特許 6596558 電力変換装置及び電力変換システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6596558

(24)【登録日】2019年10月4日

(45)【発行日】2019年10月23日

(54)【発明の名称】電力変換装置及び電力変換システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20191010BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20191010BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 H

   H02M7/12 W

   H02M7/48 M

【請求項の数】5

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2018-200183(P2018-200183)

(22)【出願日】2018年10月24日

(62)【分割の表示】特願2015-35176(P2015-35176)の分割

【原出願日】2015年2月25日

(65)【公開番号】特開2019-13148(P2019-13148A)

(43)【公開日】2019年1月24日

【審査請求日】2018年11月8日

(31)【優先権主張番号】特願2014-128019(P2014-128019)

(32)【優先日】2014年6月23日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】505461072

【氏名又は名称】東芝キヤリア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001737

【氏名又は名称】特許業務法人スズエ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】梁瀬 裕行

(72)【発明者】

【氏名】久保田 洋平

(72)【発明者】

【氏名】石田 圭一

(72)【発明者】

【氏名】温品 治信

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開平８−３２２２５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−２５９３４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−３１４０８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平２−７８７１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／００−３／４４

Ｈ０２Ｍ ７／００−１１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流変換するインバータと、
前記交流電源と前記コンバータとの間の電源ラインに接続されたノイズフィルタと、
前記コンバータへの入力電圧を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出電圧が設定値以上の場合に前記コンバータのスイッチングを停止し、その後、前記コンバータのスイッチングの再開に際し、その開始タイミングを前記検出手段の検出電圧のピーク値またはピーク値付近に合わせる制御手段と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記交流電源は、三相交流電源であり、
前記ノイズフィルタは、前記三相交流電源と前記コンバータとの間の各相電源ラインの相互間に接続された３つの線間コンデンサであり、
前記検出手段は、前記各相電源ラインのいずれか１つと前記コンバータの負側出力との間の相電圧を検出する、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御手段は、前記コンバータのスイッチングの開始に際し、その開始タイミングを前記検出手段が検出する相電圧のピーク値の直前とした、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。

【請求項4】

請求項１記載の電力変換装置を複数備えこれら電力変換装置を制御するシステム制御部を備えた電力変換システムであって、
前記システム制御部は、
前記各電力変換装置の運転台数の増加に際し、運転中の前記各電力変換装置におけるコンバータのスイッチング周波数が第１および第２スイッチング周波数の混在である場合、その第２スイッチング周波数を予め第１スイッチング周波数に切換え、
前記各電力変換装置の運転台数の減少に際し、運転中の前記各電力変換装置におけるコンバータのスイッチング周波数が第１スイッチング周波数である場合、その第１スイッチング周波数を第２スイッチング周波数に切換える、
ことを特徴とする電力変換システム。

【請求項5】

前記各電力変換装置の制御手段は、前記コンバータのスイッチングを第１スイッチング周波数で開始し、この開始後、前記検出手段の検出電圧が前記設定値以上の場合に前記コンバータのスイッチングを一旦停止しそのスイッチングを第２スイッチング周波数（＞第１スイッチング周波数）で再開し、この再開後、前記検出手段の検出電圧が前記設定値以上となる毎に前記コンバータのスイッチングを一旦停止しそのスイッチングを停止前と異なる第１または第２スイッチング周波数で再開する、
前記システム制御部は、前記各電力変換装置の運転台数を負荷に応じて制御する、
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、交流電源の電圧を直流変換しその直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換する電力変換装置、およびその電力変換装置を複数備えた電力変換システムに関する。

【背景技術】

【0002】

交流電源の電圧を直流変換するコンバータ、このコンバータの出力端に接続された平滑コンデンサ、この平滑コンデンサの電圧を所定周波数の交流電圧に変換するインバータを備え、インバータの出力を負荷たとえばモータの駆動電力として出力する電力変換装置が知られている。

【0003】

リアクタ、ダイオード、スイッチング素子を有するＰＷＭコンバータを用いた電力変換装置の場合、ＰＷＭコンバータのスイッチングに伴うノイズが電源電圧に重畳し、重畳したノイズが同じ交流電源に接続されている他の電気機器に伝わってその電気機器の運転に悪影響を与える可能性がある。その対策として、交流電源とＰＷＭコンバータとの間の電源ラインに、ノイズフィルタが接続される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００７−２２１８５８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

