特許 6606877 無線通信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6606877

(24)【登録日】2019年11月1日

(45)【発行日】2019年11月20日

(54)【発明の名称】無線通信装置

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/04 20060101AFI20191111BHJP

   H03F 3/24 20060101ALI20191111BHJP

   H03F 1/02 20060101ALI20191111BHJP

   H03F 1/07 20060101ALI20191111BHJP

   H03F 1/32 20060101ALI20191111BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/04 B

   H03F3/24

   H03F1/02

   H03F1/07

   H03F1/32

   H04B1/04 R

【請求項の数】3

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2015-117016(P2015-117016)

(22)【出願日】2015年6月9日

(65)【公開番号】特開2017-5478(P2017-5478A)

(43)【公開日】2017年1月5日

【審査請求日】2018年3月6日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005223

【氏名又は名称】富士通株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100089118

【弁理士】

【氏名又は名称】酒井 宏明

(72)【発明者】

【氏名】春日井 大輝

(72)【発明者】

【氏名】本田 弘毅

【審査官】 鴨川 学

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１４−２０４２２９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０１１０６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１１０５６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１３−５４５４００（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−０４１１１８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／０４

Ｈ０３Ｆ １／０２

Ｈ０３Ｆ １／０７

Ｈ０３Ｆ １／３２

Ｈ０３Ｆ ３／２４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

送信信号の電力を増幅する増幅器と、
前記送信信号のキャリアの帯域幅が第一の帯域幅である場合は、前記増幅器の出力インピーダンスを第一のインピーダンスに制御する一方で、前記帯域幅が前記第一の帯域幅より大きい第二の帯域幅である場合は、前記出力インピーダンスを前記第一のインピーダンスより大きい第二のインピーダンスに制御するインピーダンス制御部と、
を具備する無線通信装置。

【請求項2】

前記増幅器での増幅後の信号の隣接チャネル漏洩電力を、測定対象の周波数である対象周波数において測定する測定部と、
前記キャリアの周波数に関する情報であるキャリア情報に基づいて前記対象周波数を設定し、前記対象周波数において前記測定部によって測定された前記隣接チャネル漏洩電力の値に応じて、前記増幅器のバイアス電圧を制御するバイアス電圧制御部と、
をさらに具備する請求項１に記載の無線通信装置。

【請求項3】

前記バイアス電圧制御部は、前記バイアス電圧を制御することにより前記隣接チャネル漏洩電力の値を所定値に近づける、
請求項２に記載の無線通信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、無線通信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば無線通信システムにおける基地局及びユーザ端末等の無線通信装置には、送信信号の電力を増幅する増幅器（Power Amplifier；以下では「ＰＡ」と呼ぶことがある）が備えられている。無線通信装置では、ＰＡの電力効率を高めるために、ＰＡの飽和領域付近でＰＡを動作させることがある。しかし、ＰＡを飽和領域付近で動作させると非線形歪が増加する。また、非線形歪の増加に伴って、ＡＣＰ（Adjacent Channel leakage Power：隣接チャネル漏洩電力)が増加する。一方で、非線形歪を減少させてＡＣＰを減少させるために、ＰＡを線形領域で動作させると、ＰＡの電力効率が低下するため、消費電力が増加する。つまり、ＰＡの電力効率とＰＡの歪特性とはトレードオフの関係にあり、ＰＡの電力効率を高めるほど歪特性は劣化し、ＰＡの歪特性を良好にするほど電力効率は低下する傾向にある。

【0003】

近年、通信速度の高速化及び通信量の増大に伴い、無線通信の広帯域化が進んでいる。一方で、常に使用可能帯域の全域を用いて通信が行われる訳ではなく、通信量が少ない場合等には、使用可能帯域の一部を用いた狭帯域の通信が行われることもある。つまり、同一のＰＡを用いて、広帯域通信が行われるときと、狭帯域通信が行われるときとがある。よって、広帯域であったり、狭帯域であったりという様々なキャリアコンフィグレーションに対応した装置運用が重要となっている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００７−００６１６４号公報

