特許 6588822 発振回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6588822

(24)【登録日】2019年9月20日

(45)【発行日】2019年10月9日

(54)【発明の名称】発振回路

(51)【国際特許分類】

   H03B 5/32 20060101AFI20191001BHJP

   H03B 5/36 20060101ALI20191001BHJP

【ＦＩ】

   H03B5/32 J

   H03B5/36

【請求項の数】3

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2015-256873(P2015-256873)

(22)【出願日】2015年12月28日

(65)【公開番号】特開2017-120995(P2017-120995A)

(43)【公開日】2017年7月6日

【審査請求日】2018年10月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】390009667

【氏名又は名称】セイコーＮＰＣ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100077986

【弁理士】

【氏名又は名称】千葉 太一

(72)【発明者】

【氏名】地主 活也

(72)【発明者】

【氏名】兼八 薫

【審査官】 ▲高▼橋 徳浩

(56)【参考文献】

【文献】 実開昭５１−０３０４４９（ＪＰ，Ｕ）

【文献】 特開平０４−３５６８１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−２０８２６７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１７５９８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０５７０６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特公昭５０−０１４５０９（ＪＰ，Ｂ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｈ３／００７−Ｈ０３Ｈ３／１０

Ｈ０３Ｈ９／００−Ｈ０３Ｈ９／７６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電極及び出力電極を有する共振子と、
直流利得を決定する利得段アンプと、
負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプを有し、
前記利得段アンプの入力端が、前記出力電極と、第１容量を介して電源と、第１抵抗を介して前記利得段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、
前記電流駆動段アンプの入力端が、前記利得段アンプの出力端と、第２容量を介して前記電流駆動段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、
前記入力電極が、第２抵抗を介して前記電流駆動段アンプの出力端と、第３容量を介して電源とに、それぞれ接続され、
前記利得段アンプは、第１トランジスタと、第１内部抵抗を内在する第１電流源とを有し、
前記電流駆動段アンプは、第２トランジスタと、第２内部抵抗を内在する第２電流源とを有し、
前記利得段アンプの入力端は、前記第１トランジスタに接続され、
前記利得段アンプの出力端は、電源間に前記第１電流源と前記第１トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、
前記電流駆動段アンプの入力端は、前記第２トランジスタに接続され、
前記電流駆動段アンプの出力端は、電源間に前記第２電流源と前記第２トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、
前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より大きい場合は、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第１内部抵抗と前記第２容量と前記第３容量とでバンドパスフィルターを構成したことを特徴とする発振回路。

【請求項2】

入力電極及び出力電極を有する共振子と、
直流利得を決定する利得段アンプと、
負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプを有し、
前記利得段アンプの入力端が、前記出力電極と、第１容量を介して電源と、第１抵抗を介して前記利得段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、
前記電流駆動段アンプの入力端が、前記利得段アンプの出力端と、第２容量を介して前記電流駆動段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、
前記入力電極が、第２抵抗を介して前記電流駆動段アンプの出力端と、第３容量を介して電源とに、それぞれ接続され、
前記利得段アンプは、第１トランジスタと、第１内部抵抗を内在する第１電流源とを有し、
前記電流駆動段アンプは、第２トランジスタと、第２内部抵抗を内在する第２電流源とを有し、
前記利得段アンプの入力端は、前記第１トランジスタに接続され、
前記利得段アンプの出力端は、電源間に前記第１電流源と前記第１トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、
前記電流駆動段アンプの入力端は、前記第２トランジスタに接続され、
前記電流駆動段アンプの出力端は、電源間に前記第２電流源と前記第２トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、
前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より小さい場合は、前記第２トランジスタと前記第２内部抵抗と前記第２抵抗と前記第３容量とでローパスフィルターを構成したことを特徴とする発振回路。

【請求項3】

前記第１容量及び前記第３容量を、それぞれ容量可変素子で構成したことを特徴とする請求項１、または請求項２に記載の発振回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波での負性抵抗を確保することで、安定した高周波での発振起動を可能にした発振回路に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、通信器の発展に伴い、数ＭＨｚ〜数ＧＨｚの発振周波数における安定した高周波信号を生成する為に、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）やＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）などの共振子が利用されている。

