特許 6587745 無線通信装置及び無線通信方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6587745

(24)【登録日】2019年9月20日

(45)【発行日】2019年10月9日

(54)【発明の名称】無線通信装置及び無線通信方法

(51)【国際特許分類】

   H04B 7/0413 20170101AFI20191001BHJP

   H03M 13/45 20060101ALI20191001BHJP

【ＦＩ】

   H04B7/0413 232

   H03M13/45

【請求項の数】3

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2018-519190(P2018-519190)

(86)(22)【出願日】2017年5月12日

(86)【国際出願番号】JP2017018038

(87)【国際公開番号】WO2017204007

(87)【国際公開日】20171130

【審査請求日】2018年11月21日

(31)【優先権主張番号】特願2016-105572(P2016-105572)

(32)【優先日】2016年5月26日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000001122

【氏名又は名称】株式会社日立国際電気

(74)【代理人】

【識別番号】100116687

【弁理士】

【氏名又は名称】田村 爾

(74)【代理人】

【識別番号】100098383

【弁理士】

【氏名又は名称】杉村 純子

(74)【代理人】

【識別番号】100155860

【弁理士】

【氏名又は名称】藤松 正雄

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 圭

(72)【発明者】

【氏名】星 大樹

【審査官】 太田 龍一

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−２１１１３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００９−５４０７３６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０３２７５５９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２０１５／１５６０５８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００６−１５７３９０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ ７／０４１３

Ｈ０３Ｍ １３／４５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置において、
前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する伝送路推定手段と、
前記受信信号から受信雑音電力を推定する雑音電力推定手段と、
前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する分離手段と、
前記分離手段による分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する尤度算出手段と、
前記尤度算出手段により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する第１のビット対数尤度比算出手段と、
前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する相互情報量算出手段と、
前記複数の信号点の中から、前記基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出手段により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する選択手段と、
前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する受信候補点算出手段と、
前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する第２のビット対数尤度比算出手段と、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。

【請求項2】

請求項１に記載の無線通信装置において、
前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する誤り訂正手段を備え、
前記第２のビット対数尤度比算出手段は、前記誤り訂正手段により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力推定結果と前記事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出することを特徴とする無線通信装置。

【請求項3】

複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置により実施される無線通信方法において、
前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する伝送路推定ステップと、
前記受信信号から受信雑音電力を推定する雑音電力推定ステップと、
前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する分離ステップと、
前記分離ステップによる分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する尤度算出ステップと、
前記尤度算出ステップにより算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する第１のビット対数尤度比算出ステップと、
前記第１のビット対数尤度比算出ステップにより算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する相互情報量算出ステップと、
前記複数の信号点の中から、前記送信候補点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出ステップにより算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する選択ステップと、
前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する受信候補点算出ステップと、
前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する第２のビット対数尤度比算出ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、送信側の無線通信装置が、複数の送信アンテナから同一周波数で異なるデータの信号を送信し、受信側の無線通信装置が、これらの信号を複数の受信アンテナでそれぞれ受信し、送受信間の伝送路特性を用いてデータ復調を行うＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式の信号処理技術に関する。

【背景技術】

【0002】

複数の送信アンテナから異なる情報を送信する空間多重方式のＭＩＭＯ通信において、受信機側で送信ストリームを分離検出する方法として、非特許文献１にあるようなＺＦ（Zero Forcing）法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法のような空間フィルタを用いる方法があるが、これらは演算が複雑で無いものの十分な性能が得られない。

【0003】

一方、伝送路推定の結果と送信信号の取り得る全ての信号点から最も近いものを選び出すＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）復調があるが、高い検出性能は持つものの、アンテナ数や変調多値数が増えると演算規模が指数関数的に増大し、実システムへの適用が困難である。

【0004】

近年、無線通信方式として２５６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や１０２４ＱＡＭといった超多値数の方式が採用されつつあり、これらに対してＭＬＤ適用は現実的なものではないことは自明である。

【0005】

ＭＬＤの演算規模削減方法として、代表的なものがＳＤ（Sphere Decoding）法である。ＳＤ法では生成された受信候補点（レプリカ）の中から受信点とある距離範囲内の受信候補点を絞り込み、絞り込まれた受信候補点を対象にＭＬＤ演算を行う。

