣ電圧は、必要に応じて、夫々の基板にて必要な３．３Ｖ等の電圧に変換される。また、ＤＣ２４Ｖ及びＤＣ５Ｖは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２に供給される。さらに、力率改善回路１６１のＰＦＣ制御ＩＣ５１１にも、ＤＣ２４Ｖが供給される。

【0030】

ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、ヒータ１３２に交流電圧を出力する。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、力率改善回路１６１から出力されるＤＣ３９０Ｖをスイッチングし、その出力をＬＣフィルタにより平滑することにより、出力実効値を可変した交流電圧を出力する。交流電圧の実効値及びインバータ出力のオンオフは、プリンタエンジン制御部１４３からの信号に応じて制御される。プリンタエンジン制御部１４３は、サーミスタ１３１により検出される温度及び画像形成装置１００の動作状態に応じてヒータ１３２へ印加するインバータ出力のオン及びオフを制御する。

【0031】

図４は、力率改善回路１６１の回路図である。
ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、各種入力に応じて、ＩＧＢＴ５２０、５３１をスイッチングして出力を制御する。商用電源ＣＰから入力されたＡＣ電圧は、コモンモードチョークコイル５０２を通り、ブリッジダイオード５１０により半波整流される。ダイオード５０３、５０４は、ブリッジダイオード５１０の半分と組み合わせて、同様に半波整流を行う。ダイオード５０３、５０４により半波整流された電圧は、抵抗５０７及び抵抗５０８により分圧され、さらにコンデンサ５０９により整流に平滑化され、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１の開始電圧入力端子に入力される。この分圧値は、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１の回路内部で基準電圧と比較される。分圧値が基準電圧を超えると、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、制御を開始する。ここで、力率改善回路１６１は、ユニバーサル入力に対応するため、開始電力入力端子は、充分に低い電圧に対応しているものとする。抵抗５０５及び抵抗５０６で分圧された電圧は、ＡＣ入力電圧端子に入力され、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１のスイッチングを制御するための信号となる。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１及びゲートドライブ回路５４１、５４２へ供給する電源は、１５Ｖの電源入力部５１２から入力される。１５Ｖの電源入力部５１２についての詳細は後述するが、０Ｖの入力側がＦＧ（Ｆｒａｍｅ Ｇｒｏｕｎｄ）と分離された絶縁電源である。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、ＧＤ１端子及びＧＤ２端子からゲートドライブ信号を出力する。ゲートドライブ回路５４１、５４２は、力率が１に近くなるように制御される。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、多くの半導体メーカーより供給され、公知であるので詳細は割愛する。

【0032】

ゲートドライブ信号は、ゲートドライブ回路５４１、５４２で、ＮＰＮトランジスタ５１６、５２７と、ＰＮＰトランジスタ５１７、５２８との対によりドライブ電流を増幅され、ＩＧＢＴ５２０、５３１をスイッチングする。ブーストコイル５２３、５３４で昇圧された電圧が、ダイオード５２４、５３５と、電解コンデンサ５３６とにより平滑され、ＤＣ＋３９０Ｖの出力が得られるように、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１はスイッチングデューティ比を制御する。出力された電圧は、上述の制御のために、抵抗５３７、５３９及び抵抗５３８、５４０により分圧される。抵抗５３９及び抵抗５４０で分圧された電圧が、フィードバック電圧としてＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。また、抵抗５３７及び抵抗５３８により分圧された電圧が、過電圧検出用の電圧としてＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。後述するインバータ負荷の変化に応じて、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、スイッチングデューティ比を変化させて出力電圧が＋３９０Ｖの定電圧となるように制御を行う。また、電流検出抵抗５２２、５３２に流れる電流により生じる電圧は、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。そして、過電流によってＩＧＢＴ５２０、５３１が破壊されないように、検出電圧が所定閾値を超えた場合に、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、スイッチングを停止する等の処理を行う。