交流電源と電力変換装置との間の電源ラインには電源ラインインピーダンスが存在し、その電源ラインインピーダンスのインダクタ成分、上記ノイズフィルタのコンデンサ、ＰＷＭコンバータのリアクタにより共振回路が形成される。この共振回路は、電源ラインインピーダンスのインダクタンス、コンデンサの容量、リアクタのインダクタンスによって定まる共振周波数を有する。

【0006】

ただし、電源ラインインピーダンスは、電源側の状況により定まるもので、固定ではない。さらに、電源も商用電源であったり、自家発電電源やその組み合わせ等の種々のケースがある。このため、場合によっては、共振回路の共振周波数がＰＷＭコンバータのスイッチング周波数に接近することがある。この場合、ＰＷＭコンバータへの入力電圧、すなわち電源電圧、が大きく振動して異常上昇する。この入力電圧の異常上昇は、当該電力変換装置の電気部品を破壊する可能性がある。同じ交流電源に接続されている他の機器の電気部品を破壊する可能性もある。

【0007】

本発明の実施形態の目的は、入力電圧の異常上昇を回避できる電力変換装置および電力変換システムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0008】

請求項１の電力変換装置は、交流電源の電圧を直流変換するとともにスイッチングによる昇圧機能を有するコンバータと、このコンバータの出力電圧を交流変換するインバータと、交流電源とコンバータとの間の電源ラインに接続されたノイズフィルタと、コンバータへの入力電圧を検出する検出手段と、この検出手段の検出電圧が設定値以上の場合にコンバータのスイッチングを停止し、その後、前記コンバータのスイッチングの再開に際し、その開始タイミングを前記検出手段の検出電圧のピーク値またはピーク値付近に合わせる制御手段と、を備える。

【0009】

請求項４の電力変換システムは、請求項１記載の電力変換装置を複数備え、これら電力変換装置を制御するシステム制御部を備える。システム制御部は、各電力変換装置の運転台数の増加に際し、運転中の各電力変換装置におけるコンバータのスイッチング周波数が第１および第２スイッチング周波数の混在である場合、その第２スイッチング周波数を予め第１スイッチング周波数に切換える。さらに、システム制御部は、各電力変換装置の運転台数の減少に際し、運転中の各電力変換装置におけるコンバータのスイッチング周波数が第１スイッチング周波数である場合、その第１スイッチング周波数を第２スイッチング周波数に切換える。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】第１実施形態の構成を示すブロック図。

【図2】第１および第２実施形態におけるＰＷＭコンバータのスイッチング用のキャリア信号およびＰＷＭ信号を示す図。

【図3】第１および第２実施形態の異常時の入力電流、線間電圧、Ｒ相入力電圧を示す図。

【図4】第１および第２実施形態における共振回路の周波数特性を示す図。

【図5】第１実施形態の制御を示すフローチャート。

【図6】第１および第２実施形態の正常時の入力電流、線間電圧、Ｒ相入力電圧を示す図。

【図7】第２実施形態の構成を示すブロック図。

【図8】第２実施形態におけるシステム制御部の制御を示すフローチャート。

【図9】第２実施形態における各電力変換装置の制御を示すフローチャート。

【発明を実施するための形態】

【0011】

［１］第１実施形態
以下、第１実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、商用の三相交流電源１にブレーカ３を介して電力変換装置１００のコンバータいわゆるＰＷＭコンバータ２０が接続され、そのＰＷＭコンバータ２０の出力端に平滑コンデンサ５が接続される。そして、平滑コンデンサ５にインバータ５０が接続され、そのインバータ５０の出力端に負荷たとえばブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続される。ブラシレスＤＣモータ６は例えば圧縮機を駆動する。

【0012】

ＰＷＭコンバータ２０は、リアクタ２１，２２，２３、これらリアクタ２１，２２，２３を介した入力電圧を受けるダイオード３１ａ〜３６ａのブリッジ回路、これらダイオード３１ａ〜３６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＭＯＳＦＥＴ３１〜３６を備え、ダイオード３１ａ〜３６ａによる整流（直流変換）作用を有するとともに、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフスイッチングによる昇圧・高調波抑制・力率改善等の機能を有する。例えば、１００Ｖの交流電圧を３００Ｖの直流電圧に変換することができる。