【0006】

また、特許文献１では、ＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法により得られた復調結果を硬判定し、その硬判定点とその近傍の点を送信候補点とすることにより、送信候補点及びそれから生成される受信候補点を削減することで、ＭＬＤ演算を低減している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特許第４１８８３７１号公報

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】久保博嗣，岡崎彰浩、“電子情報通信学会知識ベース４群１編 無線通信基礎 ８章 復調技術”、［online］、電子情報通信学会、［平成２８年４月１日検索］、インターネット＜URL：http://www.ieice-hbkb.org/portal/doc_510.html＞

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、特許文献１の手法では、選ばれた送信候補点の中に必ずしも各変調ビットの０，１を持つ送信候補点が入るとは限らず、当該ビットが０である確率と１である確率との比であるビット対数尤度比（以下、ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio））の算出が必ずしもできるとは限らない。ＬＬＲが算出できないと、ＬＬＲを入力とする誤り訂正復号やＬＬＲを用いるターボ信号処理の適用ができないという問題がある。

【0010】

本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することが可能な技術を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明では、上記目的を達成するために、複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置を、以下のように動作させる構成にした。
すなわち、伝送路推定手段が、前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する。雑音電力推定手段が、前記受信信号から受信雑音電力を推定する。分離手段が、前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する。尤度算出手段が、前記分離手段による分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する。第１のビット対数尤度比算出手段が、前記尤度算出手段により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する。相互情報量算出手段が、前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する。選択手段が、前記複数の信号点の中から、前記基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出手段により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する。受信候補点算出手段が、前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する。第２のビット対数尤度比算出手段が、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。

【0012】

以上のように、本発明に係る無線通信装置は、概略的に、送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点に基づいて、受信信号の分離結果に対する尤度、ビット対数尤度比、相互情報量の算出を行い、当該基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離（ビット尤度）が小さい順に、相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択し、送信候補点を用いて受信候補点を算出してＭＬＤ演算を行う構成となっている。

【0013】

したがって、本発明に係る無線通信装置によれば、各ビット尤度や相互情報量などに基づいて絞り込んだ送信候補点から受信候補点を算出してＭＬＤ演算が行われるため、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することができる。これにより、超多値数のＱＡＭなどでは非現実的と思われていたＭＬＤを実システムに適用することが可能となる。

【0014】

ここで、本発明に係る無線通信装置は、前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する誤り訂正手段を備え、前記第２のビット対数尤度比算出手段は、前記誤り訂正手段により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力推定結果と前記事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する構成にして、更なる性能向上を図るようにしてもよい。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】本発明の第一の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す図である。

【図2】６４ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す図である。

【図3】２５６ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す図である。

【図4】送信候補点の選び方を説明する図である。

【図5】本発明の第一の実施形態におけるＭＬＤ処理部の構成例を示す図である。

【図6】本発明の第一の実施形態におけるビット誤り率特性の例を示す図である。

【図7】本発明の第二の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す図である。

【図8】本発明の第二の実施形態におけるＭＬＤ処理部の構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0017】

本発明に係る無線通信装置について図面を参照して説明する。
本発明に係る無線通信装置は、データの送受信に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ方式の無線通信システムを構成する。すなわち、送信側となる他の無線通信装置が、複数の送信アンテナから同一周波数で異なるデータの信号を送信し、受信側となる本発明に係る無線通信装置が、これらの信号を複数の受信アンテナでそれぞれ受信して、送受信間の伝送路特性を用いてデータ復調を行う。

【0018】

図１に本発明の第一の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す。第一の実施形態に係る無線通信装置は、伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７と、ＭＬＤ処理部１０８とを備える。

【0019】

伝送路推定部１０１は、複数の受信アンテナによる受信信号を示す受信周波数信号ベクトルＹが入力され、受信周波数信号ベクトルＹ中に含まれる既知信号を用いて送受信間の伝送路を推定し、伝送路推定行列Ｈ＾をＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２とＭＬＤ処理部１０８へ出力する。ここで、受信周波数信号ベクトルＹはＹ＝［Ｙ₁，…，Ｙ_Nrx］であり、Ｎ_rxは受信アンテナ数である。