【0003】

その共振子の中で、水晶共振子を利用した発振回路は、従来例として図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路が知られている。図５に基づいて一般的なコルピッツタイプ発振回路を説明すると、水晶共振子２１の出力電極２２が、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ２５のベースに接続され、且つ帰還抵抗ＲＦ’を介してＮＰＮ型バイポーラトランジスタ２５のコレクタに接続される。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ２５のエミッタは、接地電位（ＧＮＤ）に接続される。そして、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ２５のコレクタは、内部抵抗ＲＩＧ’が内在する電流源２４を介して電源電位（ＶＣＣ）に接続され、且つ制限抵抗ＲＤ’を介して水晶共振子２１の入力電極２３に接続される。そして、水晶共振子２１の出力電極２２は、負荷容量ＣＧ’を介して接地電位（ＧＮＤ）と接続され、水晶共振子２１の入力電極２３は、負荷容量ＣＤ’を介して接地電位（ＧＮＤ）と接続される。

【0004】

図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路における負性抵抗の周波数特性を図６で示す。図６の縦軸は負性抵抗、図６の横軸は周波数をそれぞれ示している。また、図６の負性抵抗の周波数特性は、図５の出力電極２２、入力電極２３、及び水晶共振子２１に内在する等価並列容量（図示せず）以外の水晶共振子２１を取り除いて計算した値である。図６の８０ＭＨｚの周波数では、負性抵抗は、絶対値が最大となる−２３０Ωが得られている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかし、従来の一般的なコルピッツタイプ発振回路によると、図６で理解できるように、８０ＭＨｚから高周波側に移動すると、負性抵抗の絶対値は、小さくなって、高周波での負性抵抗を確保することが困難である。負性抵抗は、発振回路側の発振起動条件の指標であり、図５の水晶共振子２１の内部抵抗（図示せず）に対して、負性抵抗が負の値であり、且つその負性抵抗の絶対値が、水晶共振子２１の内部抵抗より大きくなけれは発振起動しない。例えば、図６の負性抵抗の周波数特性で６００ＭＨｚの発振起動をする場合は、その負性抵抗の値は−２５Ωであり、水晶共振子２１の内部抵抗が２５Ωより小さい場合でなければ、発振起動をしない。

【0006】

図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路において、高周波での負性抵抗が得らない要因の一つとして、電流源２４の内部抵抗ＲＩＧ’、制限抵抗ＲＤ’、及び負荷容量ＣＤ’で構成されるローパスフィルター（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ、以下「ＬＰＦ」という。）特性による高周波での利得低下がある。例えば、内部抵抗ＲＩＧ’や制限抵抗ＲＤ’、及び負荷容量ＣＤ’の値を小さくし、ＬＰＦ特性のカットオフ周波数を高周波側に移動させることで、高周波での利得低下を抑止し、高周波での負性抵抗の絶対値は大きくなる。しかし、内部抵抗ＲＩＧ’や負荷容量ＣＤ’の値を小さくすると、水晶共振子２１に流れ込む電流が過大になり、水晶共振子２１の損傷による発振不起動、過剰な発振周波数の変動、または発振回路の位相余裕不足などを生じる場合があるという課題がある。

【0007】

本発明は以上のような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、高周波での負性抵抗の確保を容易にし、安定した発振起動を可能にする発振回路を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0008】

前記目的を達成するため本発明の請求項１に係る発振回路は、入力電極及び出力電極を有する共振子と、直流利得を決定する利得段アンプと、負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプを有し、前記利得段アンプの入力端が、前記出力電極と、第１容量を介して電源と、第１抵抗を介して前記利得段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、前記電流駆動段アンプの入力端が、前記利得段アンプの出力端と、第２容量を介して前記電流駆動段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、前記入力電極が、第２抵抗を介して前記電流駆動段アンプの出力端と、第３容量を介して電源とに、それぞれ接続され、前記利得段アンプは、第１トランジスタと、第１内部抵抗を内在する第１電流源とを有し、前記電流駆動段アンプは、第２トランジスタと、第２内部抵抗を内在する第２電流源とを有し、前記利得段アンプの入力端は、前記第１トランジスタに接続され、前記利得段アンプの出力端は、電源間に前記第１電流源と前記第１トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、前記電流駆動段アンプの入力端は、前記第２トランジスタに接続され、前記電流駆動段アンプの出力端は、電源間に前記第２電流源と前記第２トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より大きい場合は、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第１内部抵抗と前記第２容量と前記第３容量とでバンドパスフィルター（Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ、以下「ＢＰＦ」という）を構成したことを特徴とする。