【0013】

ダイオード３１ａ〜３６ａのブリッジ回路は、ダイオード３１ａ，３２ａの直列回路、ダイオード３３ａ，３４ａの直列回路、ダイオード３５ａ，３６ａの直列回路により構成される。ダイオード３１ａ，３２ａの相互接続点がＲ相電源ライン（第１電源ライン）４ｒに接続され、ダイオード３３ａ，３４ａの相互接続点がＳ相電源ライン（第２電源ライン）４ｓに接続され、ダイオード３５ａ，３６ａの相互接続点がＴ相電源ライン（第３電源ライン）４ｔに接続される。なお、ダイオード３１ａ〜３６ａは、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３６の寄生ダイオードである。

【0014】

インバータ５０は、ＭＯＳＦＥＴ５１，５２を直列接続し、そのＭＯＳＦＥＴ５１，５２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相直列回路、ＭＯＳＦＥＴ５３，５４を直列接続しそのＭＯＳＦＥＴ５３，５４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相直列回路、ＭＯＳＦＥＴ５５，５６を直列接続しそのＭＯＳＦＥＴ５５，５６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相直列回路を含み、平滑コンデンサ５の電圧を各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換し各ＭＯＳＦＥＴの相互接続点から出力する。なお、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６は、寄生ダイオード５１ａ〜５６ａを有する。インバータ５０とＰＷＭコンバータ２０の各ＭＯＳＦＥＴは、素子構成や定格が同じであるため、同一の素子を使用することもできる。

【0015】

ブラシレスＤＣモータ６は、星形結線された３つの相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する固定子、および永久磁石を有する回転子により構成される。相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界と永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転子が回転する。

【0016】

インバータ５０の出力端とブラシレスＤＣモータ６との間の通電路に出力電流（相巻線電流）検知用の電流センサ６１，６２，６３が取付けられ、この電流センサ６１，６２，６３の検知結果が制御部７０に供給される。

【0017】

一方、ブレーカ３からＰＷＭコンバータ２０にかけての電源ライン４ｒ，４ｓ，４ｔの相互間に、ノイズフィルタとして線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrがそれぞれ接続される。線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrは、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングに伴って電源ライン４ｒ，４ｓ，４ｔ上の電源電圧に重畳するノイズを除去する。

【0018】

電源ライン４ｒ，４ｓ，４ｔのいずれか１つ例えばＲ相電源ライン４ｒと平滑コンデンサ５の負側端子との間に、電圧検出部（検出手段）７が接続される。電圧検出部７は、平滑コンデンサ５の負側端子の電位を基準とするＲ相入力電圧Ｖrnを検出する。この検出結果が制御部７０に供給される。電力変換装置１００は、インバータ５０、ＰＷＭコンバータ２０、各種センサ及び制御部７０で構成されている。

【0019】

なお、三相交流電源１とブレーカ３との間の電源ライン４ｒ，４ｓ，４ｔに、電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔが存在する。

【0020】

制御部７０は、各種の制御動作がプログラミングされたマイクロコンピュータを備え、その主要な機能として次の（１）（２）の手段を有する。
（１）ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング時に電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上に上昇した場合、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止し、停止前と異なるスイッチング周波数でＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを再開する第１制御手段。

【0021】

（２）ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングの開始（再開含む）に際し、その開始タイミングを電圧検出部７の検出電圧Ｖrnのピーク値またはピーク値付近に合せる第２制御手段。

【0022】

なお、上記（１）の第１制御手段は、具体的には、電力変換装置１００の起動時、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを第１スイッチング周波数ｆ１（＝9.0KHz）で開始し、この開始後、電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上の場合にＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止しそのスイッチングを第２スイッチング周波数ｆ２（＝13.0KHz）で再開し、この再開後、電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上となる毎にＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止しそのスイッチングを停止前と異なる第１スイッチング周波数ｆ１または第２スイッチング周波数ｆ２で再開する。

【0023】

つぎに、動作を説明する。ＰＷＭコンバータ２０の駆動時、制御部７０は、図２に示すように、キャリア信号（三角波信号）Ｅｏを正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗでパルス幅変調（ＰＷＭ；キャリア信号Ｅｏと正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとを電圧比較）することによりＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，ＤｗによりＰＷＭコンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６をオン，オフ駆動する。これは、３つの相のＭＯＳＦＥＴを共にスイッチングする３相スイッチングモードのオン，オフ駆動であり、高調波電流を抑制できるとともに、昇圧作用が得られる。