【0033】

図５は、トランスにより１次―２次間が絶縁された、２４Ｖ入力及び１５Ｖ出力のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。これは、一般的な自励式フライバックコンバータである。シャントレギュレータ６１４のリファレンス端子に抵抗６１６及び抵抗６１７により分圧された電圧が入力され、出力電圧が１５Ｖを超えた場合にシャントレギュレータ６１４のカソードからアノードに電流が流れることにより、フォトカプラ６１０の２次側発光ダイオードに電流が流れる。そして、フォトカプラ６１０の１次側に流れる電流によりＮＰＮトランジスタ６０２のベース電流が減じられ定電圧制御となる。この回路も公知であるので詳細な説明は、割愛する。

【0034】

図６は、本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２のスイッチング部１６３の回路図である。
スイッチング部１６３は、インバータ制御部１６４から信号を入力され各ＩＧＢＴ７０７、７１７、７２７、７３７をスイッチングすることにより、ＤＣ３９０Ｖをスイッチングして交流の出力を得る。
ＩＧＢＴ７０７、７１７、７２７、７３７は、Ｓｉ ＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ＦＥＴ）、ＳｉＣ ＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ ＦＥＴ）、ＧａＮ ＦＥＴ（Ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ ＦＥＴ）等のデバイスも使用可能である。
スイッチングにおいては、ＩＧＢＴ７０７及びＩＧＢＴ７１７、並びに、ＩＧＢＴ７２７及びＩＧＢＴ７３７のハイサイドとローサイドの対で両方同時オンによる貫通電流が流れないように、各上下対では略反転した信号が入力される。さらに、純粋な反転信号である場合に、オフ時間の遅延により同時オンとなる時間が生じてしまうことを防止するため、上下対両方オフする時間としてのデッドタイムが設けられる。

【0035】

ＩＧＢＴ７２７及びＩＧＢＴ７３７の上下対は、ＩＧＢＴ７０７及びＩＧＢＴ７１７の上下対との組み合わせで、インバータ出力を得る。出力オフ時には、ＩＧＢＴ７０７及びＩＧＢＴ７１７の上下対に対しては、ＩＧＢＴ７２７及びＩＧＢＴ７３７の上下対と同じ信号が入力される。ＩＧＢＴ７２７及びＩＧＢＴ７３７の上下対は、本実施の形態では、＋３９０Ｖと０Ｖを、ＩＧＢＴ７２７のエミッタとＩＧＢＴ７３７のコレクタの接続点にスイッチする。スイッチングされた電圧は、インダクタ７６１とコンデンサ７６２で構成されるＬＣフィルタによりスイッチング周波数成分の高周波成分を除去され、ヒータ１３２へ供給される。

【0036】

フォトカプラ７０４、７１４、７２４、７３４は、東芝製のＴＬＰ２５１に代表されるようなフォトカプラにより絶縁されたゲートドライバＩＣである。フォトカプラ７０４、７１４、７２４、７３４は、１５Ｖの電源入力部７０１、７１１、７２１により電力を供給される。これらの電源は、図５で示されるものを３ケ並置される。１５Ｖ電源入力部７１１に関しては、図５に示されている１５Ｖの電源入力部５１２と共通化可能である。残りの２カ所の電源入力部７０１、７２１は、ハイサイドドライブ回路の絶縁電源であるので夫々絶縁が必要である。ゲートドライブ回路の絶縁電源は各種あり、本実施の形態の方式に限るものではない。フォトカプラ７０４、７１４、７２４、７３４では、１次側をインバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ信号により、ＮチャンネルＦＥＴ７０３、７１３、７２３、７３３がスイッチングされ、フォトカプラ７０４、７１４、７２４、７３４の１次側発光ダイオードに電流が流れ、２次側のゲートドライブ回路が駆動される。

【0037】

カレントトランス７５１は、インバータ回路に接続された１次側に流れる電流を２次側に電圧変換して出力する。例えば、１次側が１ターンに対して２次側が１００〜２００ターン程度となる。２次側の出力を抵抗７５２で電圧に変換し、ダイオード７５３で整流し、抵抗７５４、７５５とコンデンサ７５６で平滑化し、ＤＣ電圧として出力する。出力された電圧ＡＤＣ＿Ａは、インバータ制御部１６４へ出力される。

