特許 6586912 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6586912

(24)【登録日】2019年9月20日

(45)【発行日】2019年10月9日

(54)【発明の名称】双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20191001BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 Q

   H02M3/28 H

【請求項の数】15

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2016-56651(P2016-56651)

(22)【出願日】2016年3月22日

(65)【公開番号】特開2017-51082(P2017-51082A)

(43)【公開日】2017年3月9日

【審査請求日】2018年8月8日

(31)【優先権主張番号】特願2015-170215(P2015-170215)

(32)【優先日】2015年8月31日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】末廣 豊

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１５／００４８２５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−０６５５１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許第０５０２７２６４（ＵＳ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

還流素子と容量素子が並列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチを直列に接続した第１アームと還流素子と容量素子が並列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチを直列に接続した第２アームとから成る第１ブリッジ回路と、
還流素子と容量素子が並列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチを直列に接続した第３アームと還流素子と容量素子が並列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチを直列に接続した第４アームとから成る第２ブリッジ回路と、
一次巻線がリアクトルを介して前記第１ブリッジ回路に接続され、二次巻線が前記第２ブリッジ回路に接続されるトランスと、
前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各々について、各ブリッジ回路に配置される４つのスイッチをオンオフさせて第１直流電圧と第２直流電圧との双方向電圧変換を行う制御回路を備え、
前記制御回路は、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチをオンさせた第１モードから前記第４スイッチをオフさせた第２モードに遷移させた後、前記第３スイッチをオンさせ、前記第２直流電圧により励磁される第１期間に前記リアクトルに流れる電流の向きが反転すると、前記第２ブリッジ回路のオンオフが反転する各スイッチに接続された前記容量素子を、前記第２直流電圧に起因する電流又は前記第２直流電圧が前記リアクトルを励磁する励磁電流に基づいて充放電することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記制御回路は、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチをオンさせた第１モードから前記第２スイッチをオフさせた第２モードに遷移させた後、前記第１スイッチをオンさせ、前記第２直流電圧により励磁される第１期間に前記リアクトルに流れる電流の向きが反転すると、前記第２ブリッジ回路のオンオフが反転する各スイッチに接続された前記容量素子を、前記第２直流電圧に起因する電流又は前記第２直流電圧が前記リアクトルを励磁する励磁電流に基づいて充放電することを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記制御回路は、前記第２ブリッジ回路の各スイッチのオンオフを反転させ、前記第２直流電圧により前記リアクトルが逆方向に励磁される第２期間に前記リアクトルに流れる電流が再度反転すると、前記第１ブリッジ回路のオンオフが反転する各スイッチに接続された容量素子を、前記第２直流電圧に起因する電流又は前記第２直流電圧が前記リアクトルを励磁する励磁電流に基づいて充放電することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項4】

前記第１期間は、オンしていた前記第８スイッチをオフするまでの期間であり、前記２期間は、前記第１期間が終了した時からオンしていた前記第５スイッチをオフするまでの期間であり、
前記制御回路は、前記第１期間又は前記第２直流電圧により前記リアクトルが逆方向に励磁される第２期間を調整し、前記リアクトルに流れる電流を調整することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項5】

前記第１期間は、オンしていた前記第６スイッチをオフするまでの期間であり、前記２期間は、前記第１期間が終了してからオンしていた前記第７スイッチをオフするまでの期間であり、
前記制御回路は、前記第１期間又は前記第２直流電圧により前記リアクトルが逆方向に励磁される第２期間を調整し、前記リアクトルに流れる電流を調整することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項6】

前記リアクトルは、前記トランスの二次巻線と前記第２ブリッジ回路の間に挿入されることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項7】

前記制御回路は、第１出力電圧を前記第１出力電圧より高い前記第２直流電圧に昇圧変換する場合に、前記第１モードの前に前記第５スイッチ及び前記第７スイッチをオンさせる昇圧モードを挿入することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項8】

前記制御回路は、第１出力電圧を前記第１出力電圧より高い前記第２直流電圧に昇圧変換する場合に、前記第１モードの前に前記第６スイッチ及び前記第８スイッチをオンする昇圧モードを挿入することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項9】

前記昇圧モードは、前記第２直流電圧により前記リアクトルが逆方向に励磁される第２期間後、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチ又は前記第７スイッチ及び前記第８スイッチに接続された容量素子と前記リアクトルとによる共振周波数の１／２周期経過後に挿入されることを特徴とする請求項７記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項10】

前記昇圧モードは、前記第２直流電圧により前記リアクトルが逆方向に励磁される第２期間後、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチ又は前記第７スイッチ及び前記第８スイッチに接続された容量素子と前記リアクトルとによる共振周波数の１／４周期経過してから、所定時間、前記第６スイッチ又は前記第８スイッチをオンした後に挿入されることを特徴とする請求項７記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項11】

前記制御回路は、出力電圧指令値と出力電圧又は入力電圧とに基づき得られた値に対して比例積分演算し、演算結果を、負荷へ電流が流れるエネルギー伝達期間に換算する比例積分部と、
降圧変換時、前記第１ブリッジ回路の電圧検出値、及び前記第２ブリッジ回路の電圧検出値、前記比例積分部で得られたエネルギー伝達期間を用いて、リアクトル電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するように前記各スイッチのオン期間を算出するオン期間算出部と、
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項12】

前記オン期間算出部は、昇圧変換時、前記第１ブリッジ回路の電圧検出値、前記第２ブリッジ回路の電圧検出値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記比例積分部で得られたエネルギー伝達期間、及び前記リアクトルと前記第２スイッチ又は前記第４スイッチに並列に接続されるコンデンサとの共振に必要な電流量となるような電流目標値を用いて、リアクトルの電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するように前記第５スイッチ又は前記第７スイッチのオン期間を算出することを特徴とする請求項１１記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項13】

前記オン期間算出部は、昇圧変換時、前記第２ブリッジ回路の電圧検出値、リアクトルのインダクタンス値、前記比例積分部で得られたエネルギー伝達期間、及び前記リアクトルと前記第２スイッチ又は前記第４スイッチに並列に接続されるコンデンサとの共振に必要な電流量となるような電流目標値を用いて、リアクトルの電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するように前記第２スイッチ又は前記第４スイッチのオン期間を算出することを特徴とする請求項１１又は請求項１２記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項14】

前記オン期間算出部は、前記リアクトルに流れる電流が前記電流目標値よりも大きい場合には、降圧変換を行い、前記リアクトルに流れる電流が前記電流目標値よりも小さい場合には、昇圧変換を行うことを特徴とする請求項１２記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項15】

前記オン期間算出部は、前記第２スイッチ又は前記第４スイッチの第１オン期間が最低パルス幅よりも小さい場合には、前記第１オン期間を前記最低パルス幅に設定し、前記第６スイッチ又は前記第８スイッチの第３オン期間を調整し、前記第２スイッチ又は前記第４スイッチの第２オフ期間の正電流と前記第３オン期間の負電流を調整することを特徴とする請求項１１乃至請求項１４のいずれか１項記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングを行うことによりスイッチング損失を低減させる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

