特許 6540952 光ツートーン信号の生成方法およびＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6540952

(24)【登録日】2019年6月21日

(45)【発行日】2019年7月10日

(54)【発明の名称】光ツートーン信号の生成方法およびＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の制御方法

(51)【国際特許分類】

   G02F 1/01 20060101AFI20190628BHJP

   H04B 10/80 20130101ALI20190628BHJP

【ＦＩ】

   G02F1/01 B

   H04B10/80

   G02F1/01 C

【請求項の数】4

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2015-101414(P2015-101414)

(22)【出願日】2015年5月18日

(65)【公開番号】特開2016-218190(P2016-218190A)

(43)【公開日】2016年12月22日

【審査請求日】2018年3月7日

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２７年度、国立研究開発法人情報通信研究機構、「高い臨時設営性を持つ有無線両用通信技術の研究開発」副題「光ファイバ伝送とＷ帯無線伝送を柔軟に切替可能な通信方式を実現する要素デバイス及びシステム化技術」委託研究、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】000208891

【氏名又は名称】ＫＤＤＩ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100114258

【弁理士】

【氏名又は名称】福地 武雄

(74)【代理人】

【識別番号】100125391

【弁理士】

【氏名又は名称】白川 洋一

(72)【発明者】

【氏名】アブデルモウラ ベッカリ

(72)【発明者】

【氏名】西村 公佐

【審査官】 廣崎 拓登

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−０４９２５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００７／０８８６３６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００７−０７９４６６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１６−１９４６１３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０２Ｆ １／００− １／１２５

１／２１− ７／００

Ｈ０４Ｂ １０／００−１０／９０

Ｈ０４Ｊ １４／００−１４／０８

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

光ツートーン信号の生成方法であって、
上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を有するＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器２台を縦続接続し、
第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器にコヒーレントな光信号を入力し、
前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器から出力された光信号を第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力し、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の位相差Δ_φ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、並びに前記第３の主マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}によって、前記各マッハツェンダー干渉計を駆動する際に、前記ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の出力のうち、所望の１次サイドバンド成分の強度が最大となるように、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）を用いて、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を定めると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δ_φｓを与え、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、分岐比αが０．５であるＤＰ−ＭＺＭを用いて入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成しようとする時、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、
前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記位相差Δ_φ、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、および前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}は、入力光信号に半波長に相当するπの位相変調を与える電圧Ｖ_πを用いて、以下の表の通りに定められることを特徴とする光ツートーン信号の生成方法。

【表1】

【請求項2】

前記位相差Δ_φｓは、π／２であることを特徴とする請求項１記載の光ツートーン信号の生成方法。

【請求項3】

上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計、および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームと下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を有するＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器の制御方法であって、
縦続接続された２台のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器のうち、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器にコヒーレントな光信号を入力し、
前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器から出力された光信号を第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力し、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の位相差Δ_φ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、並びに前記第３の主マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}によって、前記各マッハツェンダー干渉計を駆動する際に、前記ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の出力のうち、所望の１次サイドバンド成分の強度が最大となるように、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）を用いて、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を定めると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δ_φｓを与え、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、分岐比αが０．５であるＤＰ−ＭＺＭを用いて入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成しようとする時、
前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、
前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記位相差Δ_φ、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、および前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}は、入力光信号に半波長に相当するπの位相変調を与える電圧Ｖ_πを用いて、以下の表の通りに定められることを特徴とする光変調器の制御方法。

【表2】

【請求項4】

前記位相差Δ_φｓは、π／２であることを特徴とする請求項３記載の光変調器の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、光無線統合システム（Seamless radio and optical integration）等に用いられる光ツートーン信号（Optical two-tone signal）の生成方法およびＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から、ＲｏＦ（Radio-over-Fiver）技術を用いた光無線統合システムが提案されている。この光無線統合システムは、マイクロ波、ミリ波、テラヘルツ波等の大容量の無線リンクを都合よく利用でき、高い伝送能力と長い伝送距離の両方の要件を満たし、ネットワークの柔軟性を支えるファイバーバックアップとして利用可能であり、非常に柔軟な通信システムとして期待されている。さらに、高度な変調フォーマットとビットレートに対する高い能力、透明性および可動性のため、このシステムは、大容量光ファイバーリンクの迅速な障害回復、最後の１マイルのソリューション、および既存の無線サービスのカバレッジと能力の拡張に適用可能となることが期待されている。

【0003】

非特許文献１には、１ポートのＲＦ（Radio Frequency）信号をＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器に入力し、高周波側と低周波側の二つの２次サイドバンドのみを発生させて、それらの周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させる技術が開示されている。非特許文献１では、入力側の理想的な「Ｙ分岐（Y-branch)」の分岐比（以下、分岐比には記号「α」を用いる。理想的な分岐比はα＝０．５である）が達成されるように、チップ上に実装された「活性電極（Active Electrode）」を利用する。