【0038】

図７は、ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部１６４のブロック図である。
プリンタエンジン制御部１４３から送信される信号に従って、ＰＷＭ出力端子８０３は、ＰＷＭ＿Ａ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０４は、ＰＷＭ＿Ｂ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０５は、ＰＷＭ＿Ｃ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０６は、ＰＷＭ＿Ｄ信号を出力する。本実施の形態では、プリンタエンジン制御部１４３からは、ヒータ１３２への電圧の印加をオン又はオフする指示を示す信号が出力される。インバータ制御部１６４は、プリンタエンジン制御部１４３から送信される信号に従って、ＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｃ信号又はＰＷＭ＿Ｄ信号の波形を特定して、対応するＰＷＭ出力端子から出力する。本実施の形態では、インバータ側にインバータ制御部１６４を設けたがプリンタエンジン制御部１４３の大規模集積回路から直接ＰＷＭ信号が出力される等の構成であってもよい。

【0039】

ＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｃ信号及びＰＷＭ＿Ｄ信号は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２の出力電圧を決定する信号である。本実施の形態においては、インバータ制御部１６４は、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキを示す属性値をデータ保持部１３４から取得し、この属性値に基づいて、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力電圧を補正して、ヒータ１３２の消費電力を一定にする。また、インバータ制御部１６４は、入力されるゼロクロス信号のエッジで出力するＰＷＭ信号をリセットし、出力正弦波電圧の立ち上がりをゼロクロス信号に同期させる。さらに、インバータ制御部１６４は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７に入力される電圧ＡＤＣ＿Ａで示される、インバータ電流を電圧に変換したレベルに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制限する。

【0040】

図８（Ａ）及び（Ｂ）は、実施の形態１におけるインバータ出力波形の模式図である。
インバータ制御部１６４は、データ保持部１３４からヒータ１３２の抵抗値のバラツキを示す属性値を、電源投入時、カバー開閉時等の予め定められた時に読み出す。
属性値は、例えば、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキが±１０％であれば、それを示す値であり、例えば、０．９〜１．１等の値となる。即ち、ここでは、ヒータ１３２の抵抗値をヒータ１３２の抵抗値の基準値で除算した値が、属性値となる。従って、属性値は、ヒータ１３２の抵抗値が大きいほど大きな値となる。実施の形態１では、インバータ制御部１６４は、その属性値をインバータ出力のＰＷＭデューティ比に直接乗算するか、予め実験により求めた係数をさらに乗算する等して補正する。従って、属性値が大きいほど、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力される電圧は高くなる。

【0041】

属性値が１．０で補正なしの場合は、図８（Ａ）の実線で示されているＡＣ２００Ｖの波形が出力される。属性値が０．９である場合には、図８（Ａ）の一点鎖線で示されているＡＣ１８０Ｖの波形が出力される。属性値が１．１である場合には、図８（Ａ）の破線で示されているＡＣ２２０Ｖの波形が出力される。これにより定格ＡＣ２００Ｖのヒータ１３２に対して±１０％の電圧印加が可能となる。それによりヒータ１３２の抵抗値にバラツキがあっても、同じ出力を保つことが可能となる。

【0042】

図８（Ｂ）は、電流制限時のインバータ出力の波形の模式図である。ヒータ通電初期等ヒータ１３２の抵抗値が低い場合には、電圧ＡＤＣ＿Ａで示される電流値が予め定められた閾値を超えた場合に、インバータ制御部１６４は、ＰＷＭデューティ比を制限する。それによりＡＣ電圧のピークが抑えられ、ヒータ１３２の温度が上昇して抵抗値が上がるまでは制限された波形が出力される。

【0043】

図９（Ａ）〜（Ｄ）は、ＰＷＭ信号の出力波形の模式図である。
図９（Ａ）又は（Ｂ）に示されているように、ＩＧＢＴフルブリッジの片側２カ所のブリッジに対しては、ＰＷＭ＿Ｃ信号又はＰＷＭ＿Ｄ信号のように、出力正弦波周期のＰＷＭ波形が、上下対に対して反転した波形が入力される。
図９（Ｃ）又は（Ｄ）に示されているように、もう片方に対しては、正弦波が出力されるようにデューティ比を出力正弦波位相に応じて変化させる波形が入力される。
インバータ制御部１６４は、三角関数をリアルタイムで演算することで、ＰＷＭデューティ比を算出してもよく、予め決められたデューティ比を格納したテーブルを図示しないメモリ等に保持してもよい。インバータ波形出力に関しては公知であるので詳細は割愛する。

