特許 6558254 電力変換システム及びその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6558254

(24)【登録日】2019年7月26日

(45)【発行日】2019年8月14日

(54)【発明の名称】電力変換システム及びその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20190805BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20190805BHJP

   H02J 3/38 20060101ALI20190805BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 R

   H02M3/155 F

   H02M3/155 U

   H02J3/38 130

【請求項の数】9

【全頁数】21

(21)【出願番号】特願2016-6999(P2016-6999)

(22)【出願日】2016年1月18日

(65)【公開番号】特開2017-130991(P2017-130991A)

(43)【公開日】2017年7月27日

【審査請求日】2018年7月23日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002130

【氏名又は名称】住友電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000280

【氏名又は名称】特許業務法人サンクレスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】中島 由晴

(72)【発明者】

【氏名】綾井 直樹

(72)【発明者】

【氏名】清水 裕介

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１５／１０５０８１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１５−１４６６６６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１５１９２３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−１５２６６１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｊ ３／３８

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成る電力変換システムであって、
前記パワーコンディショナは、
前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられ、交流半サイクル内で前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと交互に休止期間を有しつつスイッチング動作するインバータと、を備え、
前記直流電源回路は、
蓄電池と、
前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う制御部を有する電力変換システム。

【請求項2】

前記制御部は、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側の電圧フィードバック制御の操作量に、高電圧側の電圧目標値を低電圧側の電圧検出値で除した値を乗じて算出される値について、一定の周期で平均化した値を充放電電流目標値と定め、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側を一定電圧に制御する請求項１に記載の電力変換システム。

【請求項3】

Ｔは前記周期、
ｉｇｄｃ＿ｒｅｆは前記充放電電流目標値、
ｉｐｗｍ＿ｒｅｆ＿ｐｉ＿ｖｄｃは前記操作量、
ｖｄｃ＿ｒｅｆは前記電圧目標値、及び、
ｖｇｄｃは前記電圧検出値であるとした場合、

である請求項２に記載の電力変換システム。

【請求項4】

前記制御部は、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧フィードバックに基づく補償量を交流半周期で平均化した値を、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる直流リアクトルの電流目標値と定め、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側を一定電圧に制御する請求項１に記載の電力変換システム。

【請求項5】

前記パワーコンディショナは、１又は複数の太陽光発電パネルとも接続される複合型のパワーコンディショナであり、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力する請求項２又は請求項３に記載の電力変換システム。

【請求項6】

前記パワーコンディショナは、１又は複数の太陽光発電パネルとも接続される複合型のパワーコンディショナであり、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を低電圧側に出力する請求項４に記載の電力変換システム。

【請求項7】

前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータが自己の高電圧側を一定電圧に制御する場合、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、一定にすべき電圧目標値を前記パワーコンディショナから受信する通信を行う請求項２、請求項３又は請求項５に記載の電力変換システム。

【請求項8】

前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータが自己の低電圧側を一定電圧に制御する場合、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータへ出力電力指令値を送信する通信を行う請求項４又は請求項６に記載の電力変換システム。

【請求項9】

直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成り、前記パワーコンディショナは、前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられたインバータとを有し、前記直流電源回路は、蓄電池と、前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータとを有するものである電力変換システムを実行主体とした、その制御方法であって、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記蓄電池の電圧を前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧に昇圧し、又は、その逆方向に降圧し、
前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記インバータとは、交流半サイクル内で交互に休止期間を有しつつスイッチング動作し、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う、電力変換システムの制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、半導体素子のスイッチングによって、直流／交流の電力変換を行う電力変換システム及びその制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば太陽光発電用のパワーコンディショナ（電力変換装置）は、直流の発電電力を交流に変換して、商用電力系統へ系統連系する運転を行う。伝統的なパワーコンディショナの変換動作によれば、発電した電圧を、交流側のピーク電圧より高い一定電圧まで昇圧回路で昇圧した後、インバータで交流電圧に変換している。この場合、昇圧回路及びインバータは、常時高速なスイッチング動作を行っている。

【0003】

一方、かかるパワーコンディショナでは、変換効率を向上させることが重要である。そこで、直流側の電圧と交流側の瞬時電圧の絶対値とを常に比較して、昇圧回路については昇圧が必要な期間のみスイッチング動作させ、インバータについては降圧が必要な期間のみスイッチング動作させる、という制御（以下、最小スイッチング変換方式という。）が提案されている（例えば特許文献１，２参照。）。このような最小スイッチング変換方式によって昇圧回路及びインバータにスイッチング動作の休止期間ができると、その分、スイッチング損失等が低減されるので、変換効率を向上させることができる。

【0004】

また、近年、太陽電池と蓄電池という２種類の直流電源を用いて、直流／交流の電力変換を行う、いわゆる複合型のパワーコンディショナが提案されている（例えば、特許文献３，４参照。）。このような複合型のパワーコンディショナは、１又は複数の太陽光発電パネルからの出力と、蓄電池の出力とを１台のパワーコンディショナに繋ぎ込むことができる。パワーコンディショナ内には各電源の必要に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ（チョッパ回路）、及び、インバータが搭載され、商用電力系統との系統連系運転を行うことができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許５６１８０２２号公報