【0004】

一般に、純度の高い光ツートーン信号を発生させるためには、必要とされる高周波側と低周波側の二つのサイドバンド（周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の２ｎ倍とするとして、±ｎ次サイドバンド）のパワーを可能な限り高くしつつ、主キャリア成分および不要サイドバンド成分（±ｎ次サイドバンド以外ののサイドバンド）のパワーを抑制する必要がある。非特許文献１では、活性電極を利用してＹ分岐の分岐比αを理想的な値（すなわち０．５）に制御することで、これを実現している。

【0005】

また、非特許文献２には、ＤＰ−ＭＺＭに印加される３つの直流（ＤＣ：Direct Current）バイアスと２つのＲＦ駆動信号を最適化することによって、「周波数コム」と呼称されるフラットなスペクトル応答を生成する技術が開示されている。非特許文献２では、理想的なＹ分岐の分岐比において、「Dual Parallel MZI（Mach-Zehnder Interferometer, ＤＰ−ＭＺＭと同じ意味）」から出力される信号を表わす一般的な数式が示されている。

【0006】

非特許文献３には、６倍の周波数を有するマイクロ波信号を生成するための方式が開示されている。この方式では、任意の光学または電気フィルタを用いずに、ＭＺＭ型光強度変調器（IM）とＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器を縦続接続（カスケード接続）する。また、非特許文献４には、２つの縦続接続されたＭＺＭ型光変調器を使用して、４倍の周波数を有する光ミリ波信号を生成するための方式が開示されている。また、非特許文献５には、２つの縦続接続されたＭＺＭ型光変調器を使用して、８倍の周波数を有するマイクロ波信号を生成するための方式が開示されている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】Y. Yamaguchi, S. Nakajima, A. Kanno, T. Kawanishi, M. Izutsu, H. Nakajima: “Frequency-Quadruple Optical Two-Tone Signal Generation Using Integrated High Extinction-Ratio Mach-Zehnder Modulator”, TuEC-5, APMP/MWP 2014, Hokkaido, Japan.

【非特許文献2】I. L. Gheorma and G. K. Gopalakrishnan,, “Flat Frequency Comb Generation With an Integrated Dual-Parallel Modulator,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 19, no. 13, pp. 1011-1013, July. 2007.

【非特許文献3】Yongsheng Gao, Aijun Wen, Qingwei Yu, Ningning Li, Guibin Lin, Shuiying Xiang, and Lei Shang: “Microwave Generation With Photonic Frequency Sextupling Based on Cascaded Modulators”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 26, NO. 12, JUNE 15, 2014.

【非特許文献4】Ying Zhao, Xiaoping Zheng, he Wen, and Hanyi Zhang: “Simplified optical millimeter-wave generation configuration by frequency quadrupling using two cascaded Mach-Zehnder modulators” OPTICS LETTERS / Vol. 34, No. 21 / November 1, 2009.

【非特許文献5】Wangzhe Li, Student Member, IEEE, and Jianping Yao, Senior Memver, IEEE: “Microwave Generation Based on Optical Domain Microwave Frequency Octupling”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 22, NO. 1, JANUARY 1, 2010.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

しかしながら、非特許文献１の手法では、活性電極が必要となるため、装置の複雑さが増大する可能性があり、また、活性電極について制御するための手法が新たに必要になってしまう。また、非特許文献１の手法では、ＲＦ信号によって２つの平行なＭＺＩのうちの一つだけを駆動する。この手法は、制御方法の複雑さを減らすためにはメリットがある。しかし、その手法では、周波数間隔を２倍にする場合の２次以上の不要なサイドバンドや、周波数間隔を４倍にする場合の１次と３次以上の不要なサイドバンドを十分抑制することは困難である。

【0009】

非特許文献２では、理想的なＹ分岐の分岐比の下で用いられる数式が示されているが、実装置では、理想的なＹ分岐の分岐比を得ることは容易ではなない。非特許文献２では、理想的でないＹ分岐の分岐比をどのように処理するかについては何ら示されていない。また、周波数間隔が入力したＲＦ信号の周波数の２倍、４倍・・・のいずれかであるサイドバンド成分のみを生成し、その他の不要成分（主キャリア成分およびその他のサイドバンド成分）を抑制する、光ツートーン信号の生成手法も示されていない。

【0010】

また、非特許文献３に開示されている技術では、ＭＺＭ型光強度変調器（IM）とＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器を縦続接続（カスケード接続）するが、不要なサイドバンド成分を抑制するためには、精密な調整をしなければならない。また、非特許文献４および５に開示されている技術では、２つの縦続接続されたＭＺＭ（Mach-Zehnder Modulator）を使用するが、同様に精密な調整が必要であり、より簡便な調整で不要なサイドバンドを抑圧できる手法が望まれる。