【特許文献2】特開２００７−０１９５７８号公報

【特許文献3】特表平１０−５１３６３１号公報

【特許文献4】特表２００９−５２５６９５号公報

【特許文献5】特開２００４−１４０６３３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ここで、広帯域の無線通信と、狭帯域の無線通信とを比較した場合、一般に、広帯域の方が狭帯域よりもＰＡの歪特性が悪く、逆に、狭帯域の方が広帯域よりもＰＡの電力効率が悪い傾向にある。これに対し、広帯域通信時の歪特性を良好にするために、広帯域通信に合わせてＰＡのパラメータを設定したのでは、狭帯域通信時には、過剰に良好な歪特性となってしまい、無駄な電力が消費されてしまう。逆に、狭帯域通信時の電力効率を上げるために、狭帯域通信に合わせてＰＡのパラメータを設定したのでは、広帯域通信時の歪特性が悪くなり、ＡＣＰが増加してしまう。ＰＡに設定されるパラメータとして、例えば、ＰＡの出力インピーダンスや、ＰＡのバイアス電圧等が挙げられる。

【0006】

つまり、広帯域通信または狭帯域通信のどちらか一方に合わせてＰＡのパラメータを設定すると、広帯域通信が行われるときと、狭帯域通信が行われるときがある通信システムでは、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図ることが難しい。

【0007】

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図って両者を最適化することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

開示の態様では、無線通信装置は、ＰＡと、インピーダンス制御部とを有する。前記ＰＡは、送信信号の電力を増幅する。前記インピーダンス制御部は、前記送信信号のキャリアの周波数に関する情報であるキャリア情報に基づいて、前記ＰＡの出力インピーダンスを制御する。

【発明の効果】

【0009】

開示の態様によれば、ＰＡの電力効率と、ＰＡの歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、実施例１の基地局の構成例を示す図である。

【図2】図２は、実施例１の歪補償部の構成例を示す図である。

【図3】図３は、実施例１のインピーダンス変換器の構成例を示す図である。

【図4】図４は、実施例１のインピーダンス制御の一例を示す図である。

【図5】図５は、実施例１のインピーダンス制御の一例を示す図である。

【図6】図６は、実施例１のインピーダンス制御の一例を示す図である。

【図7】図７は、実施例２の基地局の構成例を示す図である。

【図8】図８は、実施例２のバイアス電圧の制御例の説明に供する図である。

【図9】図９は、実施例２のバイアス電圧制御テーブルの一例を示す図である。

【図10】図１０は、実施例２の対象周波数の設定の一例を示す図である。

【図11】図１１は、実施例２の対象周波数の設定の一例を示す図である。

【図12】図１２は、実施例２の対象周波数の設定の一例を示す図である。

【図13】図１３は、ＲＲＨのハードウェア構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に、本願の開示する無線通信装置の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示する無線通信装置が限定されるものではない。また、各実施例において同一の機能を有する構成部には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

【0012】

［実施例１］
＜基地局の構成例＞
図１は、実施例１の基地局の構成例を示す図である。図１に示す基地局１は、制御装置１０と、ＲＲＨ（Remote Radio Head）２０とを有する。ＲＲＨ２０は、無線通信装置の一例である。

【0013】

制御装置１０は、ＢＢＵ（Base Band Unit）１１を有する。

【0014】

ＲＲＨ２０は、歪補償部２０１と、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）２０３と、アップコンバータ２０５と、分配器２５１と、増幅器２５と、インピーダンス変換器２５７と、カプラ２１３と、アンテナ２１５とを有する。また、ＲＲＨ２０は、ダウンコンバータ２１７と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２１９と、インピーダンス制御部２２１とを有する。

【0015】

増幅器２５は、キャリアアンプ２５３と、ピークアンプ２５５とを有する。つまり、増幅器２５は、ドハティ型の増幅器である。

【0016】

制御装置１０において、ＢＢＵ１１は、入力されるデータに対して符号化処理及び変調処理等のベースバンド処理を行って送信信号ｘ（ｔ）を生成し、生成した送信信号ｘ（ｔ）をＲＲＨ２０の歪補償部２０１へ出力する。また、ＢＢＵ１１は、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア（つまり、変調処理に用いたキャリア）の周波数に関する情報（以下では「キャリア情報」と呼ぶことがある）をＲＲＨ２０のインピーダンス制御部２２１へ出力する。

