特許 6573213 永久磁石形同期電動機の制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6573213

(24)【登録日】2019年8月23日

(45)【発行日】2019年9月11日

(54)【発明の名称】永久磁石形同期電動機の制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/24 20160101AFI20190902BHJP

   H02P 21/18 20160101ALI20190902BHJP

   H02P 21/22 20160101ALI20190902BHJP

   H02P 6/182 20160101ALI20190902BHJP

   H02P 6/28 20160101ALI20190902BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/24

   H02P21/18

   H02P21/22

   H02P6/182

   H02P6/28

【請求項の数】3

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2015-226419(P2015-226419)

(22)【出願日】2015年11月19日

(65)【公開番号】特開2017-99070(P2017-99070A)

(43)【公開日】2017年6月1日

【審査請求日】2018年10月15日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005234

【氏名又は名称】富士電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100091281

【弁理士】

【氏名又は名称】森田 雄一

(72)【発明者】

【氏名】野村 尚史

【審査官】 田村 惠里加

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００９−２８４６９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−４４９０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１４／１５７６２８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００１−１９００９３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ４／００，６／００−６／３４，

２１／００−２５／０３，２５／０４，

２５／０８−３１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

磁極位置検出器を用いずに演算により永久磁石形同期電動機の回転子の速度及び磁極位置を推定し、これらの推定値に基づいて前記電動機の電機子電流を制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の磁極位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、前記磁極位置推定誤差から前記電動機の速度を推定する速度推定手段と、速度推定値を積分して前記磁極位置を推定する積分手段と、を有し、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び速度推定値を用いて第１の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、前記回転子の磁極と平行方向の電流であるｄ軸電流、前記速度推定値、及び前記第１の拡張誘起電圧を用いて第２の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧補償手段と、前記第２の拡張誘起電圧を用いて前記磁極位置推定誤差を演算する角度差演算手段と、を備え、
前記拡張誘起電圧補償手段は、
前記ｄ軸電流が第１の閾値以下のときに、前記第１の拡張誘起電圧演算値に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧値を演算し、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値より大きい第２の閾値以上のときに、前記電動機の誘起電圧に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧を演算することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。

【請求項2】

請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記ｄ軸電流が前記第１の閾値以下のときに零となり、前記ｄ軸電流が第２の閾値以上のときに１となる重み係数を演算する手段を備えると共に、前記重み係数、前記速度推定値、前記ｄ軸電流、及び前記第１の拡張誘起電圧演算値を用いて、前記第２の拡張誘起電圧演算値を演算することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。

【請求項3】

請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数としたことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは制御の安定性を向上させる技術に関するものである。

【背景技術】

【0002】

永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするため、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレスベクトル制御が実用化されている。センサレスベクトル制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置と速度とを演算し、これらに基づいて電流制御を行ってトルク制御や速度制御を実現するものである。

【0003】

例えば、非特許文献１には、埋込磁石構造の同期電動機の位置センサレスベクトル制御において、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧演算値から磁極位置の推定誤差を検出すると共に、この磁極位置推定誤差を利用して磁極位置及び速度を演算することが記載されている。
しかしながら、非特許文献１に記載されているセンサレスベクトル制御では、低速時の安定性に問題がある。このため、低速域においては、例えば特開２００１−１９００９３号公報に記載されているように、電流の振幅を一定として電流の角速度を速度指令値に制御し、永久磁石形同期電動機の回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。このような運転方式を、以下では「電流引込制御」という。

【0004】

上記のように、電動機の速度に応じて制御方式を使い分ければ安定した制御が可能になるが、制御方式の切替時にショックが発生すると円滑な加減速運転が困難になるため、制御方式をショックレスにて切り替えることが望ましい。
このような観点から、例えば特許第５２７７７２４号公報に記載された制御装置では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切り替え時に、電動機の電流、端子電圧、電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧の角度から磁極位置推定誤差を演算して磁極位置推定値を初期化すると共に、電流指令値の角速度を用いて速度推定値を初期化し、前記磁極位置推定誤差を用いて、電動機の端子電圧や電流が急変しないようにこれらの指令値を初期化し、電動機の電流、拡張誘起電圧及び電流指令値の角速度から演算したトルクを用いてトルク指令値を初期化することにより、ショックレスの切り替えを可能にしている。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0005】

【非特許文献1】田中康司,三木一郎,「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」,電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ.１２５，Ｎｏ.９，ｐ.８３３−ｐ.８３８,２００５年