【0011】

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、２台のＤＰ−ＭＺＭを用いて、簡単な手法で、マイクロ波、ミリ波、テラヘルツ波の発生を実現する、周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍となる光ツートーン信号を生成することができる、光ツートーン信号の生成方法およびＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の制御方法を提案することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0012】

最初に、一般的な光ツートーン信号の発生方法を説明する。コヒーレントな光信号を光変調器に入力し、奇数次もしくは偶数次のいずれか一方のサイドバンド成分が強調されるようにＤＣバイアス点を調整した状態で、一定の周波数f_RFのＲＦ信号を入力して前記コヒーレントな光信号を変調する。なお、後述するような構成によって複数のサイドバンド成分のうち特定の次数のサイドバンドのみを強調し、その他の不要サイドバンド成分および主キャリア成分を抑制することが可能である。

【0013】

しかし、一般的に、サイドバンド成分の強度は、次数が高くなるにつれて低下する。そのため、たとえば１台のＤＰ−ＭＺＭを用いて±１次のサイドバンド成分を強調した場合と、同じＤＰ−ＭＺＭの駆動条件を変更して±２次のサイドバンド成分を強調した場合は、±１次のサイドバンド成分の方が高い強度を容易に得られる。

【0014】

さらに、±２次のサイドバンド成分を強調するように駆動した場合、同じ偶数次である主キャリア成分（０次成分）が残留しやすく、これを抑制するためには様々な駆動条件を精密に調整する必要がある。

【0015】

以上の理由から、±１次のサイドバンドを強調して入力ＲＦ信号の周波数f_RFの２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生する場合、±２次のサイドバンドを強調して入力ＲＦ信号の周波数f_RFの４倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生する場合と比較して、より簡便な調整で高い不要成分の抑圧比を実現することができる。

【0016】

このような考察に基づき、本発明者らは、１台目のＤＰ−ＭＺＭを用いて不要成分の抑圧比が高い±１次のサイドバンド成分を発生し、さらにその±１次のサイドバンド成分を２台目のＤＰ−ＭＺＭを用いて同じ周波数f_RFのＲＦ信号で変調することで、±２次に相当するサイドバンド成分を生成する方式を発明した。

【0017】

２台目のＤＰ−ＭＺＭを１台目のＤＰ−ＭＺＭと同じ信号源から分岐したＲＦ信号を用いることで、２台目のＤＰ−ＭＺＭから出力される光ツートーン信号の周波数間隔を、入力ＲＦ信号の周波数f_RFに対して正確に４倍の値にすることができる。

【0018】

また、２台目のＤＰ−ＭＺＭは１台目のＤＰ−ＭＺＭと同様に高い不要成分の抑圧比が得られる条件で駆動できるので、出力される光ツートーン信号は高い不要成分の抑圧比を実現できる。

【0019】

（１）上記の課題を解決するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の光ツートーン信号の生成方法は、光ツートーン信号の生成方法であって、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を有するＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器２台を縦続接続し、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器にコヒーレントな光信号を入力し、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器から出力された光信号を第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力し、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の位相差Δφ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、並びに前記第３の主マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}によって、前記各マッハツェンダー干渉計を駆動する際に、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）に基づいて、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を補正すると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δφ_ｓを与えることを特徴とする。

【0020】

このように、ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器２台を縦続接続し、各ＤＰ−ＭＺＭの各マッハツェンダー変調器を駆動するためのパラメータを決定し、さらに、第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）に従ってＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を補正すると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号との間に所定の位相差Δφ_ｓを与えることで、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0021】

（２）また、本発明の光ツートーン信号の生成方法において、前記位相差Δφ_ｓは、π／２であることを特徴とする。

【0022】

このように、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の間に位相差π／２を与えることにより、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが容易に可能となる。

【0023】

（３）また、本発明の光ツートーン信号の生成方法は、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、分岐比αが０．５であるようなＤＰ−ＭＺＭを用いて入力ＲＦ信号の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成しようとする時、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_２、および光信号に半波長分に相当するπの位相変調を与える電圧Ｖ_πを用いて、パラメータδ_１およびδ_２を、δ_１，２＝（πＶ_１，２）／Ｖ_πと定義し、各パラメータδ_１-およびδ_２が、δ_１-＝δ_２となるように設定し、かつパラメータδ_１およびδ_２と各サイドバンド成分の強度との関係において、所望の１次サイドバンド成分を保持しつつ、不要なサイドバンド成分を抑制するためのパラメータδ_１およびδ_２の最適点は、所望の１次サイドバンド成分の強度が最大値となる点以下であって、５次サイドバンド成分が所定の閾値以下となる点以上となる範囲に分布することを特徴とする。

【0024】

このように分岐比αが０．５であるＤＰ−ＭＺＭを駆動するためのパラメータを決定することにより、特に各パラメータδ_１-およびδ_２を所定の値（但しδ_１-＝δ_２である）に設定することで、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0025】