【0020】

ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２は、伝送路推定行列Ｈ＾とＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）γを用いてＺＦもしくはＭＭＳＥの規範に則りウェイト行列Ｗを求め、ウェイト行列Ｗを分離検出部１０３へ出力する。ウェイト行列Ｗは、非特許文献１に記載されるように、ＺＦであれば、

【数1】

であり、ＭＭＳＥであれば、

【数2】

で表される線形フィルタである。ここで、σ＾²は受信雑音電力であり、複数の受信アンテナによる受信信号に基づいて雑音電力推定部（不図示）により推定される。また、ＭＭＳＥ後の振幅は、

【数3】

で求められる行列Ｓの対角成分であり、その対角成分のあるストリームｉをＳ_iとすると、ＭＭＳＥ後のＳＮＲ γ_iは、次式となる。

【数4】

ＭＭＳＥ後の雑音電力は、次式となる。

【数5】

【0021】

分離検出部１０３は、受信周波数信号ベクトルＹとウェイト行列Ｗを用いて分離してストリームベクトルＸ＾を求め、尤度算出部１０４へ出力する。分離検出は、次式による。

【数6】

ここで、ストリームベクトルＸ＾はＸ＾＝［Ｘ₁，…，Ｘ_Ntx］であり、Ｎ_txは送信アンテナ数である。
すなわち、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２及び分離検出部１０３は、伝送路の推定結果と受信雑音電力の推定結果を用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより受信信号の分離を行う。
以下、ＭＭＳＥ法を用いる場合を例に説明するが、ＺＦ法を用いる場合も同様である。

【0022】

尤度算出部１０４は、分離検出部１０３から受信点として入力されたストリームベクトルＸ＾（ＭＭＳＥ出力点）と送信候補点Ｘ￣との尤度（距離）ｄ＾_MMSE²を算出し、尤度ｄ＾_MMSE²をＬＬＲ算出部１０５と送信候補点選択部１０７へ出力する。ｄ＾_MMSE²の各成分ｄ＾_MMSE（ｍ，ｉ）の算出は、例えば、次式による。

【数7】

ここで、ｍはマッピング点番号でｍ＝１，…，Ｍであり、Ｍは当該ストリームｉの送信アンテナ番号である。距離（尤度）算出は、送信信号点（シンボル）の候補となり得る全送信候補点を対象とするのではなく、受信点（ストリームベクトルＸ＾）の座標とシンボルマッピングのビット配置から最小限の送信候補点との距離を算出する。
最小限の送信候補点との距離について、一例として、６４ＱＡＭの最上位ビットｂ₀について説明する。ｂ₀は、例えば図２に示すように、Ｑ軸に対して対称に配置される。ここで、受信点（図中の×印）がｂ₀＝１の領域にあるとすると、ｂ₀＝０の送信候補点との最小距離は、ｂ₀＝０の送信候補点中のＱ軸寄りの送信候補点のみについて計算すればよい。なお、受信点が属する領域によって計算対象となる送信候補点（最小限の送信候補点）は一意に決まるので、予め設定しておけばよい。

【0023】

ＬＬＲ算出部１０５は、入力された距離尤度ｄ＾_MMSE²とＭＭＳＥ後の雑音電力σ_MMSE²を用いてビットＬＬＲ Ｌ_MMSEを算出し、相互情報量算出部１０６へ出力する。σ_MMSE²の各成分をσ_MMSE²（ｉ）として、ビットＬＬＲ Ｌ_MMSEの各成分Ｌ_MMSE（ｂ_m，ｉ）の算出は以下による。

【数8】

ここで、次式の近似式、

【数9】

を用いると、上記（式５）は次式となる。

【数10】

ここで、ｂ_mはｂ_m＝１，…，log₂Ｍであり、マッピング点番号ｍの送信候補点を構成するビットのインデックスである。従って、ビットＬＬＲは当該ビットの０との最小距離と１との最小距離の差から求まる。

【0024】

相互情報量算出部１０６は、入力されたビットＬＬＲ Ｌ_MMSEを用いて相互情報量Ｉ_MMSE^Eを求め、送信候補点選択部１０７へ出力する。相互情報量Ｉ_MMSE^Eの各ストリーム成分Ｉ_MMSE^E（ｉ）の算出は、例えば、次式による。