【0017】

歪補償部２０１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算して送信信号ｘ（ｔ）にプリディストーション（Pre-Distortion；以下では「ＰＤ」と呼ぶことがある）を施すことにより、増幅器２５での増幅後の信号に生じる歪を補償する。以下では、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算した後の信号を「プリディストーション信号（ＰＤ信号）」と呼ぶことがある。歪補償部２０１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算してＰＤ信号ｙ（ｔ）を生成し、生成したＰＤ信号ｙ（ｔ）をＤＡＣ２０３へ出力する。

【0018】

ＤＡＣ２０３は、ＰＤ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログのＰＤ信号をアップコンバータ２０５へ出力する。

【0019】

アップコンバータ２０５は、アナログのＰＤ信号をアップコンバートし、アップコンバート後のＰＤ信号を分配器２５１及びインピーダンス制御部２２１へ出力する。

【0020】

分配器２５１は、アップコンバータ２０５から入力されるＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、キャリアアンプ２５３へのみＰＤ信号を出力する。一方で、分配器２５１は、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方へＰＤ信号を出力する。

【0021】

キャリアアンプ２５３は、入力電力が小さい場合における線形性を備えたＰＡであり、分配器２５１から入力されたＰＤ信号の電力を増幅し、増幅後の信号をインピーダンス変換器２５７へ出力する。これに対し、ピークアンプ２５５は、入力電力が大きい場合にのみ使用されるＰＡであり、分配器２５１から入力されたＰＤ信号の電力を増幅し、増幅後の信号をインピーダンス変換器２５７へ出力する。

【0022】

インピーダンス変換器２５７は、分配器２５１に入力されたＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、キャリアアンプ２５３からだけ信号を入力されるため、キャリアアンプ２５３から入力された信号をカプラ２１３へ出力する。一方で、インピーダンス変換器２５７は、分配器２５１に入力されたＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方から信号を入力される。このため、インピーダンス変換器２５７は、キャリアアンプ２５３から出力された信号とピークアンプ２５５から出力された信号とが合成された合成信号のインピーダンスを調整し、インピーダンス調整後の合成信号をカプラ２１３へ出力する。インピーダンス変換器２５７は、合成信号のインピーダンスを調整することで、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の各出力端の合成点からキャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５を見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）を調整する。また、インピーダンス変換器２５７は、インピーダンス制御部２２１からの制御の下で、増幅器２５の出力インピーダンスを調整する。

【0023】

カプラ２１３は、インピーダンス変換器２５７から出力された増幅後の信号を、アンテナ２１５と、ダウンコンバータ２１７とに分配する。これにより、増幅器２５での増幅後の信号が、ダウンコンバータ２１７及びＡＤＣ２１９を介して歪補償部２０１へフィードバックされる。

【0024】

アンテナ２１５は、増幅後の信号を無線送信する。

【0025】

ダウンコンバータ２１７は、カプラ２１３から入力される信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号をＡＤＣ２１９へ出力する。

【0026】

ＡＤＣ２１９は、ダウンコンバート後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号をフィードバック信号ｚ（ｔ）として歪補償部２０１へ出力する。

【0027】

インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値とキャリア情報とに基づいて、インピーダンス変換器２５７におけるインピーダンス調整を制御することにより増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。出力インピーダンスの制御の詳細は後述する。

【0028】

＜歪補償部の構成例＞
図２は、実施例１の歪補償部の構成例を示す図である。図２において、歪補償部２０１は、ＰＤ部２３１と、アドレス生成部２３３と、歪補償テーブル２３５と、誤差算出部２３７と、歪補償係数更新部２３９とを有する。

【0029】

歪補償部２０１において、送信信号ｘ（ｔ）が、ＰＤ部２３１及びアドレス生成部２３３に入力される。また、送信信号ｘ（ｔ）は、参照信号として、誤差算出部２３７に入力される。