【特許文献2】特許５６１８０２３号公報

【特許文献3】特開２０１５−１４２４６０号公報

【特許文献4】特開２０１５−１９２５４９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

複合型のパワーコンディショナにおいては、特に、各種の蓄電池を接続したい現実的なニーズがある。ところが、色々な種類の蓄電池を使用することを想定すると、その端子電圧は広範囲に及ぶ。現実にはさらに、想定した範囲外の電圧の蓄電池を使用したい場合もあり、現状ではパワーコンディショナ側の対応が十分ではない。

【0007】

一方、蓄電池を直流電源として最小スイッチング変換方式を適用した場合、蓄電池に流れる充放電電流が脈流になる。これは、ＤＣバスの電圧が一定電圧ではないことに起因する無効電流を、蓄電池に並列接続された電解コンデンサによって完全には吸収できないからである。このことは、直ちに問題となることではないが、一定値の直流電流と脈流電流とを比べると、後者の方が、蓄電池の内部抵抗によって発生する損失が大きい。

【0008】

かかる課題に鑑み、本発明は、電力変換システムにおいて、各種の蓄電池に対する汎用性を高め、かつ、蓄電池の損失を低減することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明は、直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成る電力変換システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられ、交流半サイクル内で前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと交互に休止期間を有しつつスイッチング動作するインバータと、を備え、前記直流電源回路は、蓄電池と、前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたものであり、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う制御部を有する電力変換システムである。

【0010】

また、他の観点からは、直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成り、前記パワーコンディショナは、前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられたインバータとを有し、前記直流電源回路は、蓄電池と、前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータとを有するものである電力変換システムを実行主体とした、その制御方法であって、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記蓄電池の電圧を前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧に昇圧し、又は、その逆方向に降圧し、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記インバータとは、交流半サイクル内で交互に休止期間を有しつつスイッチング動作し、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う、電力変換システムの制御方法である。

【発明の効果】

【0011】

本発明によれば、電力変換システムにおいて、各種の蓄電池に対する汎用性を高め、かつ、蓄電池の損失を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】電力変換システムの概略構成の一例を示す図である。

【図2】図１における蓄電池にのみ注目した電力変換システムの詳細を示す回路図の一例である。

【図3】最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図（横書き）である。

【図4】最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図（縦書き）である。

【図5】第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側の電圧制御ブロック線図である。

【図6】第２のＤＣ／ＤＣコンバータにおける直流リアクトルの電流制御ブロック線図である。

【図7】比較のために、図２から第２のＤＣ／ＤＣコンバータを削除した回路図である。

【図8】図７の回路における電流センサによって検出される系統電流の波形図である。

【図9】図７の回路における電圧センサによって検出される系統電圧の波形図である。

【図10】図７の回路における電流センサによって検出される蓄電池への充電電流の波形図である。

【図11】電圧センサによって検出される、ＤＣ／ＤＣコンバータと、パワーコンディショナとの相互接続点での電圧の波形図である。

【図12】図２の回路における電流センサによって検出される蓄電池への充電電流の波形図である。

【図13】情報信号の送受信の例を示す図である。

【図14】ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作の２例を表す図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

【0014】

（１）これは、直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成る電力変換システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられ、交流半サイクル内で前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと交互に休止期間を有しつつスイッチング動作するインバータと、を備え、前記直流電源回路は、蓄電池と、前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う制御部を有する電力変換システムである。

【0015】

このように構成された電力変換システムでは、パワーコンディショナと蓄電池との間に入出力電圧の大きな差があっても、昇降圧が可能となり、しかも電圧の適用範囲が広くなる。従って、出力電圧の異なる各種の蓄電池を第２のＤＣ／ＤＣコンバータ経由でパワーコンディショナに接続することができる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交流半サイクル内で交互にスイッチングの休止期間を有する最小スイッチング変換方式では、脈流波形の電流が第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側に流れようとするが、制御部が、第２のＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を、例えば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側（第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側）の電圧を一定値とする制御において行うことにより、蓄電池には直流電流のみが流れ、脈流波形の電流は流れない。これにより、蓄電池の内部抵抗による損失を抑制し、蓄電池の劣化を遅らせ、また、蓄電池の性能を充分に発揮させることができる。

【0016】

（２）また、（１）の電力変換システムにおいて、前記制御部は、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側の電圧フィードバック制御の操作量に、高電圧側の電圧目標値を低電圧側の電圧検出値で除した値を乗じて算出される値について、一定の周期で平均化した値を充放電電流目標値と定め、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側を一定電圧に制御してもよい。
この場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側には、平均化処理された平坦な直流電流を流すことができる。すなわち、第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、蓄電池の充放電電流を、脈流波形ではない一定電流に制御することができる。

【0017】

（３）また、（２）の電力変換システムにおいて、例えば、
Ｔは前記周期、
ｉｇｄｃ＿ｒｅｆは前記充放電電流目標値、
ｉｐｗｍ＿ｒｅｆ＿ｐｉ＿ｖｄｃは前記操作量、
ｖｄｃ＿ｒｅｆは前記電圧目標値、及び、
ｖｇｄｃは前記電圧検出値であるとした場合、