【数11】

ここで、Ｅ［・］は標本平均を表し、ｐ₀、ｐ₁はビット確率であり、それぞれビットＬＬＲ Ｌ_MMSE（ｂ_m，ｉ）から以下のように求まる。

【数12】

【数13】

【0025】

送信候補点選択部１０７は、入力された尤度ｄ＾_MMSE²と相互情報量Ｉ_MMSE^Eを用いて送信候補点を選択し、選択された送信候補点をＭＬＤ処理部１０８へ出力する。送信候補点の選択方法について説明する。

【0026】

図２に６４ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示し、図３に２５６ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す。図２及び図３は、横軸をＩ（In-Phase）成分とし、縦軸をＱ（Quadrature）成分としたＩＱ平面で送信候補点を表したものであり、×はＭＭＳＥ出力点（受信点）を示し、○は選択された送信候補点を示し、●は選択されなかった送信候補点を示している。送信候補点はＭＭＳＥ出力点を対象に各変調ビットの０との距離、１との距離が小さい上位Ｒ_dを選択する。Ｒ_dは変調方式と相互情報量Ｉ_MMSE^Eの値により決定する。

【0027】

また、Ｒ_dにより決まる取り得る送信候補点数は、単純にＭＭＳＥ出力の近接の送信点数をＲ_d、各ストリームの送信候補点数をＭとする場合、近接送信点とそれを構成する変調ビット（０または１）と対（１または０）となる送信点の数は変調ビット数log₂Ｍだけ存在するので、最大でＲ_d（１＋log₂Ｍ）となる。ここで、最大という表現を使っている理由は、各変調ビットの距離が小さい上位Ｒ_d位の点が重複することがあるからである。図２（６４ＱＡＭの例）では、（ａ）にランキングの上位１位までの送信候補点の選出例を示し、（ｂ）に上位２位までの送信候補点の選出例を示してある。また、図３（２５６ＱＡＭの例）では、（ａ）にランキングの上位２位までの送信候補点の選出例を示し、（ｂ）に上位３位までの送信候補点の選出例を示してある。
送信候補点の選び方について、６４ＱＡＭの場合（図２参照）を例に説明する。ここで、各送信候補点は、Ｉ軸及びＱ軸の値が−７，−５，−３，−１，１，３，５，７のいずれかをとる座標位置にあるものとする。そして、ＩＱ平面における受信点の座標を（−２．５，２．５）としたとき、各送信候補点との距離は、図４（ａ）のようになる。これらの距離を評価基準にして候補点番号を昇順にソートすると、図４（ｂ）のようになる。このソート結果から、上位Ｒ_dの送信候補点を選択すればよい。

【0028】

通常のＭＬＤと本発明によるＭＬＤの計算量を説明する。各ストリームの送信点数をＭ、送信アンテナの本数をＮ_txとすると、生成される受信候補点数はＭ^Ntxとなる。本発明における選出する上位ランキング数をＲ_dとすると、生成される受信候補点数は（Ｒ_d（１＋log₂Ｍ））^Ntxとなる。ここで、log₂ＭをＭ’とすると、支配的な計算量は、通常のＭＬＤは２^NtxM'、本発明のＭＬＤは（Ｒ_dＭ’）^Ntxとなる。

【0029】

ＭＬＤ処理部１０８は、入力された送信候補点行列Ｘ’と受信周波数信号ベクトルＹと伝送路推定行列Ｈ＾と受信雑音電力σ＾²を用いてＬＬＲ Ｌ_MLDを求めて出力する。ＭＬＤ処理部１０８の詳細について、図５を用いて説明する。

【0030】

図５に第一の実施形態におけるＭＬＤ処理部１０８の構成例を示す。ＭＬＤ処理部１０８は、受信候補点生成部２０１と、外部ＬＬＲ算出部２０２とを備える。

【0031】

受信候補点生成部２０１は、入力された送信候補点ベクトルＸ’と伝送路推定行列Ｈ＾を用いて受信候補点ベクトルｒ＾を生成し、外部ＬＬＲ算出部２０２へ出力する。受信候補点ベクトルｒ＾の生成は次式による。