【0030】

アドレス生成部２３３は、送信信号ｘ（ｔ）の振幅値を求め、求めた振幅値に応じたアドレスを生成し、生成したアドレスを歪補償テーブル２３５に指定するとともに、歪補償係数更新部２３９へ出力する。

【0031】

歪補償テーブル２３５は、複数のアドレスと、それら複数のアドレスのそれぞれに対応する複数の歪補償係数を格納する。歪補償テーブル２３５は、アドレス生成部２３３から指定されたアドレスに対応する歪補償係数をＰＤ部２３１へ出力する。

【0032】

ＰＤ部２３１は、歪補償テーブル２３５から入力された歪補償係数を用いて、送信信号ｘ（ｔ）に対してＰＤを施す。すなわち、ＰＤ部２３１は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数を乗算し、乗算後の信号をＰＤ信号ｙ（ｔ）としてＤＡＣ２０３へ出力する。

【0033】

誤差算出部２３７は、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｚ（ｔ）との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部２３９へ出力する。

【0034】

歪補償係数更新部２３９は、例えばＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて、誤差算出部２３７から入力された誤差を最小にする歪補償係数を算出する。歪補償係数更新部２３９は、歪補償テーブル２３５に格納されている複数の歪補償係数のうち、アドレス生成部２３３から入力されたアドレスに対応する歪補償係数を、算出した歪補償係数によって更新する。

【0035】

＜インピーダンス変換器の構成例＞
図３は、実施例１のインピーダンス変換器の構成例を示す図である。図３において、インピーダンス変換器２５７は、スイッチＳ１，Ｓ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを有する。コンデンサＣ２の容量は、コンデンサＣ１の容量より小さい。インピーダンス変換器２５７では、図３に示すように、コンデンサＣ１，Ｃ２の一端がスイッチＳ１，Ｓ２を介して電送線路に接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２の他端がグランド（ＧＮＤ）に接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は並列に接続されている。例えば、キャリアアンプ２５３の出力側の伝送線路Ｌ１のインピーダンス、ピークアンプ２５５の出力側の伝送線路Ｌ２のインピーダンス、及び、インピーダンス変換器２５７の入力側の伝送線路Ｌ３のインピーダンスは共に５０Ωである。

【0036】

スイッチＳ１，Ｓ２のオン／オフは、インピーダンス制御部２２１により制御される。インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値及びキャリア情報に基づいてスイッチＳ１，Ｓ２のオン／オフを制御することにより、増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。

【0037】

ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、インピーダンス変換器２５７へは、キャリアアンプ２５３からだけ信号が入力される。インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ未満の場合は、スイッチＳ１，Ｓ２の双方をオフにする。この場合、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の各出力端の合成点ＣＰからキャリアアンプ２５３を見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）は５０Ωとなっている。

【0038】

これに対し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合は、インピーダンス変換器２５７へは、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５の双方から信号が入力される。ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、スイッチＳ１，Ｓ２の双方がオフの場合は、合成点ＣＰからキャリアアンプ２５３及びピークアンプを見た負荷インピーダンス（つまり、増幅器２５の出力インピーダンス）は２５Ωとなっている。

【0039】

インピーダンス制御部２２１は、ＰＤ信号の電力値を測定し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上の場合に、以下の制御例１〜３のようにして、増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。図４〜６は、実施例１のインピーダンス制御の一例を示す図である。

【0040】

＜制御例１（図４）＞
制御例１では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅を示す場合について説明する。ここでは、キャリアの帯域幅の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りの帯域幅を挙げる。６０ＭＨｚは広帯域の一例であり、２０ＭＨｚは狭帯域の一例である。ここでは、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。

【0041】

図４に示すように、インピーダンス制御部２２１は、帯域幅が２０ＭＨｚ（つまり、狭帯域）の場合は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、帯域幅が６０ＭＨｚ（つまり、広帯域）の場合は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。コンデンサＣ２の容量はコンデンサＣ１の容量より小さいため、帯域幅が６０ＭＨｚのときの増幅器２５の出力インピーダンスは、帯域幅が２０ＭＨｚのときの増幅器２５の出力インピーダンスよりも大きくなる。例えば、スイッチＳ１がオンで、スイッチＳ２がオフのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また例えば、スイッチＳ１がオフで、スイッチＳ２がオンのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。