従来、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの方式の一つとしてＤＡＢ（Dual Active Bridge）方式が広く用いられている。しかし、ＤＡＢ方式に代表されるリアクトルの電流を利用してスイッチに並列に挿入した共振コンデンサを充放電させる方式は、広範囲な入出力電圧条件において、共振コンデンサの電圧が高い時や軽負荷時にリアクトル電流が少なくなると、十分な共振ができずＺＶＳ（Zero Volt Switching）、ＺＣＳ（Zero Current Switching）を行うことができないという問題があった。

【0003】

この問題を解決するため、特許文献１、特許文献２は、スイッチのデッドタイムを長くすることによりＺＶＳを実現している。また、特許文献３、特許文献４は、負荷電流に応じてスイッチに並列に接続され共振に関与するコンデンサの容量を変化させている。出力回路の負荷の大きさに応じて、共振回路の特性が適切なものとなるように設定されるので、負荷変動の広範囲に亘ってＺＶＳを実現できる。

【0004】

特許文献５は、トランスの励磁電流が１次側の循環経路に流れている間に、コンデンサが並列に接続された２次側のスイッチを順方向に導通させてからオフし、コンデンサとリアクトルとによる共振作用により流れる電流によって、リアクトルに流れる電流を励磁電流より大きくすることで、１次側のスイッチのＺＶＳを実現している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００１−３４６３８０号公報

【特許文献2】特開２００２−２３８２５７号公報

【特許文献3】特開２００６−１５８１３７号公報

【特許文献4】特開２０１４−１０３７０８号公報

【特許文献5】特開２０１４−１２４０５０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、特許文献１〜４では、軽負荷時にはリアクトルに流れる電流が少ないので、デッドタイムの調整、共振コンデンサの容量変化だけではＺＶＳを実現できない場合がある。また、特許文献５は、２次側の整流用スイッチに並列に接続されたコンデンサの容量を大きくするので、共振条件の設定が難しい。さらに、特許文献１〜４については、整流側のスイッチのＺＶＳについては、考慮されていない。

【0007】

本発明の課題は、軽負荷時を含む幅広い入出力条件において、リアクトルの励磁電流を調整し、共振動作を行わせ、確実にスイッチのＺＶＳを実現できる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、還流素子と容量素子が並列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチを直列に接続した第１アームと還流素子と容量素子が並列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチを直列に接続した第２アームとから成る第１ブリッジ回路と、還流素子と容量素子が並列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチを直列に接続した第３アームと還流素子と容量素子が並列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチを直列に接続した第４アームとから成る第２ブリッジ回路と、一次巻線がリアクトルを介して前記第１ブリッジ回路に接続され、二次巻線が前記第２ブリッジ回路に接続されるトランスと、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各々について、各ブリッジ回路に配置される４つのスイッチをオンオフさせて第１直流電圧と第２直流電圧との双方向電圧変換を行う制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチをオンさせた第１モードから前記第４スイッチをオフさせた第２モードに遷移させた後、前記第３スイッチをオンさせ、前記第２直流電圧により励磁される第１期間に前記リアクトルに流れる電流の向きが反転すると、前記第２ブリッジ回路のオンオフが反転する各スイッチに接続された前記容量素子を、前記第２直流電圧に起因する電流又は前記第２直流電圧が前記リアクトルを励磁する励磁電流に基づいて充放電することを特徴とする。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、制御回路は、第１スイッチ及び第４スイッチをオンさせた第１モードから第４スイッチをオフさせた第２モードに遷移させた後、第３スイッチをオンさせ、第２直流電圧により励磁される第１期間にリアクトルに流れる電流の向きが反転すると、第２ブリッジ回路のオンオフが反転する各スイッチに接続された容量素子を、第２直流電圧に起因する電流又は第２直流電圧がリアクトルを励磁する励磁電流に基づいて充放電する。さらに、再度リアクトルに流れる電流を反転させ、第２直流電圧に起因する電流又は第２直流電圧がリアクトルを励磁する励磁電流に基づいて第２スイッチに接続された容量素子を放電する。従って、軽負荷時を含む幅広い入出力条件において共振動作を行わせ、確実にスイッチのＺＶＳを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。

【図2】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧変換時の動作遷移図である。

【図3】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧変換時の動作遷移図である。

【図4】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧変換時の各部の動作波形図である。

【図5】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作遷移図である。

【図6】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作遷移図である。

【図7】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作遷移図である。

【図8】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の各部の動作波形図である。

【図9】本発明の実施例１の変形例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作遷移図である。

【図10】本発明の実施例１の変形例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作遷移図である。

【図11】本発明の実施例１の変形例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の各部の動作波形図である。

【図12】本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧変換時における負荷急変時の電流波形を示す図である。

【図13】本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ内の制御回路の構成を示す図である。

【図14】本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧変換時における負荷急変時の電流波形を示す図である。

【図15】本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時のスイッチＱ２（Ｑ４）、Ｑ５（Ｑ７）のデューティ割合による電流波形を示す図である。

【図16】本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時のスイッチＱ２（Ｑ４）、Ｑ５（Ｑ７）のデューティ割合による電流波形を示す図である。

【図17】本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時のゲート信号生成方法による電流波形を示す図である。

【図18】本発明の実施例３に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトル電流が電流目標値Ｉｒｅｆに達しない場合の電流波形を示す図である。

【図19】本発明の実施例３に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトル電流が電流目標値Ｉｒｅｆに達しない場合のオン期間算出部の動作を示すフローチャートである。

【図20】本発明の実施例３に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて電流目標値に達するリアクトルの電流波形を示す図である。

【図21】本発明の実施例４に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時で且つ重負荷時の電流波形を示す図である。

【図22】本発明の実施例４に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時のオン期間算出部の処理を示すフローチャートである。

【図23】本発明の実施例４に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時で且つ軽負荷時の電流波形を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、本発明の実施の形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて、図面を参照しながら詳細に説明する。

【実施例1】

【0012】

図１は、本発明の実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次二次のスイッチングによりリアクトルＬ１の印加電圧を可変させて、降圧変換及び昇圧変換の双方向の電圧変換を行い、スイッチのターンオン時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現する。

【0013】

従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１ブリッジ回路がスイッチと一次巻線とを含む閉ループに電流が還流し電力を伝達しない第１期間に、オンオフさせるスイッチに並列に接続したコンデンサは、リアクトルの電流で充放電され、スイッチをＺＶＳする。第１期間にはリアクトルにはトランスを介して二次側の直流電圧が印加され、電流が減少する。

【0014】

特に、軽負荷時には、リアクトル電流は小さいので、スイッチをオンオフさせると、コンデンサを十分に充放電できないので、スイッチのＺＶＳを行うことができない。第２ブリッジ回路がスイッチとトランスの二次巻線を含む閉ループに電流が還流し電力を伝達しない第２期間も同様である。