【0024】

キャリア信号Ｅｏとして周波数9.0KHzのキャリア信号Ｅｏ１および周波数13.0KHzのキャリア信号Ｅｏ２の２種類が用意されており、そのキャリア信号Ｅｏ１，Ｅｏ２を生成するためのデータが制御部７０の内部メモリに格納されている。制御部７０は、内部メモリのデータに基づき、キャリア信号Ｅｏ１，Ｅｏ２のいずれか一方を選択的に生成する。キャリア信号Ｅｏ１を生成した場合、スイッチング周波数が第１スイッチング周波数ｆ１である9.0KHzとなる。キャリア信号Ｅｏ２を生成した場合、スイッチング周波数が第２スイッチング周波数である13.0KHzとなる。

【0025】

ＰＷＭコンバータ２０の起動時、制御部７０は、キャリア信号Ｅｏ１を生成してＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を低い方の9.0KHz（第１スイッチング周波数）に設定する。13.0KHz（第２スイッチング周波数）でスイッチングするよりも、9.0KHz（第１スイッチング周波数）でスイッチングするほうが、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング損失が少ない。

【0026】

正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、三相交流電源１のＲ相電圧Ｖｕ，Ｓ相電圧Ｖｖ，Ｔ相電圧Ｖｗの周期に同期するもので、入力電流の検知に基づいて制御部７０が生成する。この正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの電圧レベルを調整することにより、３相スイッチングモードのほかに２相スイッチングモードおよび１相スイッチングモードの設定も可能である。２相スイッチングモードは、３相スイッチングモードと同じく、高調波電流を抑制できるとともに、昇圧作用が得られる。１相スイッチングモードの場合、ほぼ昇圧はなしで、電源力率が向上できる。

【0027】

一方、電源ライン４ｒ，４ｓ，４ｔに存在する電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔのインダクタ成分、線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtr、およびＰＷＭコンバータ２０のリアクタ２１，２２，２３により、共振回路が形成される。この共振回路の共振周波数ｆｏは、電源ラインインピーダンス２ｒのインダクタンスをＬ１、線間コンデンサＣrsの容量をＣ１、リアクタ２１のインダクタンスをＬ２としたとき、下式により表わされる。

【数1】

【0028】

前述のとおり、電力変換装置１００が接続される電源の状況が、多岐にわたるため、電源ラインインピーダンス２ｒ，２ｓ，２ｔは、固定ではなく、様々な値をとる。このため、場合によって共振周波数ｆｏが異なり、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数に接近することがある。この場合、図３に示すように、ＰＷＭコンバータ２０への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに高周波が重畳し、それに伴い、線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrのそれぞれ両端電圧である線間電圧（ＰＷＭコンバータ２０への入力電圧）Ｖrs，Ｖst，Ｖtrが大きく振動して異常上昇する。線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの定格値が例えば２００Ｖの場合、異常上昇のピーク値は４００Ｖにも達する。

【0029】

この線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動は、平滑コンデンサ５の負側端子の電位を基準とするＲ相入力電圧Ｖrn，Ｓ相入力電圧Ｖsn，Ｖ相入力電圧Ｖtnの大きな振動となって現われる。なお、図３では線間電圧ＶrsおよびＲ相入力電圧Ｖrnのみを代表的に示している。

【0030】

共振周波数ｆｏが7.5KHzである共振回路の周波数特性を図４に示す。7.5KHzを含む周波数領域5.5KHz〜9.2KHzにおいて、共振回路の電圧が０dB以上となる。線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動を回避するためには、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を上記周波数領域5.5KHz〜9.2KHzから外す必要がある。スイッチング周波数が、この周波数領域を外れると、共振回路の電圧が０dB未満となるため、共振は発生せず、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrが振動することはない。

【0031】

そこで、制御部７０は、図５のフローチャートに示す制御を実行する。
ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング動作時（ステップＳ１のＹＥＳ）、制御部７０は、電圧検出部７で検出されるＲ相入力電圧Ｖrnと設定値Ｖ１とを比較する（ステップＳ２）。設定値Ｖ１は、共振によるＲ相入力電圧Ｖrnの大きな振動を捕らえるための閾値である。