である。
この演算により、蓄電池の充放電電流目標値を、脈流でない一定電流に制御することができる。

【0018】

（４）また、（１）の電力変換システムにおいて、前記制御部は、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧フィードバックに基づく補償量を交流半周期で平均化した値を、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる直流リアクトルの電流目標値と定め、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側を一定電圧に制御するようにしてもよい。
この場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側には、平均化処理された平坦な直流電流を流すことができる。そのため、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧を一定値とすることができる。

【0019】

（５）また、（２）又は（３）の電力変換システムにおいて、前記パワーコンディショナは、１又は複数の太陽光発電パネルとも接続される複合型のパワーコンディショナであり、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力するようにしてもよい。
第２のＤＣ／ＤＣコンバータが太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力した場合には、パワーコンディショナは、最小スイッチング変換方式の動作を最適化することができる。

【0020】

（６）同様に、（４）の前記パワーコンディショナは、１又は複数の太陽光発電パネルとも接続される複合型のパワーコンディショナであり、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を低電圧側に出力するようにしてもよい。

【0021】

（７）また、（２）、（３）又は（５）の電力変換システムにおいて、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータが自己の高電圧側を一定電圧に制御する場合、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、一定にすべき電圧目標値を前記パワーコンディショナから受信する通信を行うようにしてもよい。
この場合、通信により、パワーコンディショナから第２のＤＣ／ＤＣコンバータに対して高電圧側の出力電圧目標値を知らせることができる。例えば、太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧をＤＣバスの電圧とする場合に、出力電圧目標値を第２のＤＣ／ＤＣコンバータに知らせることができる。これにより、第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力することができる。また、その結果、第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング停止期間が増加し、このことが、最小スイッチング変換方式の動作の最適化に寄与する。

【0022】

（８）また、（４）又は（６）の電力変換システムにおいて、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータが自己の低電圧側を一定電圧に制御する場合、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータへ出力電力指令値を送信する通信を行うようにしてもよい。
この場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータに出力電力指令値を知らせることで、第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、充放電電流を、出力電力指令値に基づいた定電流に制御することができる。

【0023】

（９）一方、方法の観点からは、直流電源回路とパワーコンディショナとを互いに接続して成り、前記パワーコンディショナは、前記直流電源回路とＤＣバスとの間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと交流電路との間に設けられたインバータとを有し、前記直流電源回路は、蓄電池と、前記蓄電池と前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられ、直流リアクトルを含む、双方向性の第２のＤＣ／ＤＣコンバータとを有するものである電力変換システムを実行主体とした、その制御方法であって、
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記蓄電池の電圧を前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側の電圧に昇圧し、又は、その逆方向に降圧し、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記インバータとは、交流半サイクル内で交互に休止期間を有しつつスイッチング動作し、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの前記直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を行う、電力変換システムの制御方法である。

【0024】

このような電力変換システムの制御方法によれば、パワーコンディショナと蓄電池との間に入出力電圧の差があっても、第２のＤＣ／ＤＣコンバータが、双方の電圧仲介役をすることができる。従って、出力電圧の異なる各種の蓄電池を第２のＤＣ／ＤＣコンバータ経由でパワーコンディショナに接続することができる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交流半サイクル内で交互にスイッチングの休止期間を有する最小スイッチング変換方式では、脈流波形の電流が第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側に流れようとするが、第２のＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルに流れる電流を一定値とする制御を、例えば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧側（第２のＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧側）の電圧を一定値とする制御において行うことにより、蓄電池には直流電流のみが流れ、脈流波形の電流は流れない。これにより、蓄電池の内部抵抗による損失を抑制し、蓄電池の劣化を遅らせ、また、蓄電池の性能を充分に発揮させることができる。

【0025】

［実施形態の詳細］
以下、実施形態の詳細について図面を参照して説明する。

【0026】

＜第１実施形態＞
まず、第１実施形態に係る電力変換システム（その制御方法も含む。）について説明する。

【0027】

《回路構成》
図１は、電力変換システム１００の概略構成の一例を示す図である。この電力変換システム１００は、複数且つ複数種類の直流電源を複合型のパワーコンディショナ１に接続して構成され、商用電力系統３との系統連系が可能である。商用電力系統３とパワーコンディショナ１との間の交流電路５には、需要家の負荷４が接続されている。図において、複合型のパワーコンディショナ１には、例えば３つの太陽光発電パネル７Ａ，７Ｂ，７Ｃが接続されている。なお、この「３つ」というのは一例に過ぎない。また、パワーコンディショナ１には、蓄電池６が、双方向性のＤＣ／ＤＣコンバータ８を介して、接続されている。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の低電圧側（図の左側）が蓄電池６に接続され、高電圧側（図の右側）がパワーコンディショナ１に接続されている。