（４）また、本発明の光ツートーン信号の生成方法は、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、波数間隔を有する光ツートーン信号を生成しようとする時、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_２、および光信号に半波長分に相当するπの位相変調を与える電圧Ｖ_πを用いて、パラメータδ_１およびδ_２を、δ_１，２＝（πＶ_１，２）／Ｖ_πと定義し、分岐比αが０．５ではない場合に、パラメータδ_１-を一定値とし、パラメータδ_２を変化させることにより、パラメータδ_２と所望の１次サイドバンド成分に対する不要なサイドバンド成分の抑圧比との関係において、所望の１次サイドバンド成分を保持しつつ、不要なサイドバンド成分を抑制するためのパラメータδ_２の最適点は、所望の１次サイドバンド成分に対する３次サイドバンド成分の抑圧比が最大となる点を含む一定の範囲に分布することを特徴とする。

【0026】

このようにＤＰ−ＭＺＭを駆動するためのパラメータを決定することにより、分岐比αが０．５ではない場合に、パラメータδ_１-を一定値とし、パラメータδ_２を変化させることで、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0027】

（５）また、本発明の光ツートーン信号の生成方法は、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器において、分岐比αが０．５であるＤＰ−ＭＺＭを用いて入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成しようとする時、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記位相差Δφ、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、および前記ＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}は、光信号に半波長に相当するπの位相変調を与える電圧Ｖ_πを用いて、以下の表の通りに定められることを特徴とする。

【0028】

【表1】

このように分岐比αが０．５であるＤＰ−ＭＺＭを駆動するためのパラメータを決定することにより、特に各パラメータδ_１-およびδ_２を所定の値（但しδ_１-＝δ_２である）に設定することで、入力した光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分からなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0029】

（６）また、本発明の光変調器の制御方法は、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計、および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームと下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を有するＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器の制御方法であって、縦続接続された２台のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器のうち、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器にコヒーレントな光信号を入力し、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器から出力された光信号を第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力し、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の位相差Δφ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、並びに前記第３の主マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}によって、前記各マッハツェンダー干渉計を駆動する際に、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）に基づいて、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を補正すると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δφ_ｓを与えることを特徴とする。

【0030】

このように、２台のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器を縦続接続し、各ＤＰ−ＭＺＭの各マッハツェンダー変調器を駆動するためのパラメータを決定し、さらに、第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）に従ってＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を補正すると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δφ_ｓを与えるので、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0031】

（７）また、本発明の光変調器の制御方法において、前記位相差Δφ_ｓは、π／２であることを特徴とする。

【0032】

このように、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差π／２を与えることにより、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが容易に可能となる。

【発明の効果】

【0033】

本発明によれば、入力した光ツートーン信号の周波数間隔が、入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分からなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0034】

【図1】光ツートーン信号を用いる光無線統合システムの概略構成を示す図である。

【図2】一つのＤＰ−ＭＺＭを用いた場合の概略構成を示す図である。

【図3】δ_１，２と、不要サイドバンドの抑圧比および所望サイドバンドの強度との関係を示す図である。

【図4】δ_２と、不要サイドバンドの抑圧比との関係を示す図である。

【図5】第２の実施例に係る光変調器の概略構成を示す図である。

【図6】実施例２における各ＤＰ−ＭＺＭの駆動パラメータを示す図である。

【図7】実施例２における各ＤＰ−ＭＺＭを、図６に示す駆動パラメータを用いて駆動させた結果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0035】

本発明者らは、光無線統合システムにおいて、光ツートーン信号を用いて高い周波数のＲＦ信号を得る技術において、入力した光ツートーン信号のうちの一方をデュアルパラレルマッハツェンダー変調器（ＤＰ−ＭＺＭ）で変調する際に、マッハツェンダー変調器の駆動パラメータをどのように定めれば、周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍となるかについて、鋭意検討した。その結果、理想的な分岐比の場合について、解析的に特定の６つのパラメータの最適値を見出した。また、ＤＭ−ＭＺＭの上側アームと下側アームへの光信号の分岐比を考慮してパラメータを補正する手法を見出した。さらに、２つのＤＰ−ＭＺＭ型光変調器を縦続接続すると共に、各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力するＲＦ信号の位相差を一定値とすれば、簡単に周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍にすることができることを見出し、本発明に至った。

【0036】

すなわち、本発明の光ツートーン信号の生成方法は、光ツートーン信号の生成方法であって、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を有する２つのＤＰ−ＭＺＭ（Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator）型光変調器を縦続接続し、第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器にコヒーレントな光信号を入力し、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器から出力された光信号を第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力し、前記各ＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号の位相差Δφ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、並びに前記第３の主マッハツェンダー干渉計に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−３}によって、前記各マッハツェンダー干渉計を駆動する際に、前記第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に対する光信号の分配比率α：（１−α）に基づいて、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＲＦ駆動電圧Ｖ_２を補正すると共に、前記第１のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号と前記第２のＤＰ−ＭＺＭ型光変調器の第１および第２の副マッハツェンダー干渉計に入力されるＲＦ信号とに位相差Δφ_ｓを与えることを特徴とする。