【0032】

Ｒ相入力電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上の場合（ステップＳ２のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止する（ステップＳ３）。この一旦停止により、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動および異常上昇を回避することができる。

【0033】

ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止しても、ＰＷＭコンバータ２０はダイオード３１ａ〜３６ａによる全波整流を続けるので、インバータ５０の駆動によるブラシレスＤＣモータ６の運転を続けることができる。

【0034】

一旦停止後、制御部７０は、ＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成するためのキャリア信号Ｅｏを、それまでの9.0KHzのキャリア信号Ｅｏ１から、13.0KHzのキャリア信号Ｅｏ２に切換える（ステップＳ４）。この切換え後、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを再開する（ステップＳ５）。

【0035】

この再開時、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数は、共振周波数ｆｏ＝7.5KHzから2KHz以上離れた13.0KHzである。よって、図６に示すように、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが振動のない滑らかな波形となり、それに伴い、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrも振動のない滑らかな波形となる。同様にＲ相入力電圧Ｖrn，Ｓ相入力電圧Ｖsn，Ｖ相入力電圧Ｖtnも振動のない滑らかな波形となり、電源電圧が異常に上昇することはない。

【0036】

共振周波数ｆｏの変化による線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動および異常上昇を回避できるので、ＰＷＭコンバータ２０の電気部品の破壊を防ぐことができる。同じ三相交流電源１に接続されている他の機器の電気部品の破壊も防ぐことができる。なお、線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrの容量等のノイズフィルタの定数設定によって、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの滑らかさは異なる。ノイズフィルタのノイズ低減効果が低い場合には、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrは、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングによるノイズが若干重畳した波形となる。Ｒ相入力電圧Ｖrn，Ｓ相入力電圧Ｖsn，Ｖ相入力電圧Ｖtnのうち、１つのＲ相入力電圧Ｖrnのみを検出すればよいので、部品点数の削減およびそれに伴うコスト低減が図れる。

【0037】

なお、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを再開した後、後日、電源側の回路や設備の変更などで共振周波数ｆｏが変化してスイッチング周波数13.0KHzに接近する可能性もある。
この場合、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrが大きく振動し、Ｒ相入力電圧Ｖrnが再び設定値Ｖ１以上となるので（ステップＳ１のＹＥＳ、ステップＳ２のＹＥＳ）、制御部７０は、上記同様、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止する（ステップＳ３）。そして、制御部７０は、ＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成するためのキャリア信号Ｅｏを、それまでの13.0KHzのキャリア信号Ｅｏ２から、9.0KHzのキャリア信号Ｅｏ１に切換える（ステップＳ４）。この切換え後、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを再開する（ステップＳ５）。

【0038】

こうして、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を13.0KHzから9.0KHzに切換えることにより、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動および異常上昇を回避することができる。

【0039】

一方、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングの開始（再開含む）に際し、その開始タイミングを電圧検出部７で検出されるＲ相入力電圧Ｖrnのピーク値またはピーク値付近に合せる。この開始時点のＲ相入力電圧Ｖrnは、図６のように振動のない滑らかな波形である。

【0040】

スイッチングの開始後、スイッチング周波数が共振周波数ｆｏに接近している場合は、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrが大きく振動し、Ｒ相入力電圧Ｖrnも大きく変動する。このＲ相入力電圧Ｖrnの振動のピーク値は、図３に示しているように、線間電圧Ｖrsの振動のピーク値よりも早い位相で現われる。ここで、電圧検出部７は、Ｒ相入力電圧Ｖrnを検出するようになっている。したがって、線間電圧Ｖrsの振動がピーク値に達する前に、Ｒ相入力電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上となる。また、線間電圧Ｖrs，Ｖstが過大な電圧となるのは、線間電圧Ｖrsの振動がピーク値に達するよりも後のタイミングである。

【0041】

つまり、電源電圧が振動する場合において、電圧検出部７が検出する相の電圧がピーク値に達する付近の位相、好ましくはピーク値に達するわずかに前のタイミングで、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを開始させることで、いずれの線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの振動もピーク値に達する前の早い時点で、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止することができる。よって、共振による線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動および異常上昇を早期に捕らえて回避することができ、安全性がより向上する。