【0028】

ここで、例えば数値例を挙げると、商用電力系統３の電圧はＡＣ２０２Ｖ、その場合のピーク値（波高値）は約２８６Ｖ、太陽光発電パネル７Ａ，７Ｂ，７Ｃからパワーコンディショナ１内のＤＣ／ＤＣコンバータ（図示せず。）に入力されＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御を経た電圧はＤＣ２５０Ｖである。この電圧がパワーコンディショナ１内のＤＣバス電圧となる。一方、蓄電池６の電圧はＤＣ３９〜５３Ｖである。従って、蓄電池の６の電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ８によって昇圧され、さらに、パワーコンディショナ１内のＤＣ／ＤＣコンバータ１１（図２）によってＤＣ２５０Ｖまで昇圧される。

【0029】

ＤＣ／ＤＣコンバータ８を設けることの基本的な効果は、パワーコンディショナ１と蓄電池６との間に入出力電圧の大きな差があっても、昇降圧が可能となり、しかも電圧の適用範囲が広くなることである。従って、出力電圧の異なる各種の蓄電池６を、ＤＣ／ＤＣコンバータ８経由で、パワーコンディショナ１に接続することができる。

【0030】

図２は、図１における蓄電池６にのみ注目した電力変換システム１００の詳細を示す回路図の一例である。交流電路５と蓄電池６との間には、パワーコンディショナ１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ８とが設けられている。交流電路５には、図１では省略したが、交流電路５の電力モニタ３０が設けられている。
なお、蓄電池６は、実際には単なる電池のみではなく蓄電システムとして構成されており、自己の状態を監視するモニタ機能及び、外部と情報交換するための通信機能を有している（詳細後述）。

【0031】

パワーコンディショナ１は、主回路要素として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、その高電圧側のＤＣバス１２と、ＤＣバス１２に接続されたインバータ１３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側に接続された低電圧側コンデンサ１４と、ＤＣバス１２に接続された中間コンデンサ１５と、交流リアクトル１６と、交流側コンデンサ１７とを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ８の高電圧側は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側と互いに接続されている。インバータ１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の高電圧側と互いに接続されている。

【0032】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、チョッパ回路を構成する回路要素としての、直流リアクトル１１Ｌと、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ３及び逆並列に接続されたダイオードｄ３と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４及び逆並列に接続されたダイオードｄ４とを備えている。
インバータ１３は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８をフルブリッジ接続したものである。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８にはそれぞれ、逆並列にダイオードｄ５，ｄ６，ｄ７，ｄ８が接続されている。

【0033】

ＤＣ／ＤＣコンバータ８及びＤＣ／ＤＣコンバータ１１は共に、双方向に使用することができ、蓄電池６の放電時は昇圧チョッパとなり、蓄電池６の充電時は降圧チョッパとなる。また、インバータ１３は、直流から交流への変換を行うだけでなく双方向性のＤＣ／ＡＣコンバータとなることができ、逆方向の、交流から直流への変換も行うことができる。

【0034】

スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８としては、例えば図示しているＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）を使用することができる。
交流リアクトル１６及び交流側コンデンサ１７は、フィルタ回路を構成し、インバータ１３で発生する高周波成分が交流電路５に漏れ出ることを防止している。

【0035】

計測用の回路要素としては、低電圧側コンデンサ１４の両端電圧を検出する電圧センサ１８と、直流リアクトル１１Ｌに流れる電流を検出する電流センサ１９と、ＤＣバス１２の電圧すなわち中間コンデンサ１５の両端電圧を検出する電圧センサ２０と、交流リアクトル１６に流れる電流を検出する電流センサ２１と、交流側コンデンサ１７の両端電圧を検出する電圧センサ２２とが設けられている。各センサの検出出力信号は、制御部１０に送られる。

【0036】

制御部１０は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５〜Ｑ８のオン・オフを制御する。
制御部１０は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部１０を構成することも可能ではある。

【0037】

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、チョッパ回路としての、直流リアクトル８Ｌと、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１及び逆並列に接続されたダイオードｄ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２及び逆並列に接続されたダイオードｄ２とを備えている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の低電圧側には低電圧側コンデンサ８１が接続され、高電圧側には高電圧側コンデンサ８２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。

【0038】

計測用の回路要素としては、コンデンサ８１の両端電圧を検出する電圧センサ８３と、直流リアクトル８Ｌに流れる電流を検出する電流センサ８４と、高電圧側コンデンサ８２の両端電圧を検出する電圧センサ８５とが設けられている。各センサの検出出力信号は、制御部８０に送られる。

【0039】

制御部８０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフを制御する。
制御部８０は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部８０を構成することも可能ではある。

【0040】

ＤＣ／ＤＣコンバータ８及び蓄電池６は、直流電源回路９を構成している。すなわち、電力変換システム１００は、直流電源回路９とパワーコンディショナ１とを互いに接続して成るものである。そして、パワーコンディショナ１は、直流電源回路９とＤＣバス１２との間に設けられた第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＤＣバス１２と交流電路５との間に設けられ、交流半サイクル内で第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１と交互に休止期間を有しつつスイッチング動作するインバータ１３とを備えている。
また、直流電源回路９の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、蓄電池６と第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１との間に設けられており、直流リアクトル８Ｌを含む、双方向性のコンバータである。