【0015】

これに対して、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチＱ３又はスイッチＱ１をオンさせることで、リアクトルＬ１の電流を反対の方向に流して電流を反転させる。反転された電流によりスイッチに接続されたコンデンサの充放電が可能になると、第２ブリッジ回路２のスイッチを切り換える。このとき、反転された電流の大きさはスイッチＱ５およびスイッチＱ８またはスイッチＱ６およびスイッチＱ７のオン時間で調整することができるので、コンデンサの充放電が可能となり、確実にスイッチのＺＶＳが行える。なお、スイッチＱ５およびスイッチＱ８またはスイッチＱ６およびスイッチＱ７に並列に接続されたダイオードの逆回復時間が十分に長く、スイッチに並列に接続されたコンデンサの充放電が可能な電流がリアクトルＬ１に流れるときは、スイッチＱ５およびスイッチＱ８またはスイッチＱ６およびスイッチＱ７にオン信号を付与しなくても良い。

【0016】

以下、実施例１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの詳細を説明する。

【0017】

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ１、直流電源Ｖ２、第１ブリッジ回路１、第２ブリッジ回路２、リアクトルＬ１、絶縁トランスＴ１を有している。絶縁トランスＴ１は、一次巻線Ｐと、一次巻線Ｐに電磁結合する二次巻線Ｓと、を有している。一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとの巻数比ｎは、１である。

【0018】

第１ブリッジ回路１は、ダイオード（還流素子）Ｄ１とコンデンサ（容量素子）Ｃ１とを並列に接続したスイッチＱ１とダイオードＤ２とコンデンサＣ２とを並列に接続したスイッチＱ２とを直列に接続した第１アームと、ダイオードＤ３とコンデンサＣ３とを並列に接続したスイッチＱ３とダイオードＤ４とコンデンサＣ４とを並列に接続したスイッチＱ４とを直列に接続した第２アームとがブリッジ構成されている。第１ブリッジ回路１の出力両端は直流電源Ｖ１の両端に接続されている。

【0019】

第２ブリッジ回路２は、ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とを並列に接続したスイッチＱ５とダイオードＤ６とコンデンサＣ６とを並列に接続したスイッチＱ６とを直列に接続した第３アームと、ダイオードＤ７とコンデンサＣ７とを並列に接続したスイッチＱ７とダイオードＤ８とコンデンサＣ８とを並列に接続したスイッチＱ８とを直列に接続した第４アームとがブリッジ構成されている。第２ブリッジ回路２の出力両端は、直流電源Ｖ２の両端に接続されている。

【0020】

リアクトルＬ１は、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｐの一端と、スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点との間に接続される。なお、リアクトルＬ１は、一次巻線Ｐ側に設ける代わりに、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｓの一端と、スイッチＱ５とスイッチＱ６との接続点との間に接続しても良い。

【0021】

絶縁トランスＴ１は、一次巻線Ｐの一端がリアクトルＬ１を介して第１ブリッジ回路１のスイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点に接続され、一次巻線Ｐ１の他端が第１ブリッジ回路１のスイッチＱ３とスイッチＱ４との接続点に接続されている。絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｓの一端は、第２ブリッジ回路２のスイッチＱ５とスイッチＱ６との接続点に接続され、二次巻線Ｓの他端は、第２ブリッジ回路２のスイッチＱ７とスイッチＱ８との接続点に接続されている。

【0022】

なお、スイッチＱ１〜Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴからなる。ダイオードＤ１〜Ｄ８は、スイッチＱ１〜Ｑ８の寄生ダイオードであってもよい。コンデンサＣ１〜Ｃ８は、スイッチＱ１〜Ｑ８の寄生容量であってもよい。

【0023】

制御回路１０は、各スイッチＱ１〜Ｑ８のゲート駆動信号Ｑ１ｇ〜Ｑ８ｇにより、第１ブリッジ回路１及び第２ブリッジ回路２の各々について、各ブリッジ回路に配置される４つのスイッチをオンオフさせて直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との双方向電圧変換を行う。

【0024】

制御回路１０は、スイッチＱ１及びスイッチＱ４をオンさせた第１モードからスイッチＱ４をオフさせた第２モードに遷移させた後、スイッチＱ３をオンさせ、直流電圧Ｖ２により励磁される第１期間にリアクトルＬ１に流れる電流の向きが反転すると、ブリッジ回路２のオンオフが反転する各スイッチＱ５〜Ｑ８に接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８を、直流電圧Ｖ２に起因する電流又は直流電圧Ｖ２がリアクトルＬ１を励磁する励磁電流に基づいて充放電する。

【0025】

制御回路１０は、スイッチＱ２及びスイッチＱ３をオンさせた第１モードからスイッチＱ２をオフさせた第２モードに遷移させた後、スイッチＱ１をオンさせ、直流電圧Ｖ２により励磁される第１期間にリアクトルＬ１に流れる電流の向きが反転すると、ブリッジ回路２のオンオフが反転する各スイッチＱ５〜Ｑ８に接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８を、直流電圧Ｖ２に起因する電流又は直流電圧Ｖ２がリアクトルＬ１を励磁する励磁電流に基づいて充放電する。

【0026】

制御回路１０は、ブリッジ回路２の各スイッチＱ５〜Ｑ８のオンオフを反転させ、直流電圧Ｖ２によりリアクトルＬ１が逆方向に励磁される第２期間にリアクトルＬ１に流れる電流が再度反転すると、ブリッジ回路１のオンオフが反転する各スイッチＱ１〜Ｑ４に接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４を、直流電圧Ｖ２に起因する電流又は直流電圧Ｖ２がリアクトルＬ１を励磁する励磁電流に基づいて充放電する。

【0027】

第１期間は、スイッチＱ７およびＱ８の共振動作が完了するまでの期間であり、第２期間は、第１期間が終了した時からオンしていたスイッチＱ５をオフするまでの期間である。制御回路１０は、第１期間又は第２期間を調整し、リアクトルＬ１に流れる電流を調整する。なお、スイッチＱ７およびＱ８の共振動作が完了すると直ちにスイッチＱ８をオフするので、第１期間はオンしていたスイッチＱ８をオフするまでの期間と実質的に同じである。

【0028】

また、第１期間は、スイッチＱ５およびＱ６の共振が完了するまでの期間であり、第２期間は、第１期間が終了してからオンしていたスイッチＱ７をオフするまでの期間であってもよい。なお、スイッチＱ５およびＱ６の共振動作が完了すると直ちにスイッチＱ６をオフするので、第１期間はオンしていたスイッチＱ６をオフするまでの期間と実質的に同じである。

【0029】

次にこのように構成された実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧時の動作を図２乃至図４を参照しながら説明する。図４において、ＩLはリアクトルＬ１に流れる電流、Ｑ１ｇ〜Ｑ８ｇは、スイッチＱ１〜Ｑ８のゲート信号、Ｑ１ｖ，Ｑ２ｖ，Ｑ５ｖ，Ｑ６ｖは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉ，Ｑ２ｉ，Ｑ５ｉ，Ｑ６ｉは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６のドレイン電流である。