【0037】

これにより、本発明者らは、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することを可能とした。

【0038】

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。なお、本実施形態では、不要成分のより高い抑圧比を維持するため、ＲＦ駆動電力をシンプルに調整することによって、ＤＰ−ＭＺＭの上側と下側の不均衡を補償する。特に、２つのＲＦ駆動信号の間の位相差を調整することによって、不要なサイドバンドを消去する。

【0039】

図１は、光ツートーン信号を用いる光無線統合システムの概略構成を示す図である。光ツートーン信号発生部１０は、コヒーレントな光ツートーン信号を発生する。図１に示すように、光ツートーン信号発生部１０は、波長がλ_０であるコヒーレント光から周波数間隔がω_ＲＦの光ツートーン信号を発生し、発生した光ツートーン信号は、光伝送路１２を介して光デマルチプレクサ（Optical De-Multiplexer：ＤＭＵＸ）１４に入力される。ＤＭＵＸ１４は、光ツートーン信号を２つの光信号に分離し、一方を光伝送路１６ａに出力し、他方を光伝送路１６ｂに出力する。すなわち、周波数間隔がω_ＲＦのツートーン信号において、図１中、左側（波長がλ_０より短い）の光信号（以下では必要に応じて「プラスのサイドバンド」と記す）が光伝送路１６ａに出力され、右側（波長がλ_０より長い）の光信号（以下では必要に応じて「マイナスのサイドバンド」と記す）が光伝送路１６ｂに出力される。

【0040】

光伝送路１６ａには、光信号を変調する光変調器（Optical Modulator）１８が設けられている。光変調器１８は、入力された光信号をベースバンド（Baseband：ＢＢ）（または中間周波数Intermediate Frequency：ＩＦに重畳された）データ信号（以下では単に「データ信号」と記す）で変調する。なお、本図ではプラスのサイドバンドをデータ信号で変調しているが、光変調器１８を光伝送路１６ｂ上に移動して、マイナスのサイドバンドをデータ信号で変調してもかまわない。

【0041】

ＭＵＸ（Optical Multiplexer：光マルチプレクサ）２０は、光伝送路１６ａおよび１６ｂを介して入力された各光信号を合波し、光伝送路２２に出力する。ＭＵＸ２０から出力される光ツートーン信号は、周波数間隔がω_ＲＦの光ツートーン信号である。図１中、左側の光信号のみが変調されている。

【0042】

光電変換部（High Speed PD）２４は、入力した光信号を電気信号（無線信号）に変換する。光電変換部２４の出力は、周波数間隔がω_ＲＦである光ツートーン信号の周波数間隔ω_ＲＦの周波数を有する無線信号となり、アンテナ２６によって送信される。このように、光無線統合システムでは、光電変換前の光ツートーン信号の周波数間隔ω_ＲＦは、光電変換後の無線信号の周波数ω_ＲＦとなって現れる。

【0043】

ここで、２５ＧＨｚ程度の周波数を有する無線信号であれば無線発振器などのデバイスによって発生させることは容易であるが、さらに高い周波数を有する無線信号、例えば、１００ＧＨｚの無線信号を無線デバイスで発生させることは容易ではない。しかしながら、上述した光無線統合システムの光ツートーン信号発生器において、光変調器を駆動するＲＦ信号を制御することにより、光ツートーン信号の周波数間隔ω_ＲＦを、前記光変調器を駆動するＲＦ信号の周波数の４倍とすることができれば、特別な無線デバイスを用いることなく、例えば、１００ＧＨｚ程度の高い周波数を有する無線信号を発生させることが可能となる。

【0044】

本実施形態では、前記ＲＦ駆動電圧Ｖ_１およびＶ_２の周波数の４倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成するために、ＤＰ−ＭＺＭの駆動パラメータを最適化する。また、縦続接続された２つのＤＰ−ＭＺＭ型光変調器に入力するＲＦ信号の位相差Δφ_ｓをπ／２とする。

【実施例1】

【0045】

実施例１ではまず、ＤＰ−ＭＺＭを一つのみを用いた場合に、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を駆動するＲＦ信号の周波数の２倍となる周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させるための最適化したパラメータの計算結果を示す。そして、後述する実施例２では、２つのＤＰ−ＭＺＭを縦続接続し、各ＤＰ−ＭＺＭに入力するＲＦ信号の位相差をπ／２とし、各ＤＰ−ＭＺＭの駆動パラメータを慎重に調整することによって、純粋な４倍の光ツートーンを生成することができる。この構成により、無線発振器で生成することが困難なミリ波あるいはテラヘルツ波帯の信号を、光学的な手段によって、生成することができる。