【0041】

また、制御部１０及び制御部８０は、通信機能を有しており、制御部１０は、電力モニタ３０及び制御部８０と、必要な通信を行うことができる。制御部８０は、蓄電池６及び制御部１０と、必要な通信を行うことができる。

【0042】

《最小スイッチング変換方式の説明》
図３及び図４は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１及びインバータ１３の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図３は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように横書き表示し、図４は特に、制御のタイミングが見やすいように縦書き表示している。図３の上段及び図４の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図３の下段及び図４の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。

【0043】

まず、図３の上段（又は図４の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧Ｖ_ｄｃに対するＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、Ｖ_ｄｃよりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスに、電圧Ｖ_Ｏとして現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧Ｖ_ａｃが得られる。

【0044】

次に、図３の下段の最小スイッチング変換方式では、交流波形の電圧目標値Ｖ_ａｃの瞬時値の絶対値と、入力である直流電圧Ｖ_ｄｃとの比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１３とが動作する。すなわち、電圧目標値Ｖ_ａｃの絶対値においてＶ_ａｃ＜Ｖ_ｄｃ（又はＶ_ａｃ≦Ｖ_ｄｃ）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は停止し（図中の「ＳＴ」）、Ｖ_ａｃ≧Ｖ_ｄｃ（又はＶ_ａｃ＞Ｖ_ｄｃ）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力は中間コンデンサ１５により平滑化され、ＤＣバス１２に、図示の電圧Ｖ_Ｏとして現れる。

【0045】

ここで、中間コンデンサ１５が小容量（例えばマイクロファラッドのレベル）である。そのため、交流波形の絶対値のピーク前後となる一部の波形が平滑化されずにそのまま残る。すなわち、平滑は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１による高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数の２倍程度の低周波を平滑化することはできないように中間コンデンサ１５が小容量になっている。

【0046】

これに対してインバータ１３は、電圧目標値Ｖ_ａｃの絶対値と、直流電圧Ｖ_ｄｃとの比較結果に応じて、Ｖ_ａｃ＜Ｖ_ｄｃ（又はＶ_ａｃ≦Ｖ_ｄｃ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、Ｖ_ａｃ≧Ｖ_ｄｃ（又はＶ_ａｃ＞Ｖ_ｄｃ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ１３は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオン、Ｑ６，Ｑ７がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオフ、Ｑ６，Ｑ７がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ１３の出力は交流リアクトル１６及び交流側コンデンサ１７により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

【0047】

ここで、図４の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１３とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が昇圧の動作をしているときは、インバータ１３は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス１２の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ１３が高周波スイッチング動作するときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は停止して、低電圧側コンデンサ１４の両端電圧が、直流リアクトル１１Ｌ及びダイオードｄ３を介してＤＣバス１２に現れる。

【0048】

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１３とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。

【0049】

《第２のＤＣ／ＤＣコンバータの制御》
次に、第２の（外付けの）ＤＣ／ＤＣコンバータ８の制御について説明する。
図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の高電圧側の電圧制御ブロック線図である。制御の実行主体は制御部８０である。図において、制御部８０は、電圧センサ８５（図２）が検出する高電圧側の電圧検出値ｖｄｃを制御量として、高電圧側の電圧目標値ｖｄｃ＿ｒｅｆと、制御量ｖｄｃとの誤差量ｄｖｄｃを計算する。そして、制御部８０は、誤差量ｄｖｄｃをＰＩ補償器に通して、操作量ｉｐｗｍ＿ｒｅｆ＿ｐｉ＿ｖｄｃを算出する。

【0050】

以下に、直流リアクトル８Ｌの電流目標値ｉｇｄｃ＿ｒｅｆを求める式を示す。
なお、文字フォントの違い（立体／イタリック体）には意味は無く、同じ文字は同じ量を表している（以下同様）。

【0051】

【0052】

上記の式において、高電圧側の電圧制御ブロック線図で算出した操作量ｉｐｗｍ＿ｒｅｆ＿ｐｉ＿ｖｄｃは、物理的にはＤＣ／ＤＣコンバータ８の高電圧側コンデンサ８２に入出する電流を意味している。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ８における直流リアクトル８Ｌの電流目標値の算出にあたっては、高電圧側の電圧目標値ｖｄｃ＿ｒｅｆを、電圧センサ８３（図２）が検出する蓄電池側の電圧検出値ｖｇｄｃで除した値を、操作量ｉｐｗｍ＿ｒｅｆ＿ｐｉ＿ｖｄｃに乗算して、直流リアクトル８Ｌの電流目標値に換算する。そして、その換算値をＰＷＭ周期よりも長い一定の周期Ｔで平均化して直流リアクトル８Ｌの電流目標値ｉｇｄｃ＿ｒｅｆとする。交流成分を取り除くことが目的であるためＴは交流周期（例えば１／６０［秒］）、またはその１／２とする。