【数14】

ここで、受信候補点ベクトルｒ＾は、受信候補点数をＱとしたとき、ｒ＾＝［ｒ₁＾，…，ｒ_Q＾］である。

【0032】

外部ＬＬＲ算出部２０２は、入力されれた受信候補点ベクトルｒ＾と受信周波数信号ベクトルＹと受信雑音電力σ＾²を用いてビットＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eを求め、ビットＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eを出力する。ビットＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eの各成分Ｌ_{e_MLD}^E（ｂ_q，ｊ）の算出は、例えば、次式による。

【数15】

ここで、上記（式９）の近似を用いると、次式となる。

【数16】

ここで、インデックスｑは受信候補点番号でｑ＝１，…，Ｑであり、ｂ_qは受信候補点番号ｑの受信候補点を構成するビットのインデックスである。

【0033】

図６に第一の実施形態におけるシミュレーションによるビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示す。図６は、横軸をＣＮＲ［ｄＢ］とし、縦軸を平均ＢＥＲとしたグラフであり、ＭＭＳＥの値を×、ＭＬＤ（従来）の値を△、ＭＬＤ（本発明）の値を○でプロットしている。シミュレーションは２×２ＭＩＭＯ、変調方式は６４ＱＡＭ、アンテナ相関は無相関、準静的フェージングの特性である。図より、本発明を適用したＭＬＤは、通常（従来）のＭＬＤとほぼ同一の性能であることが分かる。

【0034】

以上のように、第一の実施形態に係る無線通信装置は、概略的に、送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点に基づいて、受信信号の分離結果に対する尤度、ビット対数尤度比、相互情報量の算出を行い、当該基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離（ビット尤度）が小さい順に、相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択し、送信候補点を用いて受信候補点を算出してＭＬＤ演算を行う構成となっている。

【0035】

より具体的には、第一の実施形態に係る無線通信装置は、以下のように動作する。
すなわち、伝送路推定部１０１が、複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する。雑音電力推定部（不図示）が、受信信号から受信雑音電力を推定する。ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２および分離検出部１０３が、伝送路の推定結果と受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより受信信号を分離する。尤度算出部１０４が、分離検出部１０３による分離結果と受信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する。ＬＬＲ算出部１０５が、尤度算出部１０４により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する。相互情報量算出部１０６が、ＬＬＲ算出部１０５により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する。送信候補点選択部１０７が、複数の信号点の中から、基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、相互情報量算出部１０６により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する。受信候補点生成部２０１が、伝送路の推定結果と送信候補点とを用いて、受信信号の候補となる受信候補点を算出する。外部ＬＬＲ算出部２０２が、受信候補点と受信信号と受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。

【0036】

以上の第一の実施形態により、ＭＭＳＥ出力のビット尤度及び相互情報量を用いてＭＬＤの送信候補点を選択し、選択した送信候補点を用いてＭＬＤ処理を行うことにより、性能を保持したまま指数関数的に増大するＭＬＤの送信候補点及び受信候補点の数を削減し、実システムへの適用が可能となる。

【0037】

図７に本発明の第二の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す。第二の実施形態に係る無線通信装置は、伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７と、デインタリーブ３０１−１と、誤り訂正復号器３０２−１と、インタリーブ３０３と、ＭＬＤ処理部３０４と、デインタリーブ３０１−２と、誤り訂正復号器３０２−２とを備える。伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７は、第一の実施形態と同一であるので説明は省略する。

【0038】

デインタリーブ３０１−１は、入力されたＬＬＲ Ｌ_MMSEは、送信側で所定の順序に並び替えられた系列であり、それを元の順序に戻す処理を行い、元の順序に戻したＬＬＲ Ｌ_{a_MMSE}^Dを誤り訂正復号器３０２−１へ出力する。本処理は後述するインタリーブ３０３と対になる処理である。

【0039】

誤り訂正復号器３０２−１は、入力されたＬＬＲ Ｌ_{a_MMSE}^Dに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い、情報ビット系列の復号結果ｕ_MMSE＾を出力し、また、復号化ビットＬＬＲ系列Ｌ_{e_MMSE}^Dをインタリーブ３０３へ出力する。