【0046】

図２は、縦続接続される２つのＤＰ−ＭＺＭのうち、一つのＤＰ−ＭＺＭを用いた場合の概略構成を示す図である。ＬＤ２１は、レーザダイオード（Laser Diode）であり、第１のＭＺＩ２５、第２のＭＺＩ２７、および第３のＭＺＩ２９は、マッハツェンダー干渉計である。ＰＤ３１は、フォトダイオードである。第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７は、並列に配置されており、第３のＭＺＩ２９は、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を含む。これらの第１〜第３のＭＺＩはチャープフリー構造（chirp-free configuration）であり、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７への入力光の分岐比をα（０≦α≦１）とする。本発明の光ツートーン信号発生方法では、３つの独立なＤＣ電圧と、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７のＲＦ駆動電圧、およびそれらＲＦ信号の位相差Δφをそれぞれ制御する。

【0047】

図２では、各ＤＰ−ＭＺＭに対して設定したパラメータを併せて示している。すなわち、第１のＭＺＩ２５に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、第１および第２のＭＺＩ２５、２７におけるＲＦ信号の位相差Δφ、第１のＭＺＩ２５に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、第２のＭＺＩ２７に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２、第２のＭＺＩ２７に対して印加するＤＣバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−２}の５つのパラメータが存在する。第１のＭＺＩ２５に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_１、および第２のＭＺＩ２７に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_２は以下の二式で表される。

【0048】

V₁(t) = V₁・sin(ω_RFt+Df)・・・（１）
V₂(t) = V₂・sin(ω_RFt) ・・・（２）
また、ＤＰ−ＭＺＭに入力される光信号は、以下の式で表される。

【0049】

E_in(t) = E_in・cos(w₀t)・・・（３）
但し、c₀を真空中の光速としてω₀ = 2π・c₀/λ₀である。

【0050】

なお、入力ＲＦ信号の周波数スペクトルｆ_ＲＦ（但しｆ_ＲＦ＝ω_ＲＦ／２π）を、図２中、紙面に対して左上に示し、入力光信号の波長スペクトルλ_０を、図２中、紙面に対して左下に示す。

【0051】

第１のＭＺＩ２５から出力される変調された光信号の電界Ｅ_１（ｔ）および第２のＭＺＩ２７から出力される変調された光信号の電界Ｅ_２（ｔ）は、以下の二式で表わすことができる。

【0052】

【数1】

そして、第３のＭＺＩ２９を経て、ＤＰ−ＭＺＭの光出力Ｅ_ｏｕｔは、以下の式で表わされる。

【0053】

【数2】

なお、単純化のため、上記の（４）〜（６）式では各ＭＺＩの光損失を無視している。また、上述のパラメータのうち、バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ−１}とＶ_{ｂｉａｓ−２}は常に同一の値であり、以下の検討では両者をＶ_ｍの記号で表す。

【0054】

Ｖ_{ｂｉａｓ−１}＝Ｖ_{ｂｉａｓ−２}＝Ｖ_ｍ ・・・（７）
“Jacobi-Anger expansion”を使うことで、ｎ次のサイドバンド相対的な出力電力Ｉ_ｎは、以下のように与えられる。

【0055】

【数3】

【0056】

また、ｄ_１，_２，Ｖ_ｂ，およびＶ_ｃはそれぞれ下式で定義されるパラメータである。

【0057】

【数4】

なお、上記で得られた（８）式は、α＝０．５とした時に、非特許文献２に開示されている式の一つに近似する。

【0058】

また、出力光信号の波長スペクトルを、図２中、紙面に対して右下に示し、出力ＲＦ信号の周波数スペクトル（２ｆ_ＲＦ）を、図２中、紙面に対して右上に示す。

【0059】

以下の実施例では、光ツートーン信号を生成する際に最も良いモードを示す。なお、各光ツートーン信号は、それぞれ異なるパラメータで生成され、また、ここで示すパラメータに限定されるわけではない。

【0060】

ここで、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を駆動するＲＦ信号の周波数の２倍となる周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させる場合、Ｘ＝（Ｖ_１、Ｖ_２、Ｖ_{ｂｉａｓ−１}、Ｖ_{ｂｉａｓ−２}、Ｖ_{ｂｉａｓ−３}、Δφ）とし、２倍の場合をＮ＝１とすると、純粋な光ツートーン信号を発生させるために満たすべき最適値は、以下の式を満たす。

【0061】

【数5】

ただし、Ｉ_Ｎ（Ｘ）は、式（８）で定義されたサイドバンドの出力電力である。

【0062】

式（８）から、不要なサイドバンドを取り除くために変数Ｖ_ｂを以下のように選ぶこと
によって、容易に４つのトーンに減らすことができる５つの自由度があることが分かる。
変数Ｖ_ｂは、以下のように定められる。

【0063】

【数6】

【0064】

【数7】

【0065】

以下、ＤＰ−ＭＺＭを一つ用いて、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を駆動するＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させるための最適なパラメータについて具体的に説明する。