【0042】

ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、スイッチＳ１，Ｓ２の双方がオフの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスは上記のように２５Ωである。これに対し、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、帯域幅が２０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５Ωに制御される。つまり、帯域幅が２０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２２.５Ωに減少するように制御される。よって、帯域幅が２０ＭＨｚ（つまり、狭帯域）の場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の歪特性が劣化する一方で、増幅器２５の電力効率が上がって消費電力が抑制される。

【0043】

また、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、帯域幅が６０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５Ωに制御される。つまり、帯域幅が６０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２７.５Ωに増加するように制御される。よって、帯域幅が６０ＭＨｚ（つまり、広帯域）の場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の電力効率が低下する一方で、増幅器２５の歪特性は改善される。

【0044】

上記のように、一般に、広帯域の方が狭帯域よりも増幅器２５の歪特性が悪く、逆に、狭帯域の方が広帯域よりも増幅器２５の電力効率が悪い傾向にある。このため、送信信号ｘ（ｔ）の帯域幅が狭帯域（ここでは、２０ＭＨｚ）である場合には、増幅器２５の電力効率を上げるように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。逆に、送信信号ｘ（ｔ）の帯域幅が広帯域（ここでは、６０ＭＨｚ）である場合には、増幅器２５の歪特性を改善するように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。

【0045】

そこで、制御例１では、以上のようにして、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅に応じて増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。

【0046】

＜制御例２（図５）＞
制御例２では、送信信号ｘ（ｔ）が複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号である場合について説明する。例えば、送信信号ｘ（ｔ）は、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２（ｆ１＜ｆ２）の信号とを含む。この場合、キャリア情報は、キャリア周波数ｆ１及びキャリア周波数ｆ２を示す。ここで、「ｆ２−ｆ１」は、送信信号ｘ（ｔ）におけるキャリアの周波数間隔になる。つまり、キャリア情報には、送信信号ｘ（ｔ）の複数のキャリアの周波数間隔（以下では「キャリア間隔」と呼ぶことがある）が示されている。ここでは、キャリア間隔の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りのキャリア間隔を挙げる。６０ＭＨｚは広いキャリア間隔の一例であり、２０ＭＨｚは狭いキャリア間隔の一例である。ここでは、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。

【0047】

図５に示すように、インピーダンス制御部２２１は、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が狭い場合）は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が広い場合）は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。制御例１と同様に、例えば、スイッチＳ１がオンで、スイッチＳ２がオフのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また、制御例１と同様に、例えば、スイッチＳ１がオフで、スイッチＳ２がオンのときに増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。

【0048】

よって、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２２.５Ωに制御される。つまり、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２２.５Ωに減少するように制御される。よって、キャリア間隔が２０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が狭い場合）は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の歪特性が劣化する一方で、増幅器２５の電力効率が上がって消費電力が抑制される。

【0049】

また、ＰＤ信号の電力値が閾値ＴＨ以上で、かつ、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合は、インピーダンス制御部２２１によって、増幅器２５の出力インピーダンスが２７.５Ωに制御される。つまり、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωから２７.５Ωに増加するように制御される。よって、キャリア間隔が６０ＭＨｚの場合（つまり、キャリア間隔が広い場合）は、増幅器２５の出力インピーダンスが２５Ωのときに比べて、増幅器２５の電力効率が低下する一方で、増幅器２５の歪特性は改善される。

【0050】

ここで、一般に、キャリア間隔が広いときの方がキャリア間隔が狭いときよりも増幅器２５の歪特性が悪く、逆に、キャリア間隔が狭いときの方がキャリア間隔が広いときよりも増幅器２５の電力効率が悪い傾向にある。このため、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔が狭い場合（ここでは、２０ＭＨｚの場合）は、増幅器２５の電力効率を上げるように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。逆に、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔が広い場合（ここでは、６０ＭＨｚの場合）は、増幅器２５の歪特性を改善するように増幅器２５の出力インピーダンスを制御するのが好ましい。