【0044】

図１０（Ａ）〜（Ｄ）は、電流制限時の第１の波形を説明するための模式図である。
図１０（Ａ）〜（Ｄ）に示された波形は、図９（Ａ）〜（Ｄ）の左半分に対応する。
図１０（Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ＿Ａ信号の波形と、そのような波形が出力された場合におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２の出力正弦波の波形を示してある。ＰＷＭ＿Ｂ信号は、ＰＷＭ＿Ａ信号の波形の反転波形にデッドタイムを加えたものとなる。
そして、カレントトランス７５１に流れた電流に応じてＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が変化し、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が、予め定められた閾値を超えた場合に、インバータ制御部１６４は、図１０（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ＿Ａ信号のパルス幅に制限を掛ける。即ち、ＰＷＭ＿Ａ信号のパルス幅がそれ以上大きくならないようにする。それにより、図１０（Ｃ）に示すように、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力波形は、ピークがフラットとなった台形状となる。

【0045】

図１１は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力電圧を制限する際の第１の処理を示すフローチャートである。図１１は、図１０で示された場合のフローチャートである。
まず、インバータ制御部１６４は、ＰＷＭ信号のデューティ比のリミット値「Ｌ１」に初期値を設定する（Ｓ１０）。実施の形態１では、力率改善回路１６１から出力される電圧はＤＣ３９０Ｖであるため、デューティ比が「１」になってしまうと、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力される電圧も定格である２００Ｖを越えてしまう。このため、インバータ制御部１６４は、定格の電圧を出力する場合の最大デューティ比を初期値として設定する。

【0046】

インバータ制御部１６４は、次にスイッチング部１６３に出力するＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比「Ｖａ」を取得する（Ｓ１１）。例えば、定格であるＡＣ２００Ｖを出力するためのデューティ比が予めテーブルに格納されていてもよく、また、三角関数を用いてデューティ比が算出されてもよい。
そして、インバータ制御部１６４は、取得されたデューティ比「Ｖａ」がリミット値「Ｌ１」よりも大きいか否かを判断する（Ｓ１２）。取得されたデューティ比「Ｖａ」がリミット値「Ｌ１」よりも大きい場合には、処理はステップＳ１３に進み、取得されたデューティ比「Ｖａ」がリミット値以下の場合には、取得されたデューティ比を現設定のデューティ比として、処理はステップＳ１４に進む。

【0047】

ステップＳ１３では、インバータ制御部１６４は、取得されたデューティ比「Ｖａ」をリミット値で置き換えることで、現設定のデューティ比とする。そして、処理はステップＳ１４に進む。
ステップＳ１４では、インバータ制御部１６４は、現設定のデューティ比に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する。この場合、現設定のデューティ比は、ヒータ１３２の属性値に基づいて補正される。

【0048】

次に、インバータ制御部１６４は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧を検出する（Ｓ１５）。
そして、インバータ制御部１６４は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値よりも大きいか否かを判断する（Ｓ１６）。ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値よりも大きい場合（Ｓ１６でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１７に進み、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値以下の場合（Ｓ１６でＮｏ）には、処理はステップＳ１１に戻る。

【0049】

ステップＳ１７では、インバータ制御部１６４は、現設定のデューティ比をリミット値「Ｌ１」として設定し、処理をステップＳ１１に戻す。

【0050】

図１２（Ａ）〜（Ｄ）は、電流制限時の第２の波形を説明するための模式図である。
図１２（Ａ）〜（Ｄ）に示された波形は、図９（Ａ）〜（Ｄ）の右半分に対応する。
図１２（Ａ）及び（Ｂ）は、ＰＷＭ＿Ａ信号の波形と、そのような波形が出力された場合におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２の出力正弦波の波形を示してある。ＰＷＭ＿Ｂ信号は、ＰＷＭ＿Ａ信号の波形の反転波形にデッドタイムを加えたものとなる。
そして、カレントトランス７５１に流れた電流に応じてＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が変化し、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が、予め定められた閾値を超えた場合に、インバータ制御部１６４は、図１２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ＿Ａ信号のパルス幅に制限を掛ける。それにより、図１２（Ｃ）に示すように、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力波形は、ピークがフラットとなった台形状となる。