【0030】

まず、図２（ａ）に示す伝達モード（図４の時刻ｔ１）では、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオンし、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７がオフする。このとき、Ｖ１→Ｑ１→Ｌ１→Ｐ→Ｑ４→Ｖ１の経路で電流ＩLが流れる。リアクトルＬ１には直流電圧Ｖ１と、直流電圧Ｖ２の巻数比倍の電圧が印加されるため、リアクトルＬ１に流れる電流ＩLが線形的に増加する。

【0031】

また、トランスＴ１の二次側では、Ｓ→Ｑ５→Ｖ２→Ｑ８→Ｓの経路で電流Ｑ５ｉが流れる。このとき、二次巻線Ｓに発生した電圧がブリッジ整流されて直流電圧Ｖ２が出力される。

【0032】

次に、図２（ｂ）に示す一次側還流モード（図４の時刻ｔ２）では、スイッチＱ１，Ｑ５，Ｑ８がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７がオフする。スイッチＱ４がオフすると、リアクトルＬ１に印加されていた電圧Ｖ１がゼロとなり、電圧Ｖ２の巻数比倍の電圧のみが印加される。このため、Ｐ→Ｄ３→Ｑ１→Ｌ１→Ｐの経路で電流ＩLが流れ、電流ＩLが線形的に減少する。

【0033】

次に、図２（ｃ）に示す一次側還流モード（図４の時刻ｔ３）では、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ８がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７がオフする。このとき、Ｐ→Ｑ３→Ｑ１→Ｌ１→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。スイッチＱ３のダイオードＤ３がオンした後に、スイッチＱ３をオンさせるので、スイッチＱ３をＺＶＳさせることができる。引き続きリアクトルＬ１に流れる電流は、線形的に減少する。トランストランスＴ１の二次側も、一次側に相似して減少する。

【0034】

次に、図２（ｄ）に示す一次側還流モード、二次側逆流モード（図４の時刻ｔ４）では、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ８がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７がオフする。このときには、二次側のスイッチＱ５，Ｑ８がオンし続け、一次側のスイッチＱ１，Ｑ３オンし続ける。このとき、Ｖ２→Ｑ５→Ｓ→Ｑ８→Ｖ２の経路で電流が流れる。このため、直流電圧Ｖ２が二次巻線Ｓを介して一次巻線Ｐに印加されるため、リアクトルＬ１に流れる電流が反転する。このため、Ｐ→Ｌ１→Ｑ１→Ｑ３→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。スイッチＱ５，Ｑ８のオンが継続するほど、リアクトルＬ１に流れる電流が大きくなり、後のスイッチＱ５，Ｑ６のＺＶＳに寄与する。

【0035】

次に、図３（ａ）に示す一次側還流モード、二次側還流モード（図４の時刻ｔ５）では、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフする。スイッチＱ８のオフにより、コンデンサＣ８が充電されて、スイッチＱ８の電位が出力電圧Ｖ２まで上昇し、コンデンサＣ７が放電されて、スイッチＱ７の電位がゼロボルトまで低下する。すると、スイッチＱ７のダイオードＤ７がオンし、二次側が還流モードとなる。このとき、Ｓ→Ｄ７→Ｑ５→Ｓの経路で電流が流れる。その後、次のモードに遷移する前に、スイッチＱ７をオンする。即ち、コンデンサＣ７とリアクトルＬ１との共振により、スイッチＱ７のＺＶＳが行える。また、コンデンサＣ８とリアクトルＬ１との共振により、スイッチＱ８のＺＶＳが行える。

【0036】

次に、図３（ｂ）に示す一次側還流モード、二次側転流モード（図４の時刻ｔ６）では、スイッチＱ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオフする。スイッチＱ１，Ｑ５が同時にオフすると、Ｐ→Ｌ１→Ｄ１→Ｑ３→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。即ち、スイッチＱ１はダイオードＤ１に電流が流れているので、スイッチＱ１をオフしても電流は変化しない。また、スイッチＱ５のオフにより、Ｓ→Ｑ７→Ｖ２→Ｄ６→Ｓの経路で電流が流れる。このとき、コンデンサＣ５が充電されて、コンデンサＣ５の電位が出力電圧Ｖ２まで上昇し、コンデンサＣ６が放電されて、コンデンサＣ６の電位がゼロボルトまで低下すると、ダイオードＤ６がオンする。このとき、スイッチＱ６をオンすると、スイッチＱ６のＺＶＳが行える。スイッチＱ６のＺＶＳは、還流エネルギー量で成立する。また、コンデンサＣ５とリアクトルＬ１との共振により、スイッチＱ５のＺＶＳが行える。なお、実施例１では、スイッチＱ１とスイッチＱ５を同時にオフさせるが、スイッチＱ５をオフさせてからスイッチＱ１をオフさせても同様の効果がある。

【0037】

次に、図３（ｃ）に示す一次側転流モード、二次側伝達モード（図４の時刻ｔ７）では、スイッチＱ３，Ｑ６，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオフする。リアクトルＬ１の電流が０Ａを超えるとき、Ｐ→Ｑ３→Ｃ１→Ｌ１→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。このため、コンデンサＣ１が充電されて、コンデンサＣ１の電位が入力電圧Ｖ１まで上昇する。コンデンサＣ２が放電されて、コンデンサＣ２の電位がゼロボルトに低下する。すると、ダイオードＤ２がオンする。この時に、スイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２のＺＶＳが行える。トランスＴ１の二次側には出力電圧Ｖ２が印加されているため、スイッチＱ２のＺＶＳは成立する。また、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１との共振により、スイッチＱ１のＺＶＳが行える。さらに、図３（ａ）〜図３（ｂ）に遷移する際に、スイッチＱ１をオン継続する場合、リアクトルＬ１の電流が線形的に増加するので、コンデンサＣ２の電圧が高い場合においても、ＺＶＳに必要なエネルギーを確保できるため、ＺＶＳが成立する。

【0038】

次に、図３（ｄ）に示す一次側伝達モード、二次側伝達モード（図４の時刻ｔ８）では、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオフする。このとき、一次側では、Ｖ１→Ｑ３→Ｐ→Ｌ１→Ｑ２→Ｖ１の経路で電流が流れる。二次側では、Ｓ→Ｑ７→Ｖ２→Ｑ６→Ｓの経路で電流が流れる。これにより、一次側から二次側にエネルギーが伝達される。

【0039】

以上では、前半の半周期の動作として、スイッチＱ１，Ｑ４の対の動作、スイッチＱ５，Ｑ８の対の動作を説明した。後半の半周期の動作としては、スイッチＱ１，Ｑ４の対の動作がスイッチＱ２，Ｑ３の対の動作と入れ替わり、スイッチＱ５，Ｑ８の対の動作がスイッチＱ６，Ｑ７の対の動作と入れ替わる。

【0040】

この場合、伝達モードでは、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７をオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８をオフさせる。一次側還流モードでは、スイッチＱ２のみをオフさせた後に、スイッチＱ１をオンさせる。