【0051】

そこで、制御例２では、以上のようにして、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア間隔に応じて増幅器２５の出力インピーダンスを制御する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。

【0052】

＜制御例３（図６）＞
制御例３では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの周波数位置（以下では「キャリア位置」と呼ぶことがある）を示す場合について説明する。ここでは、キャリア位置の一例として、８００ＭＨｚと１.５ＧＨｚの二通りのキャリア位置を挙げる。８００ＭＨｚは低周波の一例であり、１.５ＧＨｚは高周波の一例である。

【0053】

図６に示すように、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が８００ＭＨｚ（つまり、低周波）の場合は、スイッチＳ１をオンにし、スイッチＳ２をオフにする。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が１.５ＧＨｚ（つまり、高周波）の場合は、スイッチＳ１をオフにし、スイッチＳ２をオンにする。ここでは、キャリア位置が８００ＭＨｚであるときにスイッチＳ１がオンでスイッチＳ２がオフであると、増幅器２５の出力インピーダンスが２５ΩになるようにコンデンサＣ１の容量が設定されている。また、キャリア位置が１.５ＧＨｚであるときにスイッチＳ１がオフでスイッチＳ２がオンであると、増幅器２５の出力インピーダンスが２５ΩになるようにコンデンサＣ２の容量が設定されている。

【0054】

つまり、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が低周波の場合は、低周波での歪特性を改善するために、低周波に対して増幅器２５の出力インピーダンスが最適になるようにインピーダンス変換器２５７を制御する。一方で、インピーダンス制御部２２１は、キャリア位置が高周波の場合は、高周波での歪特性を改善するために、高周波に対して増幅器２５の出力インピーダンスが最適になるようにインピーダンス変換器２５７を制御する。これにより、キャリア位置が低周波の場合でも高周波の場合でも、良好な歪特性を得ることができる。

【0055】

［実施例２］
＜基地局の構成例＞
図７は、実施例２の基地局の構成例を示す図である。図７に示す基地局２は、制御装置１０と、ＲＲＨ３０とを有する。ＲＲＨ３０は、無線通信装置の一例である。

【0056】

ＲＲＨ３０は、実施例１のＲＲＨ２０の構成（図１）に加え、さらに、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部３０１と、ＡＣＰ測定部３０３と、バイアス電圧制御部３０５とを有する。

【0057】

ＦＦＴ部３０１にはフィードバック信号ｚ（ｔ）が入力され、ＦＦＴ部３０１は、入力されたフィードバック信号ｚ（ｔ）に対してＦＦＴを行う。このＦＦＴにより、サンプリング周期をΔｔとすれば、周波数Δｆ（＝１／Δｔ・Ｎ）間隔でＮ／２個のスペクトルが得られる。ＦＦＴ部３０１は、ＦＦＴにより得たスペクトルをＡＣＰ測定部３０３へ出力する。

【0058】

ＡＣＰ測定部３０３は、ＦＦＴ部３０１から入力されるスペクトルを用いて、フィードバック信号ｚ（ｔ）（つまり、増幅器２５での増幅後の信号）のＡＣＰを測定する。ＡＣＰ測定部３０３は、隣接チャネルの周波数帯域に属するスペクトルを加算してＡＣＰを測定する。このとき、ＡＣＰ測定部３０３は、隣接チャネルの周波数範囲のうち、ＡＣＰの測定対象となる周波数（以下では「対象周波数」と呼ぶことがある）においてＡＣＰを測定する。対象周波数は、バイアス電圧制御部３０５によって設定される。ＡＣＰ測定部３０３は、対象周波数において測定したＡＣＰの値をバイアス電圧制御部３０５へ出力する。

【0059】

バイアス電圧制御部３０５には、ＢＢＵ１１からキャリア情報が入力される。バイアス電圧制御部３０５は、入力されたキャリア情報に基づいて、対象周波数をＡＣＰ測定部３０３に設定する。また、バイアス電圧制御部３０５は、設定した対象周波数においてＡＣＰ測定部３０３によって測定されたＡＣＰの値に基づいて、キャリアアンプ２５３及びピークアンプ２５５（つまり、増幅器２５）のバイアス電圧を制御する。