【0051】

図１３は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力電圧を制限する際の第２の処理を示すフローチャートである。図１３は、図１２で示された場合のフローチャートである。
まず、インバータ制御部１６４は、ＰＷＭ信号のデューティ比のリミット値「Ｌ２」に初期値を設定する（Ｓ２０）。実施の形態１では、力率改善回路１６１から出力される電圧はＤＣ３９０Ｖであるため、デューティ比が「１」になってしまうと、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力される電圧も定格である２００Ｖを越えてしまう。このため、インバータ制御部１６４は、定格の電圧を出力する場合の最小デューティ比を初期値として設定する。

【0052】

インバータ制御部１６４は、次にスイッチング部１６３に出力するＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比「Ｖｂ」を取得する（Ｓ２１）。
そして、インバータ制御部１６４は、取得されたデューティ比「Ｖｂ」がリミット値「Ｌ２」よりも小さいか否かを判断する（Ｓ２２）。取得されたデューティ比「Ｖｂ」がリミット値「Ｌ２」よりも小さい場合には、処理はステップＳ２３に進み、取得されたデューティ比「Ｖｂ」がリミット値以上の場合には、取得されたデューティ比を現設定のデューティ比として、処理はステップＳ２４に進む。

【0053】

ステップＳ２３では、インバータ制御部１６４は、取得されたデューティ比「Ｖｂ」をリミット値「Ｌ２」で置き換えることで、現設定のデューティ比とする。そして、処理はステップＳ２４に進む。
ステップＳ２４では、インバータ制御部１６４は、現設定のデューティ比に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する。この場合、現設定のデューティ比は、ヒータ１３２の属性値に基づいて補正される。

【0054】

次に、インバータ制御部１６４は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧を検出する（Ｓ２５）。
そして、インバータ制御部１６４は、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値よりも大きいか否かを判断する（Ｓ２６）。ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値よりも大きい場合（Ｓ２６でＹｅｓ）には、処理はステップＳ２７に進み、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７の入力電圧が予め定められた閾値以下の場合（Ｓ２６でＮｏ）には、処理はステップＳ２１に戻る。

【0055】

ステップＳ２７では、インバータ制御部１６４は、現設定のデューティ比をリミット値「Ｌ２」として設定し、処理をステップＳ２１に戻す。

【0056】

図９の左側ではＰＷＭ＿Ｄ信号とＰＷＭ＿Ａ信号との論理積（ＡＮＤ）を取った範囲が、ヒータ１３２へ通電される期間となる。図９の右側では、ＰＷＭ＿Ｃ信号とＰＷＭ＿Ｂ信号との論理積を取った範囲が、ヒータ１３２へ通電される期間となる。それにより、図９に示されている１サイクルにおいて、その前半で図６に示されているＸ方向に電流が流れ、その後半でＹ方向に電流が流れる。

【0057】

インバータ制御部１６４をマイコン又はロジック回路で実装する場合には、ＰＷＭ＿Ａ信号の側を制御し、ＰＷＭ＿Ｂ信号の側は反転出力にデッドタイムを設ける設定となるので、図１１及び図１３に示されているフローで説明したが、このような例に限定されるものではない。また、負荷がヒータ１３２であるので電流制限時にはピークを抑えるだけで十分である。なお、波形歪については、ヒータ１３２は抵抗性負荷であるので、特性に対して影響を与えることはない。