【0042】

［２］第２実施形態
第２実施形態では、図７に示すように、三相交流電源１にブレーカ３を介して複数の電力変換装置１００が接続され、その各電力変換装置１００の出力端にそれぞれブラシレスＤＣモータ６が接続される。各電力変換装置１００の基本構成は、第１実施形態と同じで、さらに各電力変換装置１００の制御部７０に、システム制御部８０が接続され、この制御部７０には、システム制御部８０との間で通信可能な通信手段（図示省略）が追加される。各電力変換装置１００からシステム制御部８０には、運転中のＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数のデータが送信され、システム制御部８０から各電力変換装置１００に対しては、運転停止及びＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を指令する信号が出力される。各ブラシレスＤＣモータ６は、例えば１台のヒートポンプ式熱源機に搭載された複数の圧縮機をそれぞれ駆動する。

【0043】

これら電力変換装置１００およびシステム制御部８０により、電力変換システムが構成される。

【0044】

システム制御部８０は、各種の制御動作がプログラミングされたマイクロコンピュータを備え、その主要な機能として次の（１１）〜（１３）の手段を有する。
（１１）各電力変換装置１００の運転台数を負荷に応じて制御する第１制御手段。

【0045】

（１２）上記第１制御手段による運転台数の増加に際し、運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数が第１および第２スイッチング周波数の混在である場合、その第２スイッチング周波数を予め第１スイッチング周波数に切換える第２制御手段。

【0046】

（１３）上記第１制御手段による運転台数の減少に際し、運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数が第１スイッチング周波数である場合、その第１スイッチング周波数を予め第２スイッチング周波数に切換える第３制御手段。

【0047】

なお、上記（１２）の第２制御手段および上記（１３）の第３制御手段は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を各電力変換装置１００から送られる運転情報により認識する。

【0048】

システム制御部８０が実行する制御を図８のフローチャートを参照しながら説明する。
システム制御部８０は、各ブラシレスＤＣモータ６が搭載されているヒートポンプ式熱源機の負荷の大きさに応じて各電力変換装置１００の運転台数を決定する（ステップＳ１１）。

【0049】

決定した運転台数が増加方向の変化である場合（ステップＳ１２のＹＥＳ）、システム制御部８０は、運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数が第１スイッチング周波数ｆ１である例えば9.0KHzと第２スイッチング周波数ｆ２である例えば13.0KHzの混在であるか否かを判定する（ステップＳ１３）。

【0050】

第１スイッチング周波数ｆ１と第２スイッチング周波数ｆ２が混在する場合（ステップＳ１３のＹＥＳ）、システム制御部８０は、第２スイッチング周波数ｆ２でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０に対し、第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１への切換えを指示する（ステップＳ１４）。この後、システム制御部８０は、運転台数の決定に基づく運転開始対象の電力変換装置１００に対し、運転開始を指示する（ステップＳ１５）。この後、システム制御部８０は、ステップＳ１１の処理に戻る。

【0051】

第１スイッチング周波数ｆ１と第２スイッチング周波数ｆ２が混在するということは、第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしても共振が起こらないということである。しかも、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング損失は、第２スイッチング周波数ｆ２でスイッチングする場合よりも、第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングする場合のほうが少ない。したがって、第２スイッチング周波数ｆ２でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０に対し、第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１への切換えを指示する。

【0052】

共振回路の共振周波数ｆｏは、電力変換装置１００の運転台数が増えてノイズフィルタ（線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtr）の並列接続個数が増えるほど低下し、スイッチング周波数ｆ１より低い側に離れる。したがって、運転開始指示を受けた電力変換装置１００のＰＷＭコンバータ２０がスイッチング周波数ｆ１で起動しても、共振は生じない。

【0053】

運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数に第１スイッチング周波数ｆ１と第２スイッチング周波数ｆ２が混在しない場合（ステップＳ１３のＮＯ）、システム制御部８０は、スイッチング周波数の切換えを指示することなく、運転台数の決定に基づく運転開始対象の電力変換装置１００に対し運転開始を指示する（ステップＳ１５）。この後、システム制御部８０は、ステップＳ１１の処理に戻る。