【0053】

図６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８における直流リアクトル８Ｌの電流制御ブロック線図である。制御部８０は、電流センサ８４が検出する直流リアクトル８Ｌの電流検出値ｉｇｄｃを制御量として、直流リアクトル８Ｌの電流目標値ｉｇｄｃ＿ｒｅｆとの誤差量ｄｉｇｄｃを計算する。そして、制御部８０は、誤差量ｄｉｇｄｃをＰＩ補償器に通し、その計算結果に外乱補償として蓄電池側の電圧検出値ｖｇｄｃを加算して、さらに高電圧側の電圧検出値ｖｄｃで除算する。これにより、操作量ｔｈ＿ｓｗが算出される。この操作量を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを決定する。

【0054】

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、太陽光発電パネル７Ａ，７Ｂ，７Ｃの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ８が、太陽光発電パネル７Ａ，７Ｂ，７Ｃの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力した場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング停止期間が増加する。このことは、パワーコンディショナ１における最小スイッチング変換方式の動作の最適化に寄与する。
なお、同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が、太陽光発電パネル７Ａ，７Ｂ，７Ｃの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を低電圧側に出力することもできる。

【0055】

《検証》
上記のＤＣ／ＤＣコンバータ８の制御の結果を検証する。これは、一例として、約１．５ｋＷの電力を、商用電力系統３から蓄電池６に充電する場合である。
図７は、比較のために、図２からＤＣ／ＤＣコンバータ８を削除した回路図である。図８は、図７の回路における電流センサ２１によって検出される系統電流（周波数は５０Ｈｚ）の波形図である。また、図９は、図７の回路における電圧センサ２２によって検出される系統電圧（周波数は５０Ｈｚ）の波形図である。そして、図１０は、図７の回路における電流センサ１９によって検出される蓄電池６への充電電流の波形図である。前述の最小スイッチング変換方式により、充電電流は脈流となっており、平均値として２９．６［Ａ］、０から見たピーク値は６８［Ａ］、脈流の周期は交流の周期の１／２である。

【0056】

次に、図２の回路に示す電力変換システム１００についての波形図を示す。
電流センサ２１によって検出される系統電流（周波数は５０Ｈｚ）の波形図、及び、電圧センサ２２によって検出される系統電圧（周波数は５０Ｈｚ）の波形図は、それぞれ、図８及び図９と同じである。

【0057】

図１１は、電圧センサ１８，８５によって検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ８と、パワーコンディショナ１との相互接続点での電圧の波形図である。この波形図は、縦軸方向にスケールを拡大している。平均値は２００［Ｖ］、ピーク・トゥー・ピークの値は、６［Ｖ］である。
そして、図１２は、図２の回路における電流センサ８４によって検出される蓄電池６への充電電流の波形図である。図示のように、極めて微小な変動はあるものの、充電電流は直流と言える状態となっていることがわかる。電流の平均値は、３０．２［Ａ］、ピーク・トゥー・ピークの値は、１．８［Ａ］である。

【0058】

以上の検証結果より、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を蓄電池６とパワーコンディショナ１との間に設け、所定の制御を行うことで、蓄電池６への充電電流が直流になることが示された。なお、ここでは充電について記載したが、蓄電池６の放電時にも同様に、放電電流は直流となる。
充放電電流が直流になると、平均値が同じ値である脈流で充放電する場合と比べて、蓄電池６の内部抵抗による損失は２／３に低下する。

【0059】

《通信について》
ＤＣ／ＤＣコンバータ８を蓄電池６とパワーコンディショナ１との間に置くことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の制御部８０に通信の仲介役をさせることができる。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ８に、蓄電池６との通信に関して、各種の通信インターフェース機能を搭載すれば、例えば蓄電池メーカーによって各種の通信仕様となっている蓄電池６を使用しても、ＤＣ／ＤＣコンバータ８との通信を行うことができる。パワーコンディショナ１から見れば、ＤＣ／ＤＣコンバータ８とさえ通信できれば、蓄電池６の通信仕様は問わないで済むことになり、実用上、至便である。

【0060】

図１３は、情報信号の送受信の例を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ８と蓄電池６との間では、信号Ｓ１，Ｓ２が送受信される。パワーコンディショナ１とＤＣ／ＤＣコンバータ８との間では、信号Ｓ３，Ｓ４が送受信される。電力モニタ３０とパワーコンディショナ１との間では、信号Ｓ５，Ｓ６が送受信される。

【0061】

信号の内容としては、例えば以下のものがある。ＰＣＳはパワーコンディショナ、ＰＶは太陽光発電パネル、ＤＣ／ＤＣはＤＣ／ＤＣコンバータ８を、それぞれ意味する略語である。
Ｓ１：運転開始指示、運転停止指示
Ｓ２：蓄電池両端電圧、セル電圧、システム動作情報、電流、ＳＯＣ（State of Charge）
Ｓ３：ＤＣ／ＤＣ動作指示、ＰＣＳ動作状況
Ｓ４：ＤＣ／ＤＣ動作モード、ＰＣＳへの要求状態、蓄電池動作情報
Ｓ５：ＰＣＳ動作指示、蓄電池動作指示、蓄電池充放電目標値、ＰＣＳ出力電力最大値、エラー解除フラグ
Ｓ６：ＰＣＳ動作内容、蓄電池動作内容、ＰＣＳ出力電力、各ＰＶ発電電力、蓄電池充放電電力、蓄電池容量（ＳＯＣ）、ＰＣＳ状態、蓄電池状態、ログコード