【0009】

また、同じく前記目的を達成するため本発明の請求項２に係る発振回路は、入力電極及び出力電極を有する共振子と、直流利得を決定する利得段アンプと、負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプを有し、前記利得段アンプの入力端が、前記出力電極と、第１容量を介して電源と、第１抵抗を介して前記利得段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、前記電流駆動段アンプの入力端が、前記利得段アンプの出力端と、第２容量を介して前記電流駆動段アンプの出力端とに、それぞれ接続され、前記入力電極が、第２抵抗を介して前記電流駆動段アンプの出力端と、第３容量を介して電源とに、それぞれ接続され、前記利得段アンプは、第１トランジスタと、第１内部抵抗を内在する第１電流源とを有し、前記電流駆動段アンプは、第２トランジスタと、第２内部抵抗を内在する第２電流源とを有し、前記利得段アンプの入力端は、前記第１トランジスタに接続され、前記利得段アンプの出力端は、電源間に前記第１電流源と前記第１トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、前記電流駆動段アンプの入力端は、前記第２トランジスタに接続され、前記電流駆動段アンプの出力端は、電源間に前記第２電流源と前記第２トランジスタとが直列接続された接続点に接続され、前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より小さい場合は、前記第２トランジスタと前記第２内部抵抗と前記第２抵抗と前記第３容量とでＬＰＦを構成したことを特徴とする。

【0010】

また、同じく前記目的を達成するために本発明の請求項３に係る発振回路は、前記請求項１及び前記請求項２の発振回路であって、更に、前記第１容量と前記第３容量を、それぞれ容量可変素子で構成したことを特徴とする。

【発明の効果】

【0011】

本発明の請求項１に係る発振回路によれば、直流利得を決定する利得段アンプと、周波数特性などの負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプとを別々に構成するため、高周波での発振回路の利得低下を抑止するので、高周波の負性抵抗の確保を容易にし、安定した発振起動を可能にする。加えて、前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より大きい場合は、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第１内部抵抗と前記第２容量と前記第３容量とでＢＰＦが構成されるので、図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路のようなＬＰＦ特性における任意の周波数でＢＰＦの極周波数が生成されることで、高周波での発振回路の発振させたい周波数の利得低下を抑止する。

【0012】

本発明の請求項２に係る発振回路によれば、直流利得を決定する利得段アンプと、周波数特性などの負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプとを別々に構成するため、高周波での発振回路の利得低下を抑止するので、高周波の負性抵抗の確保を容易にし、安定した発振起動を可能にする。加えて、前記第１内部抵抗と前記第１トランジスタの出力抵抗との並列接続による合成抵抗の値が前記第２トランジスタの相互コンダクタンスの逆数の値より小さい場合は、前記第２トランジスタと前記第２内部抵抗と前記第２抵抗と前記第３容量とでＬＰＦが構成されるが、図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路よりＬＰＦ特性の極周波数を高く設定でき、高周波での発振回路の発振させたい周波数の利得低下を抑止する。

【0013】

本発明の請求項３に係る発振回路によれば、上述した効果に加え、前記第１容量と前記第３容量を、容量可変素子で構成することで、発振周波数を可変する電圧制御型発振回路の構成を可能にする。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の第１実施例の発振回路を示す電気回路図。

【図2】同じく、小信号等価回路で示す電気回路図。

【図3】図１の発振回路における負性抵抗の周波数特性を示す説明図。

【図4】本発明の第２実施例の発振回路を示す電気回路図。

【図5】一般的なコルピッツタイプ発振回路を示す電気回路図。

【図6】図５の発振回路における負性抵抗の周波数特性を示す説明図。

【発明を実施するための形態】

【0015】

まず、図１に基づいて、本発明に係る発振回路の第１の実施形態を説明する。第１の実施形態は、直流利得を決定する利得段アンプ８と、負荷駆動能力を決定する電流駆動段アンプ１３を主たる構成要素とする。また、水晶共振子１には、出力電極２、及び入力電極３が設けられている。前記水晶共振子１の出力電極２は、利得段アンプ８の入力端６を介して第１トランジスタであるＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のベースに接続され、且つ第１抵抗である帰還抵抗ＲＦを介してＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のコレクタに接続される。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のエミッタは、電源である接地電位（ＧＮＤ）に接続される。そして、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のコレクタは、第１内部抵抗である内部抵抗ＲＩＧを内在する第１電流源である電流源４を介して電源である電源電位（ＶＣＣ）に接続され、且つ利得段アンプ８の出力端７に接続される。