【0041】

一次側還流モード、二次側逆流モードでは、スイッチＱ６，Ｑ７がオンしているとき、直流電圧Ｖ２によりトランスＴ１を介してリアクトルＬ１に流れる電流の向きが反転する。すると、第２ブリッジ回路２のオンオフが反転する各スイッチＱ５〜Ｑ８に接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８を、直流電圧Ｖ２に起因する電流又は直流電圧Ｖ２がリアクトルＬ１を励磁する励磁電流に基づいて充放電する。

【0042】

さらに、第２ブリッジ回路２の各スイッチＱ５〜Ｑ８のオンオフを反転させ、直流電圧Ｖ２によりリアクトルＬ１が逆方向に励磁される第２期間にリアクトルＬ１に流れる電流が再度反転すると、第１ブリッジ回路１のオンオフが反転する各スイッチＱ３，Ｑ４に接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４を、直流電圧Ｖ２に起因する電流又は直流電圧Ｖ２がリアクトルＬ１を励磁する励磁電流に基づいて充放電する。

【0043】

次に実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧時の動作を図５乃至図８を参照しながら説明する。昇圧モードでは、二次側にエネルギーを伝達する伝達モードの前に、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する蓄積モードを挿入したことを特徴とする。

【0044】

まず、図５（ａ）に示すエネルギー蓄積モードでは、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ７がオンし、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ８がオフする。このとき、Ｖ１→Ｑ１→Ｌ１→Ｐ→Ｑ４→Ｖ１の経路で電流ＩLが流れる。リアクトルＬ１には、一次巻線電圧と、二次巻線Ｓの短絡による二次側のゼロ電圧が印加されるため、リアクトルＬ１に流れる電流ＩLが線形的に増加する。リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。また、二次巻線Ｓの短絡を解除してリアクトルＬ１のエネルギーを放出するので、等価的に昇圧チョッパとなる。

【0045】

また、トランスＴ１の二次側では、Ｓ→Ｄ５→Ｑ７→Ｓの経路で電流が流れる。このとき、出力電圧Ｖ２に応じて調整された期間を継続させ、その後に、スイッチＱ７をオフさせる。

【0046】

次に、図５（ｂ）に示す伝達モード、図５（ｃ）に示す一次側還流モード、図５（ｄ）に示す一次側還流モード、図６（ａ）に示す一次側還流モード、二次側逆流モード、図６（ｂ）に示す一次側還流モード、二次側還流モードは、降圧変換時の図２（ａ）に示す伝達モード、図２（ｂ）に示す一次側還流モード、図２（ｃ）に示す一次側還流モード、図２（ｄ）に示す一次側還流モード、二次側逆流モード、図３（ａ）に示す一次側還流モード、二次側還流モードと同じ動作であるので、その説明は省略する。

【0047】

次に、図６（ｃ）に示す一次側還流モード、二次側転流モード（図８の時刻ｔ７）では、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８がオフする。スイッチＱ５がオフすると、コンデンサＣ５とリアクトルＬ１との共振により、コンデンサＣ５が充電されて、コンデンサＣ５の電位が出力電圧Ｖ２まで上昇する。コンデンサＣ６が放電されて、コンデンサＣ６の電位がゼロボルトまで低下し、リアクトルＬ１の電流は、０Ａに向かう。

【0048】

次に、図６（ｄ）に示す一次側還流モード、二次側転流モード（図８の時刻ｔ８）では、スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８がオフする。前モードを継続すると、共振によりリアクトルＬ１に流れる電流の向きが反転する。このとき、Ｐ→Ｑ３→Ｑ１→Ｌ１→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。二次側では、コンデンサＣ５が放電され、コンデンサＣ６が充電される。さらに、図６（ｃ）〜図６（ｄ）に遷移する際に、スイッチＱ６をオン継続する場合、リアクトルＬ１の電流が線形的に増加するので、コンデンサＣ２の電圧が高い場合においても、ＺＶＳに必要なエネルギーを確保できるため、ＺＶＳが成立する。

【0049】

次に、図７（ａ）に示す一次側転流モード、二次側転流モード（図８の時刻ｔ９）では、スイッチＱ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８がオフする。コンデンサＣ５およびコンデンサＣ６とリアクトルＬ１との共振による共振周波数の半周期経過後に、スイッチＱ１がオフされる。すると、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１との共振により、コンデンサＣ１の電位が上昇し、コンデンサＣ２の電位がゼロボルトに低下する。コンデンサＣ５の電位もゼロボルトに低下する。スイッチＱ１がオフされる時、リアクトルＬ１に流れる電流は反転しているため、スイッチＱ１のＺＶＳが行える。

【0050】

次に、図７（ｂ）に示す一次側伝達モード、二次側還流モード（図８の時刻ｔ１０）では、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフする。スイッチＱ２，Ｑ５が同時にオンすると、スイッチＱ２，Ｑ５が共にゼロ電圧のため、スイッチＱ２，Ｑ５のＺＶＳが行える。

【0051】

次に、図７（ｃ）に示す一次側蓄積モード、二次側還流モード（図８の時刻ｔ１１）では、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフする。このとき、二次側が短絡状態となるため、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。

【0052】

前半の半周期の動作として、スイッチＱ１，Ｑ４の対の動作、スイッチＱ５，Ｑ８の対の動作を説明した。後半の半周期の動作としては、スイッチＱ１，Ｑ４の対の動作がスイッチＱ２，Ｑ３の対の動作と入れ替わり、スイッチＱ５，Ｑ８の対の動作がスイッチＱ６，Ｑ７の対の動作と入れ替わる。この場合、第１モードの前にスイッチＱ６及びスイッチＱ８をオンする昇圧モードを挿入する。また、昇圧モードは、第２期間後、スイッチＱ７に接続されたコンデンサＣ７およびスイッチＱ８に接続されたコンデンサＣ８とリアクトルＬ１とによる共振周波数の１／２周期経過後に挿入される。

【0053】

次に実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧時の動作の変形例を図９乃至図１１を参照しながら説明する。この変形例の動作は、図５（ａ）〜図５（ｄ）、図６（ａ）〜図６（ｂ）、図９（ａ）〜図９（ｃ）、図１０（ａ）〜図１０（ｂ）の動作からなる。

【0054】

図５（ａ）〜図５（ｄ）、図６（ａ）〜図６（ｂ）の動作は、既に説明したので、ここでは、図９（ａ）〜図９（ｃ）、図１０（ａ）〜図１０（ｂ）の動作を説明する。

【0055】

まず、図９（ａ）に示す一次側還流モード、二次側転流モード（図１１の時刻ｔ７）では、スイッチＱ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８がオフする。このとき、Ｐ→Ｌ１→Ｄ１→Ｑ３→Ｐの経路で電流ＩLが流れる。スイッチＱ５がオフすると、リアクトルＬ１とコンデンサＣ５との共振により、コンデンサＣ５が充電されて、コンデンサＣ５の電圧が出力電圧Ｖ２まで上昇する。コンデンサＣ６は放電されて、コンデンサＣ６の電位はゼロボルトに低下し、リアクトルＬ１に流れる電流は、０Ａに向かう。ダイオードＤ１がオンしているため、スイッチＱ１をオフしても動作に変化はない。