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

さて、電流引込制御において電動機の最大トルクを大きくするためには、原理的に、回転子の磁極方向と平行方向の電流であるｄ軸電流を大きくするように制御する必要がある。
一方、非特許文献１によるセンサレスベクトル制御を安定的に行うためには、この文献に（５）式として記載された下記の拡張誘起電圧Ｅ_ｅｘが十分大きい必要がある。
Ｅ_ｅｘ＝（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）（ωｉ_ｄ−ｐｉ_ｑ）＋ωＫ_Ｅ
この演算式において、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、ωは回転子角速度、ｉ_ｄはｄ軸電流、ｉ_ｑはｑ軸電流、ｐは微分演算子、Ｋ_Ｅは誘起電圧定数である。
埋込磁石構造の同期電動機では、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄよりもｑ軸インダクタンスＬ_ｑの方が大きいため、上記の式によれば、ｄ軸電流ｉ_ｄが正方向に大きい場合には拡張誘起電圧Ｅ_ｅｘが小さくなり、結果としてセンサレスベクトル制御の安定性が低下する。

【0007】

従って、非特許文献１に記載された技術では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御に切り替えた直後の安定性に問題があり、これを解決することが求められている。
そこで、本発明の解決課題は、ｄ軸電流が大きい場合であってもセンサレスベクトル制御を安定的に実現可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を用いずに演算により永久磁石形同期電動機の回転子の速度及び磁極位置を推定し、これらの推定値に基づいて前記電動機の電機子電流を制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の磁極位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、前記磁極位置推定誤差から前記電動機の速度を推定する速度推定手段と、速度推定値を積分して前記磁極位置を推定する積分手段と、を有し、
前記位置推定誤差演算手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び速度推定値を用いて第１の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、前記回転子の磁極と平行方向の電流であるｄ軸電流、前記速度推定値、及び前記第１の拡張誘起電圧を用いて第２の拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧補償手段と、前記第２の拡張誘起電圧を用いて前記磁極位置推定誤差を演算する角度差演算手段と、を備え、
前記拡張誘起電圧補償手段は、
前記ｄ軸電流が第１の閾値以下のときに、前記第１の拡張誘起電圧演算値に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧値を演算し、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値より大きい第２の閾値以上のときに、前記電動機の誘起電圧に等しくなるように前記第２の拡張誘起電圧を演算するものである。
これにより、ｄ軸電流が大きい場合にも、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。

【0009】

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記ｄ軸電流が前記第１の閾値以下のときに零となり、前記ｄ軸電流が第２の閾値以上のときに１となる重み係数を演算する手段を備えると共に、前記重み係数、前記速度推定値、前記ｄ軸電流、及び前記第１の拡張誘起電圧演算値を用いて、前記第２の拡張誘起電圧演算値を演算するものである。

【0010】

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数とした前記速度推定手段は比例調節器を備え、前記比例調節器における比例ゲインの上限値を前記重み係数の関数としたものである。

【発明の効果】

【0011】

本発明によれば、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切り替え時のように、大きなｄ軸電流が流れている状態でセンサレスベクトル制御移行する場合の安定性を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。

【図2】ｄ,ｑ軸及びγ,δ軸の定義を示すベクトル図である。

【図3】本発明の実施形態における重み係数を演算するための補償関数の説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）は、回転子に同期した直交回転座標を構成するｄ,ｑ軸上で制御を行うことで、高性能なトルク制御や速度制御を実現することができる。ここで、ｄ,ｑ軸については、回転子のＮ極に平行な方向をｄ軸と定義し、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。しかしながら、磁極位置検出器を用いないでＰＭＳＭを運転するセンサレス制御の場合、ｄ,ｑ軸の位置を直接検出することができないので、制御装置はｄ,ｑ軸の推定軸であるγ,δ軸を内部に仮想し、電流,電圧の制御演算をγ,δ軸上で行っている。

【0014】

前後するが、図２はｄ,ｑ軸及びγ,δ軸の定義を示すベクトル図である。図２に示すように、ｄ,ｑ軸の角速度をω_ｒ（回転子速度）と定義し、γ,δ軸の角速度（速度推定値）をω_１と定義する。
また、ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（磁極位置推定値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置推定誤差）θ_ｅｒｒを、数式１により定義する。