【0016】

利得段アンプ８の出力端７は、電流駆動段アンプ１３の入力端１１を介して第２トランジスタであるＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のベースに接続され、第２容量である容量ＣＢＥを介してＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のエミッタに接続されている。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のコレクタは、電源である電源電位（ＶＣＣ）に接続されている。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のエミッタは、第２内部抵抗である内部抵抗ＲＩＤを内在する第２電流源である電流源９を介して電源である接地電位（ＧＮＤ）に接続され、且つ電流駆動段アンプ１３の出力端１２と接続されている。

【0017】

そして、水晶共振子１の出力電極２は、第１容量である負荷容量ＣＧを介して電源である接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。水晶共振子１の入力電極３は、第２抵抗である制限抵抗ＲＤを介して電流駆動段アンプ１３の出力端１２と接続され、且つ第３容量である負荷容量ＣＤを介して電源である接地電位（ＧＮＤ）と接続されている。

【0018】

図１の利得段アンプ８は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５を使用したエミッタ接地回路、図１の電流駆動段アンプ１３は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０を使用したコレクタ接地回路を使用しているが、バイポーラトランジスタの場合に限らず、各種のＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用しても良い。

【0019】

次に、図２に基づいて、本発明に係る発振回路の第１の実施形態を小信号等価回路にて説明する。図２は、本発明を理解しやすいよう、図１で示した各ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５，１０を入力抵抗など省略した小信号等価回路に置きかえたものである。すなわち、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のコレクタ−エミッタ間には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５のベース−エミッタ間の電位差によって制御される相互コンダクタンスｇｍ５と出力抵抗ｒｏ５とが並列接続されている。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０も同様に、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のベース−エミッタ間の電位差によって制御される相互コンダクタンスｇｍ１０と出力抵抗ｒｏ１０とが並列接続されている。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のベース−エミッタ間には、容量ＣＢＥが接続されているが、この容量ＣＢＥを設けずに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０のベース−エミッタ間の寄生容量のみで構成する場合もありえる。

【0020】

図２で示す電流駆動段アンプ１３の出力端１２における等価的な誘導（Ｌ）は、利得段アンプ８の出力端７に見える抵抗の値と、相互コンダクタンスｇｍ１０の逆数の値と、容量ＣＢＥの値によって決定し、以下の式（１）、（２）で示す事ができる。なお、各符号（例えばＲｓ等）は、式（１）、（２）では値として適用する。
Ｌ＝{Ｒｓ−（１／ｇｍ１０）}・ＣＢＥ／ｇｍ１０ （１）
Ｒｓ＝（ＲＩＧ・ｒｏ５）／（ＲＩＧ＋ｒｏ５） （２）
式（１）、（２）で示したように、電流源４の内部抵抗ＲＩＧとＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５の出力抵抗ｒｏ５との並列接続による合成抵抗Ｒｓの値が、相互コンダクタンスｇｍ１０の逆数の値より大きい場合は、等価的な誘導（Ｌ）の値を取る。また、合成抵抗Ｒｓの値が、相互コンダクタンスｇｍ１０の逆数の値より小さい場合は、式（１）は、負の値となり、等価的な容量（Ｃ）の値を取る。