【0056】

次に、図９（ｂ）に示す一次側還流モード、二次側転流モード（図１１の時刻ｔ８）では、スイッチＱ３，Ｑ６，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオフする。スイッチＱ５がオフしてから、リアクトルＬ１とコンデンサＣ５による共振周波数の１／４周期経過後に、スイッチＱ６を所定の期間オンさせる。スイッチＱ６，Ｑ７がオンすると、スイッチＱ６，Ｑ７を介して直流電圧Ｖ２が二次巻線Ｓに印加されて、リアクトルＬ１の電流を確実に反転させることができる。さらに、図９（ｂ）〜図９（ｃ）に遷移する際に、スイッチＱ１とスイッチＱ６をオン継続する場合、リアクトルＬ１の電流が線形的に増加するので、コンデンサＣ２の電圧が高い場合においても、ＺＶＳに必要なエネルギーを確保できるため、ＺＶＳが成立する。

【0057】

次に、図９（ｃ）に示す一次側転流モード、二次側転流モード（図１１の時刻ｔ９）では、スイッチＱ３，Ｑ６，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオフする。二次側転流モードのため、一次側電流が反転する。スイッチＱ１がオフであるため、コンデンサＣ１が充電されて、コンデンサＣ２が放電される。コンデンサＣ１の電位が入力電圧Ｖ１となり、コンデンサＣ２の電位がゼロボルトとなると、ダイオードＤ２をオンさせる。これにより、スイッチＱ２のＺＶＳを行える。

【0058】

次に、図１０（ａ）に示す一次側伝達モード、二次側還流モード（図１１の時刻ｔ１０）では、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフする。スイッチＱ６がオフすると、スイッチＱ５に転流し、Ｓ→Ｄ５→Ｑ７→Ｓの経路で電流が流れて、還流モードとなる。スイッチＱ６は、ＺＶＳターンオフとなる。

【0059】

次に、図１０（ｂ）に示す一次側蓄積モード、二次側還流モード（図１１の時刻ｔ１１）では、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオンし、スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフする。スイッチＱ５がオンすると、二次側が短絡状態であるため、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。

【0060】

このように、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチＱ３又はスイッチＱ１をオンさせることで、リアクトルＬ１の電流を反対の方向に流して電流を反転させる。反転された電流によりスイッチＱ５〜Ｑ８に接続されたコンデンサＣ５〜Ｃ８の充放電が可能になると、第２ブリッジ回路２のスイッチＱ５〜Ｑ８を切り換える。このため、コンデンサＣ５〜Ｃ８の充放電が可能となり、確実にスイッチＱ５〜Ｑ８のＺＶＳが行える。

【0061】

さらに、第２ブリッジ回路２のスイッチＱ５〜Ｑ８の切り換えが完了すると、リアクトルＬ１の電流が再度、反転するようにトランスＴ１を介して直流電圧Ｖ２が印加されるので、リアクトルＬ１の電流は再度、反転する。この電流がスイッチＱ１〜Ｑ４に並列に接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４を充放電可能な電流になると、第１ブリッジ回路１のスイッチＱ１〜Ｑ４を切り替える。このため、スイッチＱ１〜Ｑ４のＺＶＳが可能となる。従って、軽負荷時を含む幅広い入出力条件において共振動作を行わせ、確実にスイッチのＺＶＳを実現することができる。

【実施例2】

【0062】

定電圧制御を行う場合、制御回路１０は、出力電圧指令値と出力電圧の検出値に基づきよりＰＩ（比例積分）制御を行い、ＰＩ制御の演算結果をフルブリッジ回路の対となるスイッチのゲート信号に反映することで負荷に電力を供給する。

【0063】

しかし、ＰＩ制御の演算結果を単純にフルブリッジ回路のゲート信号に設定すると、入力電圧Ｖ１より出力電圧Ｖ２が小さい場合で（降圧変換時）かつ負荷急変等で出力電圧Ｖ２が低下した場合、図１２に示すように、スイッチＱ４がオンすると、リアクトルＬ１に印加される電圧が増加し、スイッチＱ４のオン期間Ｔ１の電流ｉ１１の傾きが大きくなる。

【0064】

次に、スイッチＱ４がオフした場合には、出力電圧Ｖ２が小さいので、リアクトルＬ１に流れる電流ｉ１２の傾きが緩やかになる。このため、共振区間ＲにおいてリアクトルＬ１に流れる電流ｉ１２がゼロとならず、実施例１のＺＶＳ条件を満たすことができない。

【0065】

出力電圧が急に低下する場合にも、ＺＶＳ条件を満たすためには、スイッチＱ２（Ｑ４）のオンデューティーを低下させて、共振及び還流区間Ｒ前までにリアクトル電流をゼロにしなければならない。しかし、ＰＩ制御では、デューティーを増加させるように動作するため、制御上不安定な状態となる。

【0066】

さらに、入力電圧＜出力電圧のような昇圧モードにおいては、一次側のスイッチＱ２（Ｑ４）のデューティーと二次側のスイッチＱ５（Ｑ７）のデューティーの２つのパラメータを調整することによって、電力伝達が達成される。スイッチＱ２（Ｑ４）のデューティーが小さく、スイッチＱ５（Ｑ７）のデューティーが大きい時、ピーク電流が大きくなる。このため、スイッチのターンオフ損失が増加し、実効電流も大きくなり導通損失が大きくなる。

【0067】

スイッチＱ２（Ｑ４）のデューティーが大きく、スイッチＱ５（Ｑ７）のデューティーが小さい時、ピーク電流及び実効電流が小さくなる。このため、スイッチング損失、導通損失が小さくなるが、一次側電流の正負が反転し、ＺＶＳが達成できずにスイッチングロスが発生する可能性がある。

【0068】

そこで、実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＺＶＳを達成し、スイッチングロスを低減することを特徴とする。

【0069】

図１３は、本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ内の制御回路の構成を示す図である。

【0070】

制御回路１０は、図１３に示すように、減算器１１、ＰＩ部１２、オン期間算出部１３を有している。減算器１１は、出力電圧指令値Ｖｒｅｆから出力電圧Ｖ２又は入力電圧Ｖ１を減算して、減算出力をＰＩ部１２に出力する。

【0071】

ＰＩ部１２は、減算器１１からの減算出力に対して比例積分演算し、ＰＩ演算結果を、負荷へ電流が流れるエネルギー伝達期間Ｄに換算する。オン期間算出部１３は、降圧変換時、第１ブリッジ回路１の電圧検出値Ｖ１、第２ブリッジ回路２の電圧検出値Ｖ２、及びＰＩ部１２で得られたエネルギー伝達期間Ｄを用いて、リアクトル電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するように各スイッチＱ２，Ｑ４のオン期間Ｔ１を算出し、各スイッチＱ１〜Ｑ４のＺＶＳを実現させる。