【0058】

実施の形態１では、電流制限に関して予め定められた閾値を超えたらデューティ比をクランプしている。ヒータ１３２が負荷である場合は、通電と共に温度上昇により抵抗値が上昇するのでこのような構成が採用されている。従来のトライアックによる位相制御では、トライアックという素子がゼロクロス点（電圧０Ｖ）にならないとオフしないために、電流制限しようとしても初回オン時では予測制御しかできなかった。これに対して、実施の形態１のように、スイッチングで電流制限を行えば、過電流を検知した場合に即座に電流に制限を掛けることが可能となる。さらに、出力スイッチングは、正弦波出力とするために、出力ゼロクロス点からＰＷＭデューティ比が徐々に増加させている。このため、ヒータ１３２への通電開始時の電流が低いため、設定された閾値を大幅に超える過電流が流れることはない。

【0059】

従来は、ヒータ１３２が温まるまで過電流が流れないように所定期間位相制御にて制限し、その後にヒータ１３２に連続通電を行い、かつ、その制御をプリンタエンジン制御部１４３のファームウェアで行っていた。これに対して、実施の形態１では、電源側で電流にリミットを掛けることにより、常に電流をモニタしながら流せる最大の電流値をとることができる。このため、ヒータ１３２のコールドスタート時の立ち上がり時間も早くなった。スイッチング時の最大電流の閾値は、スイッチングデバイスであるＩＧＢＴ等の安全動作領域を元に、電流、スイッチング周波数及び動作温度等により決定すればよい。

【0060】

以上説明したように商用電源ＣＰの入力電圧によらず、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２によりヒータ１３２に供給する電力を制御し、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２の電流をモニタしながら過電流検知時に電流を制限することにより、短時間での突入電流を抑えて、ヒータ１３２の立ち上げを行うことができるようになった。それに伴い伝導ノイズも解消でき、フリッカ等の影響も皆無となった。

【0061】

また、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキを補正してＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力を行うことができるため、商用電源ＣＰの電圧変動、又は、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキ等による温度上昇時間及び消費電力のバラツキをなくすことが可能となった。
さらに、ヒータ１３２は、ＡＣ２００Ｖのみで入力商用電源ＡＣ８０〜２６０Ｖに対応可能となり、仕様に応じて異なるヒータ１３２を用意する必要がなくなった。

【0062】

実施の形態２．
（構成の説明）
図１に示すように、実施の形態２に係る画像形成装置２００は、トナーカートリッジ１０１と、ＬＥＤヘッド１０２と、現像ユニット１１０と、転写ローラ１０３と、用紙カセット１０４と、ホッピングローラ１０５と、レジストローラ１０６と、用紙検出センサ１０７と、転写ベルト１０８と、駆動ローラ１２０と、従動ローラ１２１と、転写ベルトクリーニングブレード１２２と、クリーナー容器１２３と、定着器２３０と、用紙ガイド１２４と、排紙トレー１２５とを備える。実施の形態２に係る画像形成装置２００は、定着器２３０以外は、実施の形態１に係る画像形成装置１００と同様である。

【0063】

図２に示されているように、実施の形態２に係る画像形成装置２００における制御系は、ホストインタフェース部１４０と、コマンド画像処理部１４１と、ＬＥＤヘッドインタフェース部１４２と、プリンタエンジン制御部１４３とを備える。実施の形態２に係る画像形成装置２００における制御系は、プリンタエンジン制御部１４３が定着器２３０及び低圧電源２６０を制御する点を除いて、実施の形態１における画像形成装置１００における制御系と同様に構成されている。

【0064】

図１４は、定着器２３０及び低圧電源２６０の構成を概略的に示すブロック図である。
定着器２３０は、サーミスタ１３１と、ヒータ１３２と、過昇温防止部１３３とを備える。実施の形態２における定着器２３０は、データ保持部１３４を備えていない点を除いて、実施の形態１における定着器１３０と同様に構成されている。

【0065】

低圧電源２６０は、力率改善回路１６１と、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。実施の形態２における低圧電源２６０は、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２を除いて、実施の形態１における低圧電源１６０と同様に構成されている。

【0066】

ＤＣ−ＡＣインバータ２６２は、スイッチング部２６３と、インバータ制御部２６４とを備える。ＤＣ−ＡＣインバータ２６２で変換された所望の交流電圧がヒータ１３２に印加される。
本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２は、スイッチング部２６３に流れる電流の値に基づいて、生成する交流電圧を補正することで、ヒータ１３２の消費電力を一定にする。