【0021】

また、図２の電流駆動段アンプ１３の出力端１２から見たインピーダンスは、下記式（３）で示すように、相互コンダクタンスｇｍ１０の逆数の値とＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０の出力抵抗ｒｏ１０の値と電流源９の内部抵抗ＲＩＤの値とで求められる合成抵抗の値と、制限抵抗ＲＤの値と、負荷容量ＣＤの値とでＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）を持つ。なお、式（３）中の“//”は、並列接続による合成抵抗を意味し、各符号（例えばｇｍ１０等）は、式（３）では値として適用する。
ωｃ≒［［{（１／ｇｍ１０）// ｒｏ１０ // ＲＩＤ} ＋ ＲＤ］・ＣＤ］^−１ （３）
しかし、式（１）で示したように、等価的な誘導（Ｌ）を有する場合、その等価的な誘導（Ｌ）の値と負荷容量ＣＤの値とによって、ＢＰＦ特性の極周波数が生成される。言い換えれば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５とＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０と内部抵抗ＲＩＧと容量ＣＢＥと負荷容量ＣＤとでＢＰＦが構成される。したがって、式（１）で示す等価的な誘導（Ｌ）を有する本発明に係る第１の実施形態の場合は、式（３）で示したＬＰＦ特性の極周波数とは別に、ＢＰＦ特性の極周波数が生成されることで、高周波側の発振させたい周波数の利得低下を抑制し、高周波の負性抵抗を確保することが可能となる。なお、式（３）は、正確には水晶共振子１の等価並列容量（図示せず）の値を介して見える負荷容量ＣＧの値なども含めなければならない。

【0022】

また、式（１）が負の値となる等価的な容量（Ｃ）を有する場合においても、式（３）で示した相互コンダクタンスｇｍ１０の逆数の値と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０の出力抵抗ｒｏ１０の値と、電流源９の内部抵抗ＲＩＤの値と、制限抵抗ＲＤの値と、負荷容量ＣＤの値とによって、ＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）の値は決定される。言い換えれば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０と内部抵抗ＲＩＤと制限抵抗ＲＤと負荷容量ＣＤとでＬＰＦが構成される。しかし、図５で示した一般的なコルピッツタイプ発振回路におけるＬＰＦ特性の極周波数は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５の出力抵抗ｒｏ５や内部抵抗ＲＩＧなどで決定され、直流利得を確保する為、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５の出力抵抗ｒｏ５や内部抵抗ＲＩＧは、大きな値に設定されている。高周波の負性抵抗を確保する場合、そのＬＰＦ特性の極周波数を高くする必要があるため、図５で示した一般的なコルピッツタイプ発振回路では、発振回路の直流利得に作用するＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５の出力抵抗ｒｏ５の値を小さくしなければならない。よって、図５で示した一般的なコルピッツタイプの発振回路では、高周波で充分な利得を得られない場合があり得る。これに対して、式（１）で示す等価的な容量（Ｃ）を有する本発明に係る第１の実施形態の場合は、直流利得に作用しない駆動能力を決定する電流駆動段アンプ１３によってＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）の値を高くすることができ、高周波側の発振させたい周波数の利得低下を抑制し、高周波の負性抵抗を確保することが可能となる。

【0023】

次に図３に基づいて、図１で示した本発明に係る発振回路の第１の実施形態の発振回路における負性抵抗の周波数特性を説明する。なお、図３の負性抵抗の周波数特性は、図１の出力電極２、入力電極３、及び水晶共振子１に内在する等価並列容量（図示せず）以外の水晶共振子１を取り除いて計算した値である。そして、図３のＣａｓｅ１で示した曲線は、上述した式（１）において、等価的な誘導（Ｌ）を持たせた場合の負性抵抗の周波数特性である。また、図３のＣａｓｅ２で示した曲線は、上述した式（１）において、等価的な容量（Ｃ）を持たせた場合の負性抵抗の周波数特性である。また、図３のＣｏｎｖで示した曲線は、本発明と比較するため、図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路における負性抵抗の周波数特性を示した図６の曲線を再掲載したものである。

【0024】

例えば、６００ＭＨｚの発振起動を目的とする場合は、上述したように、図３のＣｏｎｖで示した曲線では、負性抵抗の値は、−２５Ωであり、水晶共振子１の内部抵抗は２５Ωより小さい場合でなければ、発振起動をしない。しかし、図３のＣａｓｅ１の曲線で示した等価的な誘導（Ｌ）を有する本発明の第１の実施形態の負性抵抗の値は、−１３０Ωであり、図３のＣｏｎｖの曲線で示した図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路の負性抵抗の値と比較して、その負性抵抗の値は５倍以上であり、６００ＭＨｚにおいて充分に負性抵抗を確保することが可能である。上述したように、等価的な誘導（Ｌ）と負荷容量ＣＤの値とによってＢＰＦ特性の極周波数を持ち、７００ＭＨｚ近辺にその極周波数を持たせたことで、負性抵抗の値は、６００ＭＨｚで大きくなる。また、ＢＰＦ特性の極周波数は、負荷容量ＣＤと制限抵抗ＲＤを一定の値にした場合においても、式（１）記載のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０の相互コンダクタンスｇｍ１０などで調整することで、７００ＭＨｚ以上の周波数でＢＰＦ特性の極周波数を生成することができ、６００ＭＨｚ以上の高周波においても、充分に負性抵抗の値を確保することが可能である。したがって、図５で示した一般的なコルピッツタイプ発振回路の負性抵抗と比較して、等価的な誘導（Ｌ）を有する本発明の第１の実施形態の負性抵抗は、高周波での負性抵抗を確保することが可能である。