【0072】

次に、降圧変換時の動作を説明する。入力電圧をＶ１、出力電圧をＶ２とし、Ｖ１＞Ｖ２、スイッチＱ２、Ｑ４のオン期間をＴ１、リアクトルをＬとすると、リアクトルＬに流れる電流は、式（１）となる。

【0073】

（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１ …（１）
スイッチＱ２，Ｑ４がオフした後は、一次側が短絡状態となるため、リアクトルＬには出力電圧Ｖ２のみが印加され、その期間をＴ２とすると、リアクトルＬに流れる電流は式（２）となる。

【0074】

−Ｖ２／Ｌ×Ｔ２ …（２）
式（１）と式（２）の電流量が一致すれば、共振期間Ｒに影響がなくなるため、式（３）を導くことができる。

【0075】

（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１＝Ｖ２／Ｌ×Ｔ２ …（３）
また、ＰＩ演算結果をＤとし、Ｄをエネルギー伝達期間と定義すると、
Ｔ１＋Ｔ２＝Ｄ …（４）
と表せる。

【0076】

式（３）と式（４）から、
Ｔ１＝Ｖ２／Ｖ１×Ｄ …（５）
となる。

【0077】

式（５）に示されるオン期間Ｔ１をスイッチＱ２（Ｑ４）のゲート信号とすると、図１４に示すような電流ｉ１の波形となる。

【0078】

期間Ｔ２は、式（４）から求められ、Ｄ−Ｔ１であり、期間Ｔ２では、スイッチＱ２（Ｑ４）がオフするので、電流ｉ２が減少していきゼロとなる。このように、降圧変換時において、負荷急変のような電圧変動が発生した時にも、共振期間Ｒ前にリアクトルＬ１に流れる電流が０Ａとなるので、共振動作に影響を与えなくなる。

【0079】

なお、参考のため、エネルギー伝達期間Ｄを、スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間Ｔ１とした時の電流ｉ２１の波形を図１４に示した。電流ｉ２２は、スイッチＱ２（Ｑ４）がオフした時の電流である。

【0080】

次に、本発明の実施例２に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時の動作を説明する。

【0081】

Ｖ１＞Ｖ２の関係において、電圧差が小さい場合、（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌの傾きが緩やかとなるため、Ｄが大きい場合でも、所望のエネルギー伝達が達成できない。また、負荷が重い場合、Ｄが最大リミットＴｍａｘに達した場合、それ以上、エネルギーを伝達することができない。

【0082】

また、Ｖ１＜Ｖ２の関係において、降圧変換のデューティー生成では、電力変換ができない。このため、実施例１のように、二次側のスイッチＱ５（Ｑ７）をオンすることによって、トランスＴ１の二次側を短絡状態とし、昇圧動作を実現する。

【0083】

所望のエネルギー伝達は、一次側のスイッチＱ２（Ｑ４）のデューティーと二次側のスイッチＱ５（Ｑ７）のデューティーの２つのデューティーの割合で実現する。図１５の電流Ａに示すように、極端に二次側デューティーが大きく、一次側デューティーが小さい場合、ピーク電流が延びてターンオフロスが増加し、実効電流も大きくなり、導通損失が増える。このため、図１５の電流Ｂに示すように、一次側スイッチがＺＶＳ可能な適切な電流値となるように、スイッチＱ２（Ｑ４）、Ｑ５（Ｑ７）のデューティーを分配する電流波形制御を行い、ピーク電流を低減する。

【0084】

また、図１５の電流Ｃは、電流符号が反転して、ＺＶＳが失敗した波形である。図１５の電流Ｂは、電流符号の反転を防止した波形である。

【0085】

上記制御、及び共振動作を実現するために、スイッチの各デューティーを以下のようにして求める。

【0086】

Ｔｏは、スイッチＱ５（Ｑ７）のオン期間である。Ｔｏ＋Ｔ１は、スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間である。Ｔ２は、スイッチＱ２（Ｑ４）のオフ期間であり、スイッチＱ１（Ｑ３）のオン期間である。
Ｖ１／Ｌ×Ｔｏ＋（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１＝Ｉｒｅｆ …（６）
Ｖ２／Ｌ×Ｔ２＝Ｉｒｅｆ …（７）
Ｔｏ＋Ｔ１＋Ｔ２＝Ｄ …（８）
式（６）（７）（８）より、
Ｔｏ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖ２×Ｄ＋Ｖ１／Ｖ２×（Ｌ×Ｉｒｅｆ）／Ｖ２
…（９）
Ｔ１＝Ｖ１／Ｖ２×Ｄ−Ｌ×Ｉｒｅｆ／Ｖ２×（Ｖ１／Ｖ２＋１）…（１０）
Ｔｏ＋Ｔ１＝Ｄ−Ｌ×Ｉｒｅｆ／Ｖ２ …（１１）
オン期間算出部１３は、オン期間Ｔｏ、オン期間Ｔ１、オン期間Ｔｏ＋Ｔ１を常時演算して各スイッチのゲートに反映させることにより、図１６に示すような電流波形を生成することができる。

【0087】

このため、オン期間算出部１３は、昇圧変換時、第１ブリッジ回路１の電圧検出値Ｖ１、第２ブリッジ回路２の電圧検出値Ｖ２、リアクトルＬ１のインダクタンス値、ＰＩ部１２で得られたエネルギー伝達期間Ｄ、及びスイッチＱ２（Ｑ４）がＺＶＳ可能な電流量となるような電流目標値Ｉｒｅｆを用いて、リアクトルＬ１の電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するように各スイッチのオン期間を算出し、様々な入出力条件に対して、最適な電流波形を生成し、ＺＶＳを実現させる。

【0088】

電流目標値Ｉｒｅｆは、リアクトルＬとスイッチＱ１，Ｑ２（Ｑ３，Ｑ４）に並列に接続されているコンデンサＣ１，Ｃ２（Ｃ３，Ｃ４）との共振に必要な電流量であり、電圧とリアクトルＬの値とコンデンサ値に基づき求められる。

【0089】

より具体的には、オン期間算出部１３は、昇圧変換時、第１ブリッジ回路１の電圧検出値Ｖ１、第２ブリッジ回路２の電圧検出値Ｖ２、リアクトルＬ１のインダクタンス値、ＰＩ部１２で得られたエネルギー伝達期間Ｄ、及びスイッチＱ２（Ｑ４）がＺＶＳ可能な電流量となるような電流目標値Ｉｒｅｆを用いて、リアクトルＬ１の電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するようにスイッチＱ５（Ｑ７）のオン期間Ｔｏを算出し、ゲート信号としてスイッチＱ５（Ｑ７）に出力する。このため、図１７に示すように、期間Ｔｏにおいて、スイッチＱ５（Ｑ７）がオンして（図５（ａ）に対応）、電流Ｉｏが流れる。