【数1】

【0015】

次に、図１の制御ブロック図に基づいて、制御装置の構成及び動作について説明する。
まず、ＰＭＳＭ８０の速度制御、電流制御、及び電圧制御に関する部分について説明する。
図１において、減算器１６は速度指令値ω_ｒ^＊と速度推定値ω_１との偏差を求め、速度調節器１７は、上記偏差がゼロになるようにトルク指令値τ^＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊に基づいて所望のトルクを発生するｄ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ^＊を演算し、これらの指令値はそれぞれγ軸電流指令値ｉ_γ^＊,δ軸電流指令値ｉ_δ^＊として制御に用いられる。

【0016】

一方、ｕ相電流検出器１１ｕ，ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出したｕ相電流検出値ｉ_ｕ，ｗ相電流検出値ｉ_ｗは座標変換器１４に入力され、磁極位置推定値θ_１を用いてγ軸電流検出値ｉ_γ，δ軸電流検出値ｉ_δに座標変換される。
減算器１９ａによりγ軸電流指令値ｉ_γ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を求め、この偏差がゼロになるようにγ軸電流調節器２０ａがγ軸電圧指令値ｖ_γ^＊を生成する。また、減算器１９ｂによりδ軸電流指令値ｉ_δ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を求め、この偏差がゼロになるようにδ軸電流調節器２０ｂがδ軸電圧指令値ｖ_δ^＊を生成する。

【0017】

座標変換器１５は、磁極位置推定値θ_１を用いて、γ軸電圧指令値ｖ_γ^＊，δ軸電圧指令値ｖ_δ^＊を相電圧指令値ｖ_ｕ^＊，ｖ_ｖ^＊，ｖ_ｗ^＊に座標変換する。ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ^＊，ｖ_ｖ^＊，ｖ_ｗ^＊に基づいて、インバータ等の電力変換器７０の半導体スイッチング素子に与えるゲート信号を生成する。

【0018】

整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、電力変換器７０に供給する。
電力変換器７０は、ＰＷＭ回路１３から出力されたゲート信号に基づいて半導体スイッチング素子を制御し、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ^＊，ｖ_ｖ^＊，ｖ_ｗ^＊に制御する。
以上の制御により、ＰＭＳＭ８０の速度を速度指令値ω_ｒ^＊に制御することができる。

【0019】

次に、ＰＭＳＭ８０の速度及び磁極位置の推定技術について説明する。
まず、拡張誘起電圧演算器３１は、数式２により、第１のγ軸，δ軸拡張誘起電圧ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を演算する。

【数2】

【0020】

数式２において、ＰＭＳＭ８０の端子電圧相当値であるγ軸電圧ｖ_γ，δ軸電圧ｖ_δには、それぞれγ軸電圧指令値ｖ_γ^＊，δ軸電圧指令値ｖ_δ^＊が用いられる。
ここで、数式２は、図示されていない電圧検出回路を用いてＰＭＳＭ８０の相電圧または線間電圧を測定し、これらの測定値と、磁極位置推定値θ_１から演算したγ軸電圧ｖ_γ，δ軸電圧ｖ_δとを使用して演算しても良い。また、γ軸電流ｉ_γ，δ軸電流ｉ_δの代わりにγ軸電流指令値ｉ_γ^＊，δ軸電流指令値ｉ_δ^＊を用いても良いし、速度推定値ω_１の代わりに速度指令値ω_ｒ^＊を用いても良い。

【0021】

重み係数演算器４１は、図３に示す補償関数に従って重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}を演算する。この重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊が０〜第１の閾値ｉ_{ｄｔｈＥｅｘ}の範囲にあるときには零、ｉ_ｄ^＊が第２の閾値ｉ_{ｄｔｈＥｍｆ}より大きい範囲にあるときは１とし、ｉ_ｄ^＊がｉ_{ｄｔｈＥｅｘ}〜ｉ_{ｄｔｈＥｍｆ}の範囲にあるときにはｉ_ｄ^＊に比例して増加する関数である。
なお、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}の演算は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊の代わりにγ軸電流ｉ_γを用いて行っても良い。

【0022】

図１の拡張誘起電圧補償器４２は、数式３により、第２のγ軸，δ軸拡張誘起電圧ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}を演算する。

【数3】

【0023】

第２の拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}は、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が零のときに拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}にそれぞれ等しくなり、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が１のときに誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}にそれぞれ等しくなる（重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が１のときにｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}に等しくなる理由については、後述する）。
なお、数式３の演算は、γ軸電流ｉ_γの代わりにｄ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊を用いて行っても良い。