【0025】

また、同様に図３のＣａｓｅ２の曲線で示す等価的な容量（Ｃ）を有する本発明の第１の実施形態の負性抵抗の値は、６００ＭＨｚで−９０Ωである。図３のＣａｓｅ１の曲線で示す等価的な誘導（Ｌ）を有する本発明の第１の実施形態の負性抵抗の値（−１３０Ω）よりも小さいが、図３のＣｏｎｖの曲線で示した図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路の負性抵抗の値と比較して、その負性抵抗の値は３倍以上であり、６００ＭＨｚにおいて充分に負性抵抗を確保することが可能である。上述したように、等価的な容量（Ｃ）によって、ＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）の値は、図５の一般的なコルピッツタイプ発振回路のＬＰＦ特性の極周波数よりも高くなり、高周波での利得低下を抑止する。また、ＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）は、式（３）記載のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１０の相互コンダクタンスｇｍ１０などで調整して、６００ＭＨｚ以上にＬＰＦ特性の極周波数（ωｃ）を移動させることで、６００ＭＨｚ以上の高周波においても、充分な負性抵抗の値を確保することが可能である。したがって、図５で示した一般的なコルピッツタイプ発振回路の負性抵抗と比較して、等価的な容量（Ｃ）を有する本発明の第１の実施形態の負性抵抗は、高周波の負性抵抗を確保することが可能である。

【0026】

次に、図４に基づいて、本発明に係る発振回路の第２の実施形態を説明する。第２実施形態は、上述した第１実施形態において、各負荷容量をバリキャップダイオードなどの容量可変素子に置き換えた構成である。具体的には、第１実施形態の負荷容量ＣＧを容量可変素子である容量可変素子ＣＧＶに、負荷容量ＣＤを容量可変素子である容量可変素子ＣＤＶに、各々置き換えた発振回路である。また、各容量可変素子ＣＧＶ，ＣＤＶは、その容量値を設定する為の外部印加電圧源（図示せず）が接続される。第１の実施形態の発振回路における発振周波数は、水晶共振子１、負荷容量ＣＧ、負荷容量ＣＤによって決定される。したがって、その各負荷容量ＣＧ，ＣＤを各容量可変素子ＣＧＶ，ＣＤＶに置き換えた第２の実施形態は、言い換えれば、発振周波数を変更できる電圧制御型発振回路の構成となる。そして、第２の実施形態で得られる効果と第１の実施形態で得られる効果は同じである。したがって、第２の実施形態は、電圧制御型発振回路において、高周波の負性抵抗の確保を容易にし、安定した発振起動を可能にしたものである。

【0027】

なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、例えば水晶共振子１以外にも、ＳＡＷ、ＦＢＡＲ、セラミック等を含む共振子でも適用可能である。また、電流源４及び電流源９は、トランジスタなどを用いた電流源回路でも適用可能である。そして、制限抵抗ＲＤは、電流駆動段アンプ１３の出力インピーダンスによっては、この出力インピーダンスを制限抵抗として使用し、別途制限抵抗ＲＤを設けない場合もある。

【符号の説明】

【0028】

１ 水晶共振子
２ 水晶共振子の出力電極
３ 水晶共振子の入力電極
４、９ 電流源
５、１０ ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
６ 利得段アンプの入力端
７ 利得段アンプの出力端
８ 利得段アンプ
１１ 電流駆動段アンプの入力端
１２ 電流駆動段アンプの出力端
１３ 電流駆動段アンプ
ＣＧ，ＣＤ 負荷容量
ＣＢＥ 容量
ＲＦ 帰還抵抗
ＲＤ 制限抵抗
ＲＩＧ，ＲＩＤ 内部抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】