【0062】

《第１実施形態のまとめ》
上記電力変換システム１００では、パワーコンディショナ１と蓄電池６との間に入出力電圧の大きな差があっても、昇降圧が可能となり、しかも電圧の適用範囲が広くなる。従って、出力電圧の異なる各種の蓄電池をパワーコンディショナ１に接続することができる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１とインバータ１３とが交流半サイクル内で交互にスイッチングの休止期間を有する最小スイッチング変換方式では、脈流波形の電流が第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側に流れようとするが、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の直流リアクトル８Ｌに流れる電流を一定値とする制御（言い換えれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の高電圧側の電圧を一定値とする制御）を行うことにより、蓄電池６には直流電流のみが流れ、脈流波形の電流は流れない。これにより、蓄電池６の内部抵抗による損失を抑制し、蓄電池６の劣化を遅らせ、また、蓄電池６の性能を充分に発揮させることができる。

【0063】

また、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８が自己の高電圧側を一定電圧に制御する場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、一定にすべき電圧目標値をパワーコンディショナ１から受信する通信を行う。この通信により、パワーコンディショナ１から第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８に対して高電圧側の出力電圧目標値を知らせることができる。例えば、太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧をＤＣバス１２の電圧とする場合に、出力電圧目標値を第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８に知らせることができる。これにより、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、太陽光発電パネルの出力電圧のうち最も高い電圧と一致する電圧を高電圧側に出力することができる。また、その結果、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチング停止期間が増加し、このことが、最小スイッチング変換方式の動作の最適化に寄与する。

【0064】

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態の電力変換システム（その制御方法も含む。）について説明する。回路構成及び最小スイッチング変換については、第１実施形態と同様である。
第２実施形態では、第１の実施形態における第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の定電流制御をいわば「従」として、パワーコンディショナ１内のＤＣ／ＤＣコンバータ１１主導で、ＤＣ／ＤＣ１１の低電圧側を一定電圧に制御する定電圧制御が行われるようにする。

【0065】

《第１のＤＣ／ＤＣコンバータの制御》
まず、以下のように回路の諸量を定義する。なお、以下の「蓄電池部・・」とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を介して蓄電池６へ接続するための、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側終端を意味する。

【0066】

Ｉ_ｄｃ：直流リアクトル１１Ｌの電流検出値
Ｉ^＊_ｄｃ：直流リアクトル１１Ｌの電流目標値
Ｖ_ｄｃ：蓄電池部入力電圧検出値（電圧センサ１８の検出値）
Ｖ^＊_ｄｃ：蓄電池部入力電圧目標値
Ｃ_ｄｃ：コンデンサ１４及び８２の合成容量
Ｖ_ａｃ：交流系統電圧検出値（電圧センサ２２の検出値）
Ｉ^＊_ａｃ：交流出力電流目標値
Ｃ_ａｃ：交流側コンデンサ１７の容量
Ｉ^＊_ｉｎｖ：交流リアクトル１６の電流目標値
Ｖ^＊_ｉｎｖ：インバータ１３の交流側での電圧目標値
Ｒ_ｉｎｖ：インバータ１３の抵抗成分（主に交流リアクトル１６の抵抗成分）
Ｌ_ｉｎｖ：交流リアクトル１６のインダクタンス
Ｃ_ｏ：中間コンデンサ１５の容量
Ｖ_ｏ：中間コンデンサ１５の電圧検出値（電圧センサ２０の検出値）
Ｖ^＊_ｏ：中間コンデンサ１５の電圧目標値
Ｒ_ｄｃ：ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の抵抗成分（主に直流リアクトル１１Ｌの抵抗成分）
Ｌ_ｄｃ：直流リアクトル１１Ｌのインダクタンス

【0067】

まず、直流リアクトル１１Ｌの電流検出値Ｉ_ｄｃは、合成容量Ｃ_ｄｃと蓄電池部入力電圧検出値Ｖ_ｄｃにより（１）式のように書ける。

【0068】

電圧フィードバック的に書き直すと、ｆを制御周期として（２）式のようになる。

【0069】

交流半周期で平均化すると、次の（３）式のようになる。

【0070】

こうして、交流半周期のフィードバック制御で直流リアクトル電流の直流成分を得る。ここで、Ｔは交流半周期、Ｋ_ｄｃは補償係数である。

【0071】

そして、直流リアクトル１１Ｌの電流目標値は、（インバータ１３の直流側での電力）＋（中間コンデンサ１５の充放電電力）を、スイッチング素子Ｑ４のコレクタ−エミッタ間の電圧（これはＩＧＢＴの場合で、ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン−ソース間の電圧）で除して求めることができる。スイッチング素子Ｑ４のコレクタ−エミッタ間の電圧は蓄電池部入力電圧検出値Ｖ_ｄｃから抵抗成分と直流リアクトル１１ＬのインダクタンスＬ_ｄｃによる電圧降下を考慮して計算することができる。すなわち、直流リアクトル１１Ｌの電流目標値は、以下の（４）式により表される。