【0024】

次に、第２の拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}を用いて速度及び磁極位置を演算する方法につき説明する。
角度差演算器３２は、第２の拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}から、数式４により位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を求める。

【数4】

【0025】

更に、速度推定器３３を構成する比例・積分調節器は、数式５により、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を比例・積分演算して速度推定値ω_１を求める。

【数5】

【0026】

積分器３４は、速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１を演算する。
これらの演算により、位置推定誤差θ_ｅｒｒが零になるように速度推定値ω_１及び磁極位置推定値θ_１が演算され、これらの値を真値に収束させることができる。
なお、上記構成において、拡張誘起電圧演算器３１、重み係数演算器４１、拡張誘起電圧補償器４２、及び角度差演算器３２は、請求項における位置推定誤差演算手段を構成している。

【0027】

ここで、数式５による速度推定値ω_１の演算では、速度・位置推定系の安定性から、速度推定器の比例調節器における比例ゲインＫ_Ｐω１の上限値、及び、速度推定器の積分調節器における積分時定数Ｔ_Ｉω１の逆数の上限値を、数式６により制限する。

【数6】

【0028】

先に述べたように、第２の拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}は、ｉ_ｄ^＊が小さく、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が零であるときに拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}にそれぞれ等しくなり、ｉ_ｄ^＊が大きく、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が１のときに誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}にそれぞれ等しくなる。
このため、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}は、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が零であるときに拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の角度に等しくなり、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}が１であるときに誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}の角度に等しくなる。この結果、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}の値により、速度・位置推定系の応答性が異なったものとなる。

【0029】

そこで、数式６に示したように、係数ω_{ｄθｅｒｒＫＰ}を重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}の関数とすることで、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}に応じて速度推定器比例ゲインＫ_Ｐω１の上限を演算し、系を安定化させる。
なお、数式６の演算は、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊，ｉ_ｑ^＊の代わりにγ，δ軸電流ｉ_δ，ｉ_γを用いて行っても良い。

【0030】

次に、重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}を１とすることで、前述の数式３により第２の拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}を誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}に等しくできる原理を説明する。
ＰＭＳＭ８０のγ，δ軸における電圧方程式は、位置推定誤差θ_ｅｒｒが小さい場合、誘起電圧Ｅ_ｍｆを用いて数式７のように近似することができる。

【数7】

【0031】

これにより、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}を数式８のように求めることができる。

【数8】

【0032】

数式２，数式８より、電流微分項を零に近似すると、γ，δ軸誘起電圧演算値_{ｅｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}は、第１のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を用いて数式９により求めることができる。

【数9】

ここで、数式９の右辺の演算は、数式３において重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}を１としたときの演算と同じである。

【0033】

以上のことから、重み係数演算器４１により、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ^＊の大きさに応じて重み係数Ｋ_{ＥｅｘＥｍｆ}を零から１に制御することで、数式３により、第２のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘω１γ}，ｅ_{ｅｘω１δ}を第１のγ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}からγ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}にスムースに移行できることが明らかである。

【0034】

次に、ｄ軸電流ｉ_ｄが大きい場合にも、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}から位置推定誤差θ_ｅｒｒを演算でき、センサレスベクトル制御を安定的に実現できることを説明する。
数式７，数式８より、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}と位置推定誤差θ_ｅｒｒとの間には、数式１０の関係がある。

【数10】

【0035】

数式１０より、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}の角度から位置推定誤差θ_ｅｒｒを演算することができる。また、数式７より、誘起電圧Ｅ_ｍｆは、ｄ軸電流ｉ_ｄに依存しない。このため、ｄ軸電流ｉ_ｄが大きい場合にも、γ，δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}，ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}から位置推定誤差θ_ｅｒｒを演算可能であり、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。

【0036】

以上のように、本実施形態によれば、ｄ軸電流が小さいときは拡張誘起電圧の角度を用いて速度推定値及び位置推定値を演算すると共に、ｄ軸電流が大きいときは誘起電圧の角度を用いて速度推定値及び位置推定値を演算することにより、センサレスベクトル制御を安定的に実現することができる。

【符号の説明】

【0037】

１１ｕ：ｕ相電流検出器
１１ｗ：ｗ相電流検出器
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６,１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３１：拡張誘起電圧演算器
３２：角度差演算器
３３：速度推定器
３４：積分器
４１：重み係数演算器
４２：拡張誘起電圧補償器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）

【図1】

【図2】

【図3】