【0054】

第１スイッチング周波数ｆ１と第２スイッチング周波数ｆ２が混在しないということは、運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数が全て第１スイッチング周波数ｆ１である場合、あるいは運転中の各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数が全て第２スイッチング周波数ｆ２である場合のいずれかである。全てが第１スイッチング周波数ｆ１の場合、スイッチング損失が増える第２スイッチング周波数ｆ２にわざわざ高める必要はないので、スイッチング周波数の切換えは不要である。全てが第２スイッチング周波数ｆ２の場合、その第２スイッチング周波数ｆ２は共振を避けるべく第１スイッチング周波数ｆ１から切換えられたものであるから、共振が起こる可能性のある第１スイッチング周波数ｆ１に戻すわけにはいかないので、この場合もスイッチング周波数の切換えはしない。

【0055】

また、決定した運転台数が減少方向の変化である場合（ステップＳ１２のＮＯ、ステップＳ１６のＹＥＳ）、システム制御部８０は、運転中の各電力変換装置１００の中に第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０があるか否かを判定する（ステップＳ１７）。

【0056】

第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０がある場合（ステップＳ１７のＹＥＳ）、システム制御部８０は、第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０に対し、第１スイッチング周波数ｆ１から第２スイッチング周波数ｆ２への切換えを指示する（ステップＳ１８）。この後、システム制御部８０は、運転台数の決定に基づく運転停止対象の電力変換装置１００に対し、運転停止を指示する（ステップＳ１９）。この後、システム制御部８０は、ステップＳ１１の処理に戻る。

【0057】

共振回路の共振周波数ｆｏは、電力変換装置１００の運転台数が減ってノイズフィルタ（線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtr）の並列接続個数が減るほど上昇し、スイッチング周波数ｆ１に近づく。したがって、第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしている状態で運転台数が減少すると、共振が起こる可能性がある。この不具合が生じないよう、実際に運転台数が減少する前に、スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２に高めておくようにしている。

【0058】

運転中の各電力変換装置１００の中に第１スイッチング周波数ｆ１でスイッチングしているＰＷＭコンバータ２０がない場合（ステップＳ１７のＮＯ）、システム制御部８０は、スイッチング周波数の切換えを指示することなく、運転台数の決定に基づく運転停止対象の電力変換装置１００に対し運転停止を指示する（ステップＳ１９）。この後、システム制御部８０は、ステップＳ１１の処理に戻る。

【0059】

一方、各電力変換装置１００の制御部７０は、図９に示す制御を実行する。
すなわち、システム制御部８０から運転開始の指示を受けた場合（ステップＳ２１のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを第１スイッチング周波数ｆ１で開始する（ステップＳ２２）。このＰＷＭコンバータ２０の起動後、制御部７０は、電圧検出部７の検出電圧Ｖrnと設定値Ｖ１とを比較する（ステップＳ２３）。

【0060】

電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上の場合（ステップＳ２３のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止する（ステップＳ２４）。この一旦停止により、線間電圧Ｖrs，Ｖst，Ｖtrの大きな振動および異常上昇を回避することができる。ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止しても、ＰＷＭコンバータ２０はダイオード３１ａ〜３６ａによる全波整流を続けるので、インバータ５０の駆動によるブラシレスＤＣモータ６の運転を続けることができる。

【0061】

一旦停止後、制御部７０は、ＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成するためのキャリア信号Ｅｏを、それまでの9.0KHzのキャリア信号Ｅｏ１から、13.0KHzのキャリア信号Ｅｏ２に切換える（ステップＳ２５）。この切換え後、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを再開する（ステップＳ２６）。この再開時、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数は、共振周波数ｆｏ＝7.5KHzから2KHz以上離れた第２スイッチング周波数ｆ２＝13.0KHzである。よって、電源電圧が異常に上昇することはない。

【0062】

ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングの再開後、制御部７０は、現時点のスイッチング周波数ｆ２を含む当該電力変換装置１００の運転情報をシステム制御部８０に送り（ステップＳ２７）、システム制御部８０からの運転停止指示を監視する（ステップＳ２８）。

【0063】

運転停止指示がない場合（ステップＳ２８のＮＯ）、制御部７０は、ステップＳ２３の処理に戻る。運転停止指示があった場合（ステップＳ２８のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０およびインバータ３０のスイッチングを止めて当該電力変換装置１００の運転を停止する（ステップＳ２９）。