【0060】

＜バイアス電圧の制御例＞
図８は、実施例２のバイアス電圧の制御例の説明に供する図である。送信信号ｘ（ｔ）のキャリアＣＡに隣接してチャネルＣＨ１１，ＣＨ１２，ＣＨ１３，ＣＨ２１，ＣＨ２２，ＣＨ２３の各チャネルが存在する。チャネルＣＨ１１，ＣＨ１２，ＣＨ１３，ＣＨ２１，ＣＨ２２，ＣＨ２３のうち、チャネルＣＨ１１，ＣＨ２１は、キャリアＣＡに最も近接する「最近接チャネル」である。対象周波数が最近接チャネルである場合、ＡＣＰ測定部３０３は、チャネルＣＨ１１のＡＣＰを測定しても良く、チャネルＣＨ２１のＡＣＰを測定しても良く、または、チャネルＣＨ１１のＡＣＰとチャネルＣＨ２１のＡＣＰとの平均値を測定値としても良い。

【0061】

バイアス電圧制御部３０５は、ＡＣＰ測定部３０３によって測定されたＡＣＰの値ｐに基づいて増幅器２５のバイアス電圧Ｖ_ｂを制御する。バイアス電圧制御部３０５は、以下の式（１）に従って、所定値βに対するＡＣＰの値ｐの差分値αを算出する。所定値βは、例えば、増幅器２５におけるＡＣＰのスペック値である。
α＝β−ｐ …（１）

【0062】

よって、差分値αが正の値になるときは、ＡＣＰの値ｐがスペック値βより小さいとき、つまり、増幅器２５の歪特性にマージンがあるときである。また、差分値αが負の値になるときは、ＡＣＰの値ｐがスペック値βより大きいとき、つまり、増幅器２５の歪特性がスペックを満たしていないときである。

【0063】

そこで、バイアス電圧制御部３０５は、差分値αに応じてバイアス電圧Ｖ_ｂをΔＶ_ｂだけ変化させる。図９は、実施例２のバイアス電圧制御テーブルの一例を示す図である。図９に示すバイアス電圧制御テーブルはＲＲＨ３０が有するメモリ（図示せず）に記憶されており、バイアス電圧制御テーブルには、差分値αの複数の範囲にそれぞれ対応するΔＶ_ｂ（ＨＥＸ値）が予め設定されている。バイアス電圧制御部３０５は、差分値αを用いてバイアス電圧制御テーブルを参照し、差分値αに対応するΔＶ_ｂだけ増幅器２５のバイアス電圧Ｖ_ｂを変化させる。例えば、差分値αが１.５であるときは、バイアス電圧制御部３０５は、増幅器２５のバイアス電圧Ｖ_ｂをΔＶ_ｂ＝０００４（ＨＥＸ値）だけ減少させる。また例えば、差分値αが−０.８であるときは、バイアス電圧制御部３０５は、増幅器２５のバイアス電圧Ｖ_ｂをΔＶ_ｂ＝０００２（ＨＥＸ値）だけ増加させる。

【0064】

このように、バイアス電圧制御部３０５が差分値αに応じてバイアス電圧Ｖ_ｂを増加または減少させることにより、ＡＣＰ測定部３０３によって測定されるＡＣＰの値ｐがスペック値βに近づく。すなわち、差分値αが正の値になるとき、つまり、増幅器２５の歪特性にマージンがあるときは、バイアス電圧Ｖ_ｂを減少させることにより、増幅器２５の歪特性を劣化させる一方で、増幅器２５の電力効率を向上させて消費電力を抑制する。また、差分値αが負の値になるとき、つまり、増幅器２５の歪特性がスペックを満たしていないときは、バイアス電圧Ｖ_ｂを増加させることにより、増幅器２５の歪特性を改善する。これにより、増幅器２５の電力効率と、増幅器２５の歪特性とのバランスを図って両者を最適化することができる。