【0067】

図１５は、実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２のスイッチング部２６３の回路図である。
実施の形態２におけるスイッチング部２６３は、抵抗７５７及びコンデンサ７５８をさらに備えており、電圧ＡＤＣ＿Ｂをインバータ制御部２６４に出力する点を除いて、実施の形態１におけるスイッチング部１６３と同様に構成されている。
ここで、カレントトランス７５１、抵抗７５２、７５４、７５５、７５７、ダイオード７５３及びコンデンサ７５６、７５８は、スイッチング部１６３の電流を検出するための第１の電流検出部を構成する。また、カレントトランス７５１、抵抗７５２、７５４、７５５、ダイオード７５３及びコンデンサ７５６は、スイッチング部１６３の電流を検出するための第２の電流検出部を構成する。

【0068】

図１６は、実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２のインバータ制御部２６４の回路図である。
実施の形態２におけるインバータ制御部２６４は、ＡＤＣ＿Ｂ入力端子８０８がさらに設けられている点を除いて、実施の形態１におけるインバータ制御部１６４と同様に構成されている。

【0069】

（動作の説明）
以下、実施の形態２における動作を説明するが、実施の形態１と同様の部分については、説明を省略する。
図１５に示されているスイッチング部２６３では、カレントトランス７５１には、ＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７及びＡＤＣ＿Ｂ入力端子８０８の２系統への出力が接続されている。
実施の形態１でも用いられているＡＤＣ＿Ａ入力端子８０７への出力は、インバータスイッチング周波数のうちＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号のスイッチング周波数での電流変化を検出することのできる遮断周波数のＲＣフィルタが接続されている。実施の形態２では、それに加えてインバータ出力周波数であるＰＷＭ＿Ｃ信号及びＰＷＭ＿Ｄ信号のスイッチング周波数での電流変化を検知することのできる低い遮断周波数のＲＣフィルタが実装される。

【0070】

図１６に示されているインバータ制御部２６４は、ＡＤＣ＿Ｂ入力端子８０８で出力電圧をサンプリングし、平均電流値を演算して、ＰＷＭ信号のデューティ比を補正するための補正値を算出する。そして、インバータ制御部２６４は、このようにして算出された補正値を、ＰＷＭ信号のデューティ比に乗算することで、インバータ出力を補正する。

【0071】

図１７は、ＰＷＭ信号のデューティ比の補正値を算出する処理を示すフローチャートである。
ここでは、ヒータ１３２の消費電力が１０００Ｗであるものとする。
まず、インバータ制御部２６４は、ＰＷＭ信号のデューティ比の補正値を初期値に設定する（Ｓ３０）。例えば、ここでの初期値は、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２からＡＣ１８０Ｖを出力させるため、「０．９」とする。

【0072】

次に、インバータ制御部２６４は、ＰＷＭ信号のデューティ比に補正値を演算して出力する（Ｓ３１）。ここでは、インバータ制御部２６４は、ＰＷＭ信号のデューティ比に補正値を乗算する。
そして、インバータ制御部２６４は、ＡＤＣ＿Ｂ入力端子８０８から入力される電圧から、インバータ出力の電流の検出値を演算し（Ｓ３２）、その平均値を算出することで、インバータ出力の電流平均値を演算する（Ｓ３３）。

【0073】

インバータ制御部２６４は、ステップＳ３３で算出された電流平均値を用いて、下記の（１）式により、演算値を算出する。
電流平均値×２００÷出力実行電圧値 （１）
ここで、出力実効電圧値は、ステップＳ３０で１８０Ｖにされている。
従って、（１）式により算出される演算値は、定格ＡＣ２００Ｖでの電流値を示すことになる。

【0074】

次に、インバータ制御部２６４は、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２の電流の基準値である５Ａを、ステップＳ３５で算出された演算値で除算した値を補正値として設定する。
そして、インバータ制御部２６４は、設定された補正値が１．１よりも大きいか否かを判断する（Ｓ３６）。設定された補正値が１．１よりも大きい場合（Ｓ３６でＹｅｓ）には、処理はステップＳ３７に進み、設定された補正値が１．１以下である場合（Ｓ３６でＮｏ）には、処理はステップＳ３８に進む。
ステップＳ３７では、インバータ制御部２６４は、補正値を１．１に変更する。そして、処理はステップＳ３８に進む。