【0072】

【0073】

交流半周期で平均をとると（５）式になる。

【0074】

中間コンデンサ１５の充放電電力と直流リアクトル１１Ｌの電圧降下は、交流半周期における平均をとると０となるので、（６）式のように書ける。なお、記号〈 〉は平均値を表す。

【0075】

ところで、交流リアクトル１６の電流目標値Ｉ^＊_ｉｎｖについては交流出力電流目標値Ｉ^＊_ａｃと交流側コンデンサＣ_ａｃの充放電電流により、（７）式で表される。

【0076】

交流周期の実効値を計算すると、交流側コンデンサ１７の充放電電流は０となるので、（８）式になる。

【0077】

そして、インバータ１３の電圧目標値Ｖ^＊_ｉｎｖは、交流系統電圧検出値Ｖ_ａｃに抵抗成分と交流リアクトル１６のインダクタンス成分による電圧降下を考慮して、（９）式のように表される。

【0078】

交流周期の実効値を計算すると、交流リアクトル１６の電圧降下は０となり、（８）式を代入すると（１０）式になる。

【0079】

（６）式に（８）式と（１０）式を代入すると（１１）式になる。

【0080】

〈Ｉ^＊_ａｃ〉_ｒｍｓについて解くと、（１２）式のようになり、Ｉ^＊_ｄｃ＿ｒは（３）式で求めたものを用いることで交流出力電流の実効値を得る。

【0081】

〈Ｉ^＊_ａｃ〉_ｒｍｓ、〈Ｖ_ａｃ〉_ｒｍｓの値が定まることで、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）で交流電圧に同期したＩ^＊_ａｃ、Ｖ^＊_ａｃを生成することができ、これを（７）式に代入してインバータ１３の電流目標値Ｉ^＊_ｉｎｖが得られる。また、（９）式からはＶ^＊_ｉｎｖが得られ、（４）式からは直流リアクトル電流目標値Ｉ^＊_ｄｃが得られる。

【0082】

以上の演算により、パワーコンディショナ１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１における低電圧側の定電圧制御に従った、最小スイッチング変換方式によるパワーコンディショナ１の系統連系動作が可能となる。
これにより、蓄電池６の充放電電流の波形図としては、前述の図１２と同様の結果が得られる。

【0083】

図１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング動作の２例を表す図である。
中間コンデンサ１５の電圧目標値Ｖ_ｄｃ^*は一定電圧に設定するが、太陽光発電中の発電電圧の最大値である電圧値をＶ_{ｐｖ−ｍａｘ}とした場合、Ｖ_ｄｃ^*＜Ｖ_{ｐｖ−ｍａｘ}であれば、中間コンデンサ１５の電圧Ｖ_ｏの最小電圧は、Ｖ_{ｐｖ−ｍａｘ}になるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は常に昇圧または降圧動作を行ってしまって、最小スイッチング変換にならず変換効率低下を招く（図１４の（ａ））。そのため、Ｖ_ｄｃ^*の設定値はＶ_{ｐｖ−ｍａｘ}とすることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の無駄な昇圧動作がなくなるので、変換効率向上へつながる（図１４の（ｂ））。

【0084】

《第２実施形態のまとめ》
上記のように、第２実施形態では、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側の電圧フィードバックに基づく補償量を交流半周期で平均化した値を、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の直流リアクトル１１Ｌの電流目標値と定め、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側を一定電圧に制御することができる。
第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の低電圧側の電圧を一定値とする定電圧制御を行うことにより、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１主導で、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は定電流制御を行い、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８に流れる電流を一定値にすることができる。
従って、蓄電池６には直流電流のみが流れ、脈流波形の電流は流れない。これにより、蓄電池６の内部抵抗による損失を抑制し、蓄電池６の劣化を遅らせ、また、蓄電池６の性能を充分に発揮させることができる。

【0085】

また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が自己の低電圧側を一定電圧に制御する場合、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８へ出力電力指令値を送信する通信を行うことができる。この場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８に出力電力指令値を知らせることで、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、充放電電流を、出力電力指令値に基づいた定電流に制御することができる。

【0086】

＜補記＞
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
但し、明細書及び図面に開示した通りの全ての構成要素を備える電力変換システムも、本発明に含まれるものであることは言うまでもない。

【符号の説明】

【0087】

１ パワーコンディショナ
３ 商用電力系統
４ 負荷
５ 交流電路
６ 蓄電池
７Ａ，７Ｂ，７Ｃ 太陽光発電パネル
８ ＤＣ／ＤＣコンバータ
８Ｌ 直流リアクトル
９ 直流電源回路
１０ 制御部
１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１Ｌ 直流リアクトル
１２ ＤＣバス
１３ インバータ
１４ 低電圧側コンデンサ
１５ 中間コンデンサ
１６ 交流リアクトル
１７ 交流側コンデンサ
１８，２０，２２ 電圧センサ
１９，２１ 電流センサ
３０ 電力モニタ
８０ 制御部
８１ 低電圧側コンデンサ
８２ 高電圧側コンデンサ
８３，８５ 電圧センサ
８４ 電流センサ
１００ 電力変換システム
ｄ１〜ｄ８ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】