【0065】

＜対象周波数の設定例＞
図１０〜１２は、実施例２の対象周波数の設定の一例を示す図である。以下、設定例１〜３について説明する。

【0066】

＜設定例１（図１０）＞
設定例１では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリアの帯域幅を示す場合について説明する。ここでは、キャリアの帯域幅の一例として、６０ＭＨｚと２０ＭＨｚの二通りの帯域幅を挙げる。６０ＭＨｚは広帯域の一例であり、２０ＭＨｚは狭帯域の一例である。ここでは、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、送信信号ｘ（ｔ）の中心周波数は同一であるとする。図１０に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、帯域幅が６０ＭＨｚの場合でも２０ＭＨｚの場合でも、対象周波数を最近接チャネルに設定する。対象周波数を最近接チャネルに設定するのは、通常、ＡＣＰのうち最近接チャネルにおけるＡＣＰが最大になるからである。

【0067】

＜設定例２（図１１）＞
設定例２では、送信信号ｘ（ｔ）が複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号であり、キャリア情報がキャリア間隔を示す場合について説明する。図１１に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、キャリア間隔Ｌが０である場合、つまり、２つのキャリアが接している場合は、対象周波数を最近接チャネルに設定する。一方で、バイアス電圧制御部３０５は、キャリア間隔Ｌが０より大きい場合、つまり、２つのキャリアが離れた位置にある場合は、対象周波数を、キャリア間隔Ｌの中間周波数、つまり、キャリア間隔Ｌの２分の１の周波数に設定する。対象周波数をキャリア間隔Ｌの中間周波数に設定するのは、２つのキャリアからのＡＣＰが合成された結果、合成後のＡＣＰがキャリア間隔Ｌの中間周波数において最大になる場合が多いと想定されるからである。

【0068】

＜設定例３（図１２）＞
設定例３では、キャリア情報が、送信信号ｘ（ｔ）のキャリア位置を示す場合について説明する。ここでは、キャリア位置の一例として、８００ＭＨｚと１.５ＧＨｚの二通りのキャリア位置を挙げる。８００ＭＨｚは低周波の一例であり、１.５ＧＨｚは高周波の一例である。図１２に示すように、バイアス電圧制御部３０５は、周波数位置が８００ＭＨｚの場合でも１.５ＧＨｚの場合でも、対象周波数を最近接チャネルに設定する。

【0069】

設定例１〜３の何れにおいても、ＡＣＰが最大になるチャネルに対象周波数が設定されるので、上記のようなバイアス電圧の制御に対し、最適な対象周波数を設定することができる。

【0070】

［他の実施例］
ＲＲＨ２０，３０は、例えば、次のようなハードウェア構成により実現することができる。図１３は、ＲＲＨのハードウェア構成例を示す図である。図１３に示すように、ＲＲＨ２０，３０は、ハードウェアの構成要素として、プロセッサ５１と、メモリ５２と、無線通信モジュール５３とを有する。プロセッサ５１の一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit），ＤＳＰ（Digital Signal Processor），ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。また、ＲＲＨ２０，３０は、プロセッサ５１と周辺回路とを含むＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）を有してもよい。メモリ５２の一例として、ＳＤＲＡＭ等のＲＡＭ，ＲＯＭ，フラッシュメモリ等が挙げられる。

【0071】

例えば、ＤＡＣ２０３と、アップコンバータ２０５と、分配器２５１と、増幅器２５と、インピーダンス変換器２５７と、カプラ２１３と、アンテナ２１５と、ダウンコンバータ２１７と、ＡＤＣ２１９とは、無線通信モジュール５３により実現される。また例えば、歪補償部２０１と、インピーダンス制御部２２１と、ＦＦＴ部３０１と、ＡＣＰ測定部３０３と、バイアス電圧制御部３０５とは、プロセッサ５１により実現される。また例えば、図９に示すようなバイアス電圧制御テーブルはメモリ５２に記憶される。

【符号の説明】

【0072】

１，２ 基地局
１０ 制御装置
１１ ＢＢＵ
２０，３０ ＲＲＨ
２５ 増幅器
２５１ 分配器
２５３ キャリアアンプ
２５５ ピークアンプ
２５７ インピーダンス変換器
２２１ インピーダンス制御部
３０１ ＦＦＴ部
３０３ ＡＣＰ測定部
３０５ バイアス電圧制御部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】