【0066】

実施例１では、ＤＰ−ＭＺＭを一つ用いて、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を駆動するＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させるための最適なパラメータについて説明する。以下のテーブル１に、分岐比αが理想的な値（０．５）である時に、所望成分である１次サイドバンド成分のパワーが最大となる各パラメータの値を示す。このように、マッハツェンダー変調器を駆動する際のパラメータを決定することによって、入力した光ツートーン信号の周波数間隔が、入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0067】

テーブル１に示したパラメータのうち、Ｖ_１およびＶ_２を除いた４つのパラメータは、以下のさらなる最適化手順においても変化させない。これにより、不要成分のうち、主キャリア成分および偶数次のサイドバンド成分のパワーを常に０に保つことができる。

【0068】

【表2】

所望の１次サイドバンド成分の強度Ｉ_１（但し、高周波側と低周波側は同じ強度となる）、不要成分である３次および５次サイドバンド成分の強度をＩ_３およびＩ_５で表すと、Ｉ_１、Ｉ_５、Ｉ_１／Ｉ_３およびＩ_１／Ｉ_５の値は、δ_１＝δ_２とした場合、図３に示すように変化する。図３中の「Upper Bound」で示した線が、テーブル１に示した各パラメータの値に相当する。Ｉ_１の値は可能な限り大きく保つことが望ましいが、一方で不要成分の抑圧比を表すＩ_１／Ｉ_３およびＩ_１／Ｉ_５を可能な限り大きく保つことも求められる。そこで、以下のように最適化を行う。

【0069】

分岐比αが理想的な値、すなわち０．５である場合、Ｉ_３は常に０であるので、不要成分として現れるのはＩ_５である。Ｉ_５の値がシステムの雑音レベル以下であれば、それ以上にＩ_５の値を抑圧する必要はない。システムの雑音レベルは、ＤＰ−ＭＺＭ変調器への入力光信号パワー、ＤＰ−ＭＺＭ変調器の挿入損失、ＤＰ−ＭＺＭ光変調器とフォトダイオードの間の光損失、およびフォトダイオード自体の雑音レベルで決定されるため、図３の縦軸の値で一意に決定することはできないが、仮に同図縦軸上で６０ｄＢとすると、Ｉ_５のパワーを図中の「Noise Level」で示した線より小さくする必要はない。従って、δ_１およびδ_２の値は、図３中の「Lower Bound」と「Upper Bound」の線で示した間の１点に設定すればよい。この間のどの点に設定するかは、生成される光ツートーン信号を利用するシステム全体の要求条件に依存するため、一意には決定できないが、少なくともこの範囲に最適点が存在する。

【0070】

次に、分岐比αが理想的な値でなかった場合の最適化手法を説明する。一例として、分岐比αが０．４であった場合を、図３中に示している。この時は、δ_１とδ_２を同一の値のままで変化させると、上述の「Lower Bound」と「Upper Bound」の間でＩ_１／Ｉ_３はＩ_１／Ｉ_５より常に小さくなってしまい、不要成分の抑圧比を十分確保することが難しい。そこで、図４に示すように、δ_２のみを変化させる。すると、図３の「Lower Bound」に近接した点にＩ_１／Ｉ_３が最大となるピーク点が存在する。このピーク点付近にＩ_１／Ｉ_３≧Ｉ_１／Ｉ_５となる範囲が存在し、ピーク点から図４中、右寄りでＩ_１／Ｉ_３＝Ｉ_１／Ｉ_５となる交点までの範囲が、αが０．４の時の狭義の最適範囲である。広義には、このピーク点付近において、Ｉ_１／Ｉ_３が生成される光ツートーン信号を利用するシステムの要求条件を満たす程度に大きい範囲が最適範囲である。

【実施例2】

【0071】

図５は、第２の実施例に係る光変調器の概略構成を示す図である。実施例２では、２つのＤＰ−ＭＺＭを縦続接続し、各ＤＰ−ＭＺＭを実施例１で示した方法で駆動する。さらに、２つのＤＰ−ＭＺＭにおいて、前段のＤＰ−ＭＺＭに入力するＲＦ信号と、後段のＤＰ−ＭＺＭに入力するＲＦ信号の位相差を、π／２とする。

【0072】

図５において、ＬＤ２１は、レーザダイオード（Laser Diode）であり、ＬＯ２３は、局部発振器（Local Oscillator）である。ＶＡ１８ｃ、１８ｄは、可変減衰器（Variable Attenuator）であり、ＰＳ１８ｅおよびＰＳ５０は、移相器（Phase Shifter）である。ＯＡ１１は、光増幅器（Optical Amplifier）である。ＰＤ３１は、フォトダイオード（Photo Diode）である。