【0090】

オン期間算出部１３は、昇圧変換時、第２ブリッジ回路２の電圧検出値Ｖ２、リアクトルＬ１のインダクタンス値、ＰＩ部１２で得られたエネルギー伝達期間Ｄ、及びスイッチＱ２（Ｑ４）がＺＶＳ可能な電流量となるような電流目標値Ｉｒｅｆを用いて、リアクトルＬ１の電流の立ち上がり量と立ち下がり量が一致するようにスイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間Ｔｏ＋Ｔ１を算出する。このため、図１７に示すように、期間Ｔ１において（図５（ｂ）に対応）、Ｑ５（Ｑ７）がオフし、スイッチＱ２（Ｑ４）はオン期間Ｔｏからオンが継続しているため、電流Ｉ１が緩やかに流れる。

【0091】

オン期間算出部１３は、エネルギー伝達期間Ｄからオン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）を減算して、期間Ｔ２を算出する。期間Ｔ２では、スイッチＱ２（Ｑ４）がオフし、スイッチＱ１（Ｑ３）がオンし、電流Ｉ２（図５（ｃ）に対応）が流れる。期間Ｔ２の終了時に電流がゼロになるので、共振動作に影響を与えなくなる。

【0092】

なお、図１７において、エネルギー伝達期間Ｄが期間Ｔｍａｘを超過した場合、期間（Ｄ−Ｔｍａｘ）を期間Ｔｏに加えることで、さらに、昇圧動作が可能となるため、重負荷にも対応できる。重負荷時の場合、オン期間Ｔｏが増加するため、オン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）時の電流は電流目標値Ｉｒｅｆ以上となる場合がある。その時は、オン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）の電流値が期間Ｔ２時に０となるように制御を行う。この時、電流目標値Ｉｒｅｆは、電流Ｉｏが上昇するため、通常設定よりも大きな値が設定される。

【実施例3】

【0093】

図１８は、本発明の実施例３に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトル電流が電流目標値Ｉｒｅｆに達しない場合の電流波形を示す図である。図１８に示すように、リアクトル電流が電流目標値Ｉｒｅｆに達しない場合のオン期間算出部１３の動作を図１９のフローチャートを参照しながら詳細に説明する。

【0094】

オン期間算出部１３は、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２よりも大きいかどうかを判定し（ステップＳ１１）、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２よりも小さい場合には、昇圧変換を行う（ステップＳ１７）。

【0095】

一方、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２よりも大きい場合には、オン期間算出部１３は、リアクトル電流{（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１−ｉｏ}が電流目標値Ｉｒｅｆよりも大きいかどうかを判定する（ステップＳ１３）。ここで、ｉｏは、初期値である。

【0096】

オン期間算出部１３は、リアクトル電流{（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１−ｉｏ}が電流目標値Ｉｒｅｆよりも大きい場合には、図１４に示すようなオン期間Ｔ１とオン期間Ｔ２となる降圧変換を行う（ステップＳ１５）。

【0097】

一方、オン期間算出部１３は、リアクトル電流{（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ×Ｔ１−ｉｏ}が電流目標値Ｉｒｅｆよりも小さい場合には、即ち、降圧モードでリアクトル電流が電流目標値Ｉｒｅｆに達しない場合には、降圧モードから昇圧モードに変更する。即ち、図１７に示すようなオン期間Ｔｏとオン期間Ｔ１とオン期間Ｔ２となる昇圧変換を行う（ステップＳ１７）。

【0098】

これにより、図２０に示すように、オン期間Ｔｏとオン期間Ｔ１とにより、リアクトル電流を電流目標値Ｉｒｅｆに達するようにすることができる。

【実施例4】

【0099】

図２１は、本発明の実施例４に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧変換時で且つ重負荷時の電流波形を示す図である。図２１に示すように、重負荷時には、リアクトルピーク電流は、電流目標値Ｉｒｅｆを僅かに超え、電流目標値Ｉｒｅｆを超えている期間が長くなる。

【0100】

しかし、軽負荷時には、期間Ｔｏ，Ｔ１が短くなるため、リアクトル電流のピークは電流目標値Ｉｒｅｆを下回ることになる。このため、オン期間算出部１３は、軽負荷時には、リアクトル電流のピークを電流目標値Ｉｒｅｆとなるように最低パルス幅でリミットすることによってＺＶＳを成立させ、期間Ｔ２の正電流と期間Ｔ３の負電流とを調整することにより電圧制御を行う。

【0101】

以下、オン期間算出部１３は、この電圧制御について図２２及び図２３を参照しながら詳細に説明する。図２２は、軽負荷時のオン期間算出部の処理を示すフローチャートである。図２３は、昇圧変換時で且つ軽負荷時の電流波形を示す図である。

【0102】

まず、図２３について説明する。期間Ｔｏでは、二次側が短絡されているため、一次側から二次側に電力は伝達されない。期間Ｔｏ経過後、一次側から二次側に電力が伝達される。

【0103】

最低パルス幅ＴＭＩＮを設定しているため、負荷が無い場合には、二次側の電圧が上昇してしまう。

【0104】

期間Ｔ３は、スイッチＱ６とスイッチＱ８のオン期間に依存し、二次側から一次側に流れる電流となり、この電流は負電流である。このため、スイッチＱ６とスイッチＱ８のオン期間Ｔ３を調整し、期間Ｔ２の正電流と期間Ｔ３の負電流を調整することにより、電圧制御を行う。そして、正電流と負電流を相殺するように制御する。

【0105】

このように制御するために、オン期間算出部１３は、図２２に示す軽負荷制御を行うので、この処理を説明する。

【0106】

まず、オン期間算出部１３は、スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）が最低パルス幅ＴＭＩＮよりも小さいかどうかを判定する（ステップＳ２１）。スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）が最低パルス幅ＴＭＩＮよりも大きい場合には、通常の制御を行う（ステップＳ２５）。

【0107】

スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）が最低パルス幅ＴＭＩＮよりも小さい場合には、スイッチＱ２（Ｑ４）のオン期間（Ｔｏ＋Ｔ１）を最低パルス幅Ｔｍｉｎに設定し、期間Ｔ３を以下の式で求める（（ステップＳ２３））。

【0108】

Ｔ３＝Ｔ´
Ｔ´は、初期値である。

【0109】

上記の軽負荷制御を行うと、降圧モード時の制御なしで全領域が制御可能となる。

【0110】

このように昇圧変換時で且つ軽負荷時に、上記のように制御することで、正電流と負電流を相殺することができる。

【0111】

なお、本発明は、上述した実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに限定されるものではない。上述した実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧及び出力電圧を検出する方法を採用したが、直接電流を検出する方法でも、制御は可能である。

【0112】

但し、スイッチング周波数が高いと、電流検出器の応答が追い付かない場合があるが、本発明の電圧検出による演算では、演算周期に対する電圧の応答が遅いため、電流検出の場合よりも誤差が少なくて済む。

【符号の説明】

【0113】

１ 第１ブリッジ回路
２ 第２ブリッジ回路
１０ 制御回路
１１ 減算器
１２ ＰＩ部
Ｉｒｅｆ 電流目標値
１３ オン期間算出部
Ｖ１，Ｖ２ 直流電源
Ｌ１ 平滑リアクトル
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチ
Ｔ１ 絶縁トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ 二次巻線
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｃ１〜Ｃ８ コンデンサ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】