【0075】

ステップＳ３８では、インバータ制御部２６４は、設定された補正値が０．９よりも小さいか否かを判断する。設定された補正値が０．９よりも小さい場合（Ｓ３８でＹｅｓ）には、処理はステップＳ３９に進み、設定された補正値が０．９以上である場合（Ｓ３８でＮｏ）には、処理はステップＳ３１に戻る。ここで、以降では、出力実効電圧値を２００Ｖとしてもよい。
ステップＳ３９では、インバータ制御部２６４は、補正値を０．９に変更する。そして、処理はステップＳ３１に戻る。ここで、以降では、出力実効電圧値を２００Ｖとしてもよい。

【0076】

以上のようにして算出された補正値を用いて、インバータ制御部２６４は、図９に示されている左の周期ではＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比を補正し、右の周期ではＰＷＭ＿Ｂ信号のデューティ比を補正する。実装においては、インバータ制御部２６４は、ＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比に対して、ＰＷＭ＿Ｄ信号がＨｉｇｈの期間はＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比に補正値を乗算し、ＰＷＭ＿Ｄ信号がＬｏｗの期間はＰＷＭ＿Ａ信号のデューティ比に対して補正値の逆数を乗算する。ここでは、補正値は、０．９〜１．１の範囲に制限されているため、インバータ制御部２６４は、０．９１（≒１／１．１）〜１．１１（≒１／０．９）を乗算する。これにより、検出された電流値が大きいほど、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力される電圧は低くなるため、ヒータ１３２の消費電力は、一定となる。

【0077】

以上により、初期状態ではＡＣ１８０Ｖで最大出力電圧が制限された状態から、ヒータ１３２の抵抗値のバラツキに応じてＡＣ１８０〜ＡＣ２２０Ｖの範囲で電圧が補正され出力される。実施の形態２では、出力電力をリアルタイムに電流を検知しながら補正することにより、例えば１０００Ｗ／ＡＣ２００Ｖのヒータであれば実効電力値が最大で１０００Ｗとなるように制御される。

【0078】

以上説明したように、実施の形態２によれば、電流値をモニタしながらインバータ出力電圧を制御することにより、ヒータ１３２の抵抗のバラツキによらず、一定の電力をヒータ１３２へ供給できるようになる。また、電源電圧が変動してもヒータ１３２に供給する電力の変動をなくすことが可能となった。ヒータ１３２への電力供給は、安定化電源となり、さらにヒータ１３２の抵抗のバラツキによる供給電力のバラツキも補正することが可能となった。

【0079】

実施の形態１及び２では、カラーの画像形成装置１００、２００で使用されるヒータ１３２に本発明を適用した例を説明したが、モノクロの画像形成装置にも適用可能である。

【0080】

画像形成装置１００、２００は、例えば、プリンタ、ファクシミリ装置、複写機又は複合機に適用することができる。

【符号の説明】

【0081】

１００，２００ 画像形成装置、 １０１ トナーカートリッジ、 １０２ ＬＥＤヘッド、 １０３ 転写ローラ、 １０４ 用紙カセット、 １０５ ホッピングローラ、 １０６ レジストローラ、 １０７ 用紙検出センサ、 １０８ 転写ベルト、 １１０ 現像ユニット、 １２０ 駆動ローラ、 １２１ 従動ローラ、 １２２ 転写ベルトクリーニングブレード、 １２３ クリーナー容器、 １３０，２３０ 定着器、 １３２ ヒータ、 １２４ 用紙ガイド、 １２５ 排紙トレー、 １４０ ホストインタフェース部、 １４１ コマンド画像処理部、 １４２ ＬＥＤヘッドインタフェース部、 １４３ プリンタエンジン制御部、 １６０，２６０ 低圧電源、 １６１ 力率改善回路、 １６２，２６２ ＤＣ−ＡＣインバータ、 １６３，２６３ スイッチング部、 １６４，２６４ インバータ制御部、 １６６ ＤＣ−ＤＣコンバータ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】