【0064】

電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１未満の場合（ステップＳ２３のＮＯ）、制御部７０は、システム制御部８０からのスイッチング周波数切換指示を監視する（ステップＳ３０，Ｓ３１）。
第１スイッチング周波数ｆ１から第２スイッチング周波数ｆ２への切換指示を受けた場合（ステップＳ３０のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を第１スイッチング周波数ｆ１から第２スイッチング周波数ｆ２へと直ちに変更する（ステップＳ３２）。この変更後、制御部７０は、現時点のスイッチング周波数ｆ２を含む当該電力変換装置１００の運転情報をシステム制御部８０に送り（ステップＳ２７）、システム制御部８０からの運転停止指示を監視する（ステップＳ２８）。

【0065】

第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１への切換指示を受けた場合（ステップＳ３０のＮＯ、ステップＳ３１のＹＥＳ）、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１へと徐々に変更する（ステップＳ３３）。具体的には、制御部７０は、スイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１へと単位時間ごとに所定値ずつ段階的に変更する。この変更を行いながら、制御部７０は、現時点のスイッチング周波数を含む当該電力変換装置１００の運転情報をシステム制御部８０に送り（ステップＳ２７）、かつシステム制御部８０からの運転停止指示を監視し（ステップＳ２８）、運転停止指示がなければ（ステップＳ２８のＮＯ）、ステップＳ２３の処理に戻る。

【0066】

運転台数の減少に際しては、上記したように、共振周波数ｆｏが上昇してスイッチング周波数ｆ１に近づくので、スイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１へと直ちに戻すと、共振が起こる可能性がある。この不具合を防ぐべく、スイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１へと徐々に戻すようにしている。仮に、スイッチング周波数を第２スイッチング周波数ｆ２から第１スイッチング周波数ｆ１へと戻す過程で共振が起きそうになれば、電圧検出部７の検出電圧Ｖrnが設定値Ｖ１以上となる（ステップＳ２３のＹＥＳ）。この場合、制御部７０は、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチングを一旦停止しそのスイッチングを第２スイッチング周波数ｆ２で再開する（ステップＳ２４〜Ｓ２６）。

【0067】

以上のように、第２実施形態では、各電力変換装置１００の運転台数の変化に際しての電源電圧の共振(振動)を回避しながら、各電力変換装置１００におけるＰＷＭコンバータ２０のスイッチング損失を低減できる。

【0068】

［３］変形例
上記各実施形態では、負荷がブラシレスＤＣモータである場合を例に説明したが、ブラシレスＤＣモータ以外の機器が負荷である場合にも同様に実施できる。

【0069】

上記各実施形態では、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数として第１スイッチング周波数ｆ１である9.0KHzおよび第２スイッチング周波数ｆ２である13.0KHzの２つを用いたが、そのスイッチング周波数の値および個数について限定はなく、線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrの容量やリアクタ２１，２２，２３のインダクタンスなどに応じて適宜に選定可能である。通常は、共振周波数ｆｏのピークから±2ｋHz以上離れれば、共振は発生しないことから、ＰＷＭコンバータ２０のスイッチング周波数として選定した周波数の差が４ｋHz以上あれば、いずれかのスイッチング周波数を選択すれば、確実に電源電圧の共振を回避した運転が可能となる。

【0070】

上記各実施形態では、平滑コンデンサ５の負側端子の電位を基準とするＲ相入力電圧Ｖrnを電圧検出部７で検出する構成としたが、Ｒ相入力電圧Ｖrnに加えてＵ相入力電圧ＶunおよびＶ相入力電圧Ｖvnも検出する構成としてもよい。入力電圧に限らず、入力電流を検出し、その検出電流と設定値との比較によって入力電流の異常振動を検出する構成としてもよい。

【0071】

その他、上記実施形態および変形は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0072】

１…三相交流電源、２ｒ，２ｓ，２ｔ…電源ラインインピーダンス、５…平滑コンデンサ、６…ブラシレスＤＣモータ（負荷）、７…電圧検出部、Ｃrs，Ｃst，Ｃtr…線間コンデンサ（ノイズフィルタ）、２０…ＰＷＭコンバータ、５０…インバータ、７０…制御部（制御手段）、８０…システム制御部、１００…電力変換装置。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】