【0040】

インタリーブ３０３は、入力されたＬＬＲ Ｌ_{e_MMSE}^Dを所定の順序に並び替え、並び替えた結果であるＬ_{a_MLD}^Eを事前情報ＬＬＲとしてＭＬＤ処理部３０４へ出力する。

【0041】

ＭＬＤ処理部３０４は、入力された送信候補点行列Ｘ’と受信周波数信号ベクトルＹと伝送路推定行列Ｈ＾と受信雑音電力σ＾²と事前情報ＬＬＲ Ｌ_{a_MLD}^Eを用いて外部ＬＬＲ Ｌ_{e_MLD} ^Eを求めて出力する。ＭＬＤ処理部３０４の詳細について、図８を用いて説明する。

【0042】

図８に第二の実施形態におけるＭＬＤ処理部３０４の構成例を示す。ＭＬＤ処理部３０４は、受信候補点生成部２０１と、外部ＬＬＲ算出部４０１とを備える。受信候補点生成部２０１は第一の実施形態のＭＬＤ処理部１０８のものと同一であるため、説明は省略する。

【0043】

外部ＬＬＲ算出部４０１は、入力されれた受信候補点ベクトルｒ＾と受信周波数信号ベクトルＹと受信雑音電力σ＾²と事前情報ＬＬＲ Ｌ_{a_MLD}^Eを用いて外部ＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eを求め、出力する。外部ＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eの各成分Ｌ_{e_MLD}^E（ｂ_q，ｊ）の算出は、例えば、次式による。

【数17】

ここで、ｂ_q（ｒ_q＾）は受信候補点ｒ_q＾を構成する信号点ベクトルのｑ番目のビット（０または１）である。また、上記（式６）の近似を用いると次式となる。

【数18】

【0044】

デインタリーブ３０１−２は、入力されたＬＬＲ Ｌ_{e_MLD}^Eは、送信側で所定の順序に並び替えられた系列であり、それを元の順序に戻す処理を行い、元の順序に戻したＬＬＲ Ｌ_{a_MLD}^Dを誤り訂正復号器３０２−２へ出力する。

【0045】

誤り訂正復号器３０２−２は、入力されたＬＬＲ Ｌ_{a_MLD}^Dに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い、情報ビット系列の復号結果ｕ_MLD＾を出力する。

【0046】

以上のように、第二の実施形態に係る無線通信装置では、第一の実施形態に係る無線通信装置を更に改良している。
すなわち、デインタリーブ３０１−１、誤り訂正復号器３０２−１、インタリーブ３０３等の機能部（以下、誤り訂正復号器３０２−１等）が、ＬＬＲ算出部１０５により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する。外部ＬＬＲ算出部２０２が、誤り訂正復号器３０２−１等により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、受信候補点と受信信号と受信雑音電力推定結果と事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。

【0047】

以上の第二の実施形態により、ＭＭＳＥ出力のビット尤度及び相互情報量を用いてＭＬＤの送信候補点を選択し、また、ＭＭＳＥ出力から得られるビットＬＬＲに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い誤り訂正したビットＬＬＲを求めてそれをＭＬＤの事前ＬＬＲとし、選択された送信候補点と事前ＬＬＲを用いてＭＬＤ処理を行うことにより、第一の実施形態に比べ性能向上が可能となる。

【0048】

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。この出願は、２０１６年５月２６日に出願された日本出願特願２０１６−１０５５７２を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。

【産業上の利用可能性】

【0049】

本発明は、複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信する種々の形式の無線通信装置に利用することができる。

【符号の説明】

【0050】

１０１…伝送路推定部 １０２…ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部 １０３…分離検出部 １０４…尤度算出部 １０５…ＬＬＲ算出部 １０６…相互情報量算出部 １０７…送信候補点選択部 １０８…ＭＬＤ処理部 ２０１…受信候補点生成部 ２０２…外部ＬＬＲ算出部 ３０１−１，３０１−２…デインタリーブ ３０２−１，３０２−２…誤り訂正復号器 ３０３…インタリーブ ３０４…ＭＬＤ処理部 ４０１…外部ＬＬＲ算出部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】