【0073】

前段および後段のＤＰ−ＭＺＭにおいて、第１のＭＺＩ２５、第２のＭＺＩ２７、および第３のＭＺＩ２９は、マッハツェンダー干渉計である。第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７は、並列に配置されており、第３のＭＺＩ２９は、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７を含む。これらの第１〜第３のＭＺＩはチャープフリー構造（chirp-free configuration）であり、第１のＭＺＩ１８ｆおよび第２のＭＺＩ１８ｇへの入力光の分岐比をα（０≦α≦１）とする。

【0074】

実施形態２に係る光ツートーン信号発生方法では、３つの独立なＤＣ電圧と、第１のＭＺＩ２５および第２のＭＺＩ２７のＲＦ駆動電圧、およびそれらＲＦ信号の位相差Δφをそれぞれ制御すると共に、ＰＳ５０において、位相差をπ／２とする。

【0075】

すなわち、ＤＰ−ＭＺＭを二段に縦続接続し、それぞれを上記実施例１で示したように、入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させる場合と同じ条件で駆動させる。この時、前段の（第一の）ＤＰ−ＭＺＭに入力するＲＦ信号と後段の（第二の）ＤＰ−ＭＺＭに入力するＲＦ信号にπ／２の位相差を与える。これにより、入力ＲＦ信号の周波数の４倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させることが可能となる。各ＤＰ−ＭＺＭで入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生する場合の駆動パラメータは、それ以上の周波数間隔に比べて制御が容易である。従って、上記のＤＰ−ＭＺＭを二段に縦続接続した構成でも、各々のＤＰ−ＭＺＭは容易に制御が可能である。

【0076】

図６は、実施例２における各ＤＰ−ＭＺＭの駆動パラメータを示す図である。第３のＭＺＩのＹ分岐における分岐比αが、０．５である場合と、０．５でない場合との両方について示す。図７は、実施例２における各ＤＰ−ＭＺＭを、図６に示す駆動パラメータを用いて駆動させた結果を示す図である。「Double Max」は、前段の（第一の）ＤＰ−ＭＺＭの出力を示し、「Cascaded Double Max」は、後段（第二の）ＤＰ−ＭＺＭの出力を示す。このように、入力ＲＦ信号の周波数の４倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させることが可能となる。

【0077】

以上説明したように、本実施形態によれば、生成される光ツートーン信号の周波数間隔が入力ＲＦ信号の周波数の４倍である所望のサイドバンド成分のみからなる、純度の高い光ツートーン信号を生成することが可能となる。

【0078】

なお、本実施形態では、ＤＰ−ＭＺＭを二段に縦続接続し、一台のＤＰ−ＭＺＭで入力ＲＦ信号の周波数の２倍の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させる例を示したが、本発明は、これに限定されるわけではない。例えば、一台のＤＰ−ＭＺＭで入力ＲＦ信号の周波数の４倍以上の周波数間隔を有する光ツートーン信号を発生させる駆動パラメータで各々のＤＰ−ＭＺＭを駆動することで、より高い倍数の光ツートーン信号を発生させることも可能である。一方、ＤＰ−ＭＺＭの縦続接続は二段のみならず、三段以上であっても光ツートーン信号を発生することが可能である。

【符号の説明】

【0079】

１０ 光ツートーン信号発生部
１２ 光伝送路
１４ ＤＭＵＸ（Optical De-MUltipleXer：光デマルチプレクサ）
１６ａ 光伝送路
１６ｂ 光伝送路
１８ 光変調器
１８ｃ ＶＡ（Variable Attenuator）
１８ｄ ＶＡ（Variable Attenuator）
１８ｅ ＰＳ（Phase Shifter）
２０ ＭＵＸ（Optical Multiplexer：光マルチプレクサ）
２１ ＬＤ（Laser Diode）
２２ 光伝送路
２３ ＬＯ（Local Oscillator）
２４ 光源変換部（High Speed PD）
２５ 第１のＭＺＩ（Mach-Zehnder Interferometer）
２６ アンテナ
２７ 第２のＭＺＩ（Mach-Zehnder Interferometer）
２９ 第３のＭＺＩ（Mach-Zehnder Interferometer）
３１ ＰＤ（Photo Diode）
５０ ＰＳ（Phase Shifter）
Ｖ_π ＭＺＩの半波電圧
Ｖ_１ 第１のＭＺＩのＲＦ駆動電圧
Ｖ_２ 第２のＭＺＩのＲＦ駆動電圧
Ｖ_{ｂｉａｓ−１} 第１のＭＺＩのＤＣバイアス電圧
Ｖ_{ｂｉａｓ−２} 第２のＭＺＩのＤＣバイアス電圧
Ｖ_{ｂｉａｓ−３} 第３のＭＺＩのＤＣバイアス電圧
Δφ 第１のＭＺＩのＲＦ信号と第２のＭＺＩのＲＦ信号との位相差
Ｊｎ（．） ｎ次の第一種ベッセル関数
α 第３のＭＺＩの上下アーム間の分岐比
ω_ＲＦ 光ツートーン信号発生部が発生する光ツートーン信号の周波数間隔（ＬＯが発生